JP2002238290A - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直流モータを左右両駆動方向に所定の出力に
て運転するための、モータへの通電電流検出を精度良く
行うようにする。 【解決手段】 第１アーム上側スイッチング素子を素子
Ａ、第１アーム下側スイッチング素子を素子Ｂ、第２ア
ーム上側スイッチング素子を素子Ｃ、第２アーム下側ス
イッチング素子を素子Ｄとするとき、第１アームから第
２アームに向かって通電するときは素子ＡをＯＮ、素子
ＤをＰＷＭ駆動することによりモータ印加電圧若しくは
モータ電流を制御し、第２アームから第１アームに向か
って通電するときは素子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ駆動
することによりモータＭに通電する電流の極性を切り替
えるように構成し、スイッチング素子Ａと素子Ｂのなす
アームとモータＭの間にシャント抵抗ＲＳを挿入し、シ
ャント抵抗ＲＳ両端に発生する電圧を増幅することによ
り、モータに流れる電流値を検出するように構成したも
のである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はＤＣモータの駆動
制御回路に関し、特にモータの通電方向を正転と逆転で
切り替え可能としつつ電流値をフィードバック制御し、
モータの発生するトルクの向きと大きさを制御すること
が要求される装置、例えば電動パワーステアリング装置
に応用して好適なものである。

【０００２】

【従来の技術】ヨークに永久磁石又は電磁石を配置して
ステータを構成し、整流ブラシを介してロータに巻かれ
たコイルに電流を通電するように磁気回路を構成したＤ
Ｃモータは、通電方向及び通電電流に応じて回転方向及
び発生トルクが容易に制御できるという特徴があり、ト
ルク及び回転方向の制御が必要な応用分野におけるサー
ボモータとして広く用いられている。例えば、自動車の
パワーステアリングのアクチュエータとして、ＤＣモー
タを電流制御することにより発生トルクとアシスト方向
を制御し、従来の油圧によるトルクアシスト装置と同様
な機能を実現している。

【０００３】ここで、ＤＣモータに印加する電流の向き
及び通電電流を制御するために、図８に示すように通常
各々２個の直列接続されたスイッチング素子Ａ及びＢ，
スイッチング素子Ｃ及びＤからなるアーム２組を備え、
各アームの中点（ノード１及び２）からＤＣモータＭを
駆動するようにしたいわゆるＨブリッジ回路を用いるこ
とが行われている。

【０００４】図８のＨブリッジ回路において、左アーム
上側スイッチング素子を素子Ａ、左アーム下側スイッチ
ング素子を素子Ｂ、右アーム上側スイッチング素子を素
子Ｃ、右アーム下側スイッチング素子を素子Ｄとする。
この時任意の対角のスイッチング素子、即ち素子Ａと素
子Ｄ又は、素子Ｂと素子Ｃの組み合わせでパルス幅変調
（以下ＰＷＭと呼ぶ）制御し、又その逆の対角のスイッ
チング素子をＯＦＦせしめることにより、ＤＣモータに
印加する電源電圧の実行値を変化させ、これによりモー
タ駆動電流値を制御する。

【０００５】また、駆動方向を逆転させるためには、Ｐ
ＷＭスイッチング動作するスイッチング素子の組を入れ
替えることで実現する。

【０００６】実際にスイッチング素子をＰＷＭ動作させ
るに際しては、対角の両方つまり素子Ａ（Ｃ）と素子Ｄ
（Ｂ）の素子をＰＷＭスイッチングさせても、一方の
み、素子Ａ（Ｃ）をＰＷＭスイッチングし、素子Ｄ
（Ｂ）をＯＮとするようにしてもよい。以下の説明にお
いて括弧内の（素子）は直前の素子と交換可能とする。

【０００７】ＰＷＭ駆動方法の違いにより、ＰＷＭスイ
ッチングＯＦＦ時のモータ電流の還流継続時間、Ｈブリ
ッジ回路のスイッチング素子のスイッチング損失、及び
発熱が変化するため制御対象の要求に応じて、最適な駆
動方法を選択することが行われる。

【０００８】いま、素子Ａ（Ｃ）をＰＷＭ駆動し、素子
Ｄ（Ｂ）をＯＮとするようにした場合の各部の動作波形
を図９に示す。スイッチング素子のＯＮ抵抗、フライホ
イールダイオードの順方向電圧降下を無視すると、モー
タのアマチュアの自己インダクタンス、巻き線抵抗、及
びブラシの電圧降下等から決まる電気的時定数により、
ＰＷＭキャリア周波数と通電デューティに応じてモータ
電流が脈動する。この時、ノード１（２）のモータの端
子電圧に着目すると、素子Ａ（Ｃ）がＰＷＭによりスイ
ッチングＯＮ動作となったとき電圧は＋Ｖｂとなる。一
方素子Ａ（Ｃ）がＯＦＦすると、モータが誘導性負荷で
あるためノード１（２）の電圧は素子Ｂ（Ｄ）のダイオ
ードでクランプされた０Ｖ付近の電圧となりフライホイ
ール電流が流れる。従って、ノード１（２）の端子電圧
はＰＷＭ周波数で電源電圧Ｖｂの振幅で脈動する。一
方、ノード２（１）の端子電圧は、素子Ｄ（Ｂ）を常時
ＯＮ駆動しているため０Ｖで安定している。

【０００９】ところで、通電電流を制御するためには、
モータに流れる電流を検出し、目標電流に対するフィー
ドバック制御することが必要であり、このため電流検出
手段を設ける。モータ駆動電流の検出を行うには、
（１）モータ駆動線の電流をホール素子で直読する方
法、（２）モータ線にシャント抵抗を直列に挿入しシャ
ント両端の電圧を増幅することで検出する方法、（３）
Ｈブリッジ回路のＧＮＤ又は＋Ｂラインの母線に流れる
電流をシャント抵抗により絶対値で検出して増幅する方
法等が考えられる。

【００１０】（１）ホール素子を用いる電流検出方法の
場合、モータ駆動電流を直接検出できるという利点があ
るが、ホール素子のコストがＯＰアンプを用いた増幅回
路等に比べて高価であるという問題がある。また、ホー
ル素子設置の工作精度による検出感度バラツキが生じや
すく、検出オフセット、温度や着磁によるドリフト等精
度劣化の対策も要する。

【００１１】（２）モータ線にシャント抵抗を直列に挿
入しシャント両端の電圧を差動増幅する方法の場合、先
に述べたようにモータ線の対ＧＮＤ電圧がＰＷＭの搬送
周波数の周期で電源電圧まで振られるため、この様な通
電モードの時には差動増幅回路の同相電圧除去比が十分
に確保できなければ検出精度が悪化するという問題があ
る。

【００１２】例えば、Ｈブリッジ回路のＰＷＭ動作周波
数として２０ＫＨｚ程度を用いた場合、単電源で動作し
車載用に広く使われているＬＭ３２４タイプのＯＰアン
プで差動増幅した場合、利得帯域幅積は１ＭＨｚ程度で
あるためＰＷＭキャリア周波数の高調波成分による同相
ノイズに対して十分な抑圧が得られず差動増幅が正しく
動作しないため実用的でない。

【００１３】（３）Ｈブリッジ回路のＧＮＤ又は＋Ｂラ
インの母線に流れる電流をシャント抵抗により絶対値検
出して増幅する方法によれば、ＰＷＭの回生電流の影響
を除去するためのサンプル＆ホールド回路を備えること
により、対ＧＮＤ又は対＋Ｂラインの検出電圧を汎用Ｏ
Ｐアンプ等を用いた一般的な増幅回路で増幅し検出する
ことができ、容易に回路を構成し得るという利点がある
一方で、電流値を絶対値で検出することとなるため通電
方向が不明であり、また母線に流れる電流はモータ通電
電流そのものではなく、スイッチング素子上下のアーム
での貫通電流や、ＰＷＭのＯＦＦ時の回生電流の影響等
により検出精度が悪化しやすい等検出精度の面で問題が
ある。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】以上のように従来の技
術によれば、モータ線の電流を直接的に検出しようとす
れば、コスト的には不利となるがホール素子を用いるこ
とにより実現するか、もしくは利得帯域幅積の特に優れ
た高価なＯＰアンプを採用した差動増幅回路を構成する
ことにより実現せざるを得なかった。

【００１５】また、一般的なＯＰアンプを用いて電流検
出回路を構成するには、Ｈブリッジ回路の＋Ｂラインも
しくはＧＮＤラインに検出用のシャント抵抗を挿入し母
線電流をサンプル＆ホールドして検出するため、動作原
理上Ｈブリッジ回路の貫通電流の影響による誤差が生じ
るほか、駆動周期毎の平均電流を求める操作が必要で、
回生モードの電流検出は困難であり、精度がモータ線の
電流値を直読する場合に比べて劣るという課題を抱えて
いる。

【００１６】この発明は、このような問題点を解消する
ためになされたものであり、Ｈブリッジ回路でＰＷＭ駆
動されているモータの駆動電流値を、安価な汎用ＯＰア
ンプを用い直接検出できる回路方式を提供することを目
的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明に係るモータ駆
動制御装置は、各々２個の直列接続されたスイッチング
素子からなるアーム２組を備え、各アームの中点からＤ
Ｃモータを駆動するようにしたいわゆるＨブリッジ回路
によるモータ駆動制御装置において、第１アーム上側ス
イッチング素子を素子Ａ、第１アーム下側スイッチング
素子を素子Ｂ、第２アーム上側スイッチング素子を素子
Ｃ、第２アーム下側スイッチング素子を素子Ｄとすると
き、第１アームから第２アームに向かって通電するとき
は素子ＡをＯＮ、素子ＤをＰＷＭ駆動することによりモ
ータ印加電圧若しくはモータ電流を制御し、第２アーム
から第１アームに向かって通電するときは素子ＢをＯ
Ｎ、素子ＣをＰＷＭ駆動することによりモータに通電す
る電流の極性を切り替えるとともに、モータに印加する
電圧又は電流を制御するようにしたことを特徴とする。

【００１８】また、本発明に係るモータ制御装置は、モ
ータ駆動方向を切り替えるためスイッチの極性を切り替
える場合には、切り替えの前の通電方向から切り替え後
の通電方向に移行する前に全スイッチング素子（Ａ〜
Ｄ）をＯＦＦする所定のデッドタイムを設けるようにし
たものである。

【００１９】また、素子Ａ及びＢの中点と、モータの間
にシャント抵抗器を接続しその両端にモータ通電電流に
応じて生じる電圧を増幅することによりモータ駆動電流
を検出する様にした電流検出手段を備えたように構成し
たものである。

【００２０】また、前記電流検出手段の検出した検出値
を、モータ駆動電流指令値に対してフィードバックする
ことによりモータの電流制御を行うように構成したもの
である。

【００２１】また、電流検出手段の検出した検出値を用
いて、モータ駆動電流値が所定範囲内に有ることを監視
し、異常時にはモータの駆動を禁止する様に構成したも
のである。

【００２２】また、モータに通電する電流の極性に応じ
て各々電流検出値のオフセットの誤差を補正するように
構成したものである。

【００２３】また、モータに通電する電流の極性に応じ
て電流検出回路のオフセットを計測するために、起動時
にまず素子ＡのみをＯＮして第１アームから第２アーム
に向かって通電するときの検出オフセットを計測し、続
けて素子ＢのみをＯＮして第２アームから第１アームに
向かって通電するときの検出オフセットを計測し、各々
計測された値を元に電流検出値のオフセットの誤差を補
正する様に構成したものである。

【００２４】また、電源のバックアップ無しに補正デー
タを記憶できる不揮発記憶手段を備え、不揮発記憶手段
にモータの通電方向各々に応じた電流検出値のオフセッ
ト補償値を保持しその値をもとに、電流検出値のオフセ
ットの誤差を補正するように構成したものである。

【００２５】また、スイッチング素子としてＮチャンネ
ル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いるようにしたものであ
る。

【００２６】また、スイッチング素子として素子Ａ及び
素子ＣにＰチャンネル型、素子Ｂ及び素子ＤにＮチャン
ネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いるようにしたもので
ある。

【００２７】また、スイッチング素子としてＮＰＮ型の
バイポーラトランジスタを用いるようにしたものであ
る。

【００２８】また、スイッチング素子として素子Ａ及び
素子ＣにＰＮＰ型、素子Ｂ及び素子ＤにＮＰＮ型のバイ
ポーラトランジスタを用いるようにしたものである。

【００２９】また、ＰＷＭキャリア周波数を可聴周波数
よりも高く設定するようにしたものである。

【００３０】

【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の
実施の形態１によるモータ駆動制御装置を図に基づいて
説明する。

【００３１】図１は実施の形態１によるモータ駆動制御
装置を示す回路構成図である。図１のＨブリッジ回路に
おいて、左アーム上側スイッチング素子を素子Ａ、左ア
ーム下側スイッチング素子を素子Ｂ、右アーム上側スイ
ッチング素子を素子Ｃ、右アーム下側スイッチング素子
を素子Ｄとする。この実施の形態では、スイッチング素
子Ａ〜ＤとしてＮチャンネルエンハンスメント型ＭＯＳ
ＦＥＴを使用する。つまり、電源＋Ｂ側にドレイン、Ｇ
ＮＤ側電位にソースとなるように縦列接続した２組のＭ
ＯＳＦＥＴ素子Ａと素子Ｂからなるアーム１（第１のア
ーム）並びに素子Ｃと素子Ｄからなるアーム２（第２の
アーム）を備え、アーム１及びアーム２の中点（それぞ
れノード１及びノード２と呼ぶ）からモータＭの駆動回
路出力が取り出されるようにする。

【００３２】各々のスイッチング素子Ａ〜Ｄは、ソース
電圧を基準としたゲート印加電圧が０Ｖのときソース〜
ドレイン間の導通が遮断されＯＦＦとなる。また、ゲー
ト印加電圧がソース電圧に対してしきい値電圧Ｖｔｈよ
りも充分高ければソース〜ドレイン間は充分導通しＯＮ
となる。

【００３３】また、スイッチング素子ＡとＢの成すアー
ム１から出力されたモータ駆動端子とモータＭの間には
シャント抵抗Ｒｓが置かれ、モータＭに流れる電流値に
応じた電圧がシャント抵抗Ｒｓ両端に検出されるように
なっている。

【００３４】シャント抵抗Ｒｓの両端電圧は、抵抗Ｒ１
及び抵抗Ｒ２を介してＯＰアンプ（ＯＰＡ１）に入力さ
れる。また、ＯＰＡ１の正相入力は基準電源（例えば５
Ｖ）とＧＮＤに対して中点電圧（２.５Ｖ）が検出電流
値のゼロ点となるようにＲ３＝Ｒ４の抵抗値でバイアス
されている。抵抗Ｒ５はＯＰＡ１の出力端子から逆相入
力へのフィードバックを行っており、Ｒ５×２＝Ｒ３＝
Ｒ４となるように値が選定されている。抵抗Ｒ６及びコ
ンデンサＣ１は一次遅れＬＰＦ回路であり、検出電流に
含まれるＰＷＭキャリアを必要に応じて除去することを
目的とする。

【００３５】本出力を目標電流に対するフィードバック
信号として帰還することによりＦＥＴ駆動方向及び駆動
デューティの制御を行い、電流フィードバック制御を行
わしめる。

【００３６】いま、アーム１からアーム２に流れるモー
タ駆動電流を正とし、Ｉｍ（Ａ）とするとき、シャント
抵抗ＲＳの両端には Ｉｍ×ＲＳ ・・・（数１） の電圧が発生するから、ＯＰＡ１にて検出される電圧Ｖ
ｉｄは Ｖｉｄ＝２.５＋Ｉｍ×ＲＳ×Ｒ５／Ｒ２（Ｖ） ・・・（数２） となる。

【００３７】次に、本実施の形態のモータ駆動制御装置
において、各ＦＥＴのゲート駆動方法を詳述する。ま
ず、モータの駆動を停止しているときは、全ＦＥＴのゲ
ート供給電圧を０Ｖとすることによりスイッチング素子
Ａ〜ＤはすべてＯＦＦし、モータは駆動されない。

【００３８】次に、アーム１からアーム２の方向に電流
を通電する場合（右駆動とする）には、図２に示したよ
うにスイッチング素子Ａ〜Ｄのうち、素子ＡをＯＮ、素
子ＢをＯＦＦ、素子ＣをＯＦＦ、素子ＤをＰＷＭとすれ
ばよい。このように各ゲート駆動を操作することによ
り、素子ＤのＰＷＭのデューティに応じてモータ両端子
間の電圧を変化させ、通電電流を変化させる。この時、
アーム１の出力、すなわちシャント抵抗ＲＳ接続点の電
位は素子ＡがＯＮであるからＰＷＭ動作中、常に略ＶＢ
となり安定である。

【００３９】逆に、アーム２からアーム１の方向に電流
を通電する場合（左駆動とする）には、図３に示すよう
に素子ＡをＯＦＦ、素子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ、素
子ＤをＯＦＦとし、素子ＣのＰＷＭのデューティに応じ
てモータ両端子間の電圧を変化させ、通電電流を変化さ
せる。従って、アーム２からアーム１の方向に電流を通
電する場合には、アーム１の出力、すなわちシャント抵
抗ＲＳ接続点の電位は素子ＢがＯＮであるからＰＷＭ動
作中、常に略０Ｖとなり安定である。

【００４０】以上のように各スイッチング素子Ａ〜Ｄを
駆動することにより、シャント抵抗ＲＳの両端子間に発
生する同相電圧成分は、駆動方向に応じて右駆動時は＋
ＶＢ、モータＯＦＦ時は基準電圧の１／２、左駆動時は
０Ｖとなり、ＰＷＭキャリア由来の高周波の同相電圧が
生じない。

【００４１】従って、ＯＰＡ１及びＲ１〜Ｒ５で構成さ
れた差動増幅回路において、高周波における同相電圧除
去比を高く設計する必要がなくなるため、スイッチング
による電流脈動がモータの作動音として聞こえないよう
可聴周波数外のＰＷＭ周波数とする設計を行った場合に
も、安価な汎用ＯＰアンプによってモータ駆動電流を確
実・容易に計測することが可能となるという優れた効果
が得られる。

【００４２】実施の形態２．この発明の実施の形態２で
は、モータ駆動方向を切り替える場合には必ず所定の時
間全スイッチング素子Ａ〜ＤをＯＦＦする休止時間（デ
ッドタイム）を設けるようにする。

【００４３】例えば、図１のモータ駆動制御装置におい
て、駆動方向を右（右駆動）とするには、スイッチング
素子Ａ〜Ｄのうち、素子ＡをＯＮ、素子ＢをＯＦＦ、素
子ＣをＯＦＦ、素子ＤをＰＷＭとしてモータＭに右駆動
電流を通電することで動作が成り立つ。そして、この状
態から駆動方向を逆転させて左（左駆動）とする場合、
素子ＡをＯＦＦ、素子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ、素子
ＤをＯＦＦと切り換えるわけだが、スイッチング素子の
動作の遅れ等により素子Ａと素子Ｂ及び素子Ｃと素子Ｄ
の各アームの上下素子が同時にＯＮしてしまい、その結
果、各アームを大きな貫通電流が流れる可能性がある。
そこで素子のスイッチング遅れを考慮して駆動切り替え
時は全スイッチング素子Ａ〜ＤがＯＦＦとなるデッドタ
イムを設け、貫通電流が発生しないようにする。

【００４４】ＰＷＭの駆動デューティを、図示しないマ
イクロコントロールユニット（ＭＣＵ）で発生させるこ
ととすると、ＭＣＵに内蔵されたタイマーの機能により
ＰＷＭデューティは所定の制御周期毎に駆動方向と共に
更新され出力ＰＷＭタイマーにセットされる。従って、
前回の駆動方向と今回の駆動指示方向が異なるときは例
えば１制御周期の全スイッチング素子のＯＦＦタイミン
グを設けてスイッチング素子が完全に遮断動作となった
後、更に次の制御周期で通電を再開すればよい。

【００４５】ここで、素子Ａ及び素子ＢはＯＮ／ＯＦＦ
動作のみを行うため、本来そのターンＯＮ及びターンＯ
ＦＦのスピードは遅くても良いが、前記制御周期内に少
なくともターンＯＦＦが完了するように素子Ａ及び素子
Ｂに前置されたドライブ回路が駆動動作すべきであるこ
とは言うまでもない。

【００４６】実施の形態３．この発明の実施の形態３で
は、差動増幅回路の出力値を監視し、電流検出値が異常
であれば電流フィードバック制御をＯＦＦとし、モータ
駆動を停止するようにする。

【００４７】図１の回路構成によれば、オペアンプＯＰ
Ａ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ５からなる差動増幅器、並びに抵
抗Ｒ６及びコンデンサＣ１からなるローパスフィルタを
経て現れる電流検出信号は、モータ通電電流値が零のと
き２.５Ｖであり、右通電電流が増加すれば５Ｖに向か
って検出電圧が増加し、左通電電流が増加すれば検出電
圧は０Ｖに向かって減少するはずである。しかし、電流
検出回路の故障により、モータ駆動ＯＦＦであっても電
流検出値が２.５Ｖから外れた不正な値を示せば、電流
検出回路が異常と判断してモータ駆動をＯＦＦすれば良
い。

【００４８】正確を期せば、モータが外力により回され
て誘起電圧が発生する場合、その電圧が＋Ｂラインの電
圧よりも大きければ回転方向に応じて素子Ａと素子Ｄ又
は素子Ｂと素子Ｃのフライホイールダイオードを介して
電源に還流する電流が発生するため、誤検出する可能性
がある。そこで、例えば図４に示すように、モータ端子
間電圧モニタ手段を設け、モータ端子間電圧を監視し、
モータ端子間電圧が電源電圧ＶＢよりも低いときのみ電
流検出回路の故障を判定すれば良い。

【００４９】実施の形態４．この発明の実施の形態４で
は、差動増幅回路を構成する抵抗Ｒ１〜Ｒ５及び各ＯＰ
アンプに固有なオフセット電圧等素子のばらつきに起因
して生じる検出誤差を予め計測し、電流フィードバック
信号をＨブリッジ回路の動作及び電源電圧に応じて補正
するようにする。

【００５０】図１の回路において、Ｒ３＝Ｒ４、及びＲ
５×２＝Ｒ３＝Ｒ４で、ＯＰアンプ（ＯＰＡ１）のオフ
セットは無いものとして動作を説明したが、実際には回
路を構成する抵抗には値の誤差が有り、またＯＰアンプ
にもオフセットばらつきがあるため、これらの影響で検
出値が誤差を持つ。

【００５１】図４の回路において、Ｒ３／／Ｒ４＝Ｒ
４’とおき、Ｒ１＝Ｒ２＋ｄＲ２、Ｒ４’＝Ｒ５＋ｄＲ
５とする。但し、ｄＲ２、ｄＲ５は、ｄＲ２＜＜Ｒ２、
ｄＲ５＜＜Ｒ５である微少な一定値である。シャント抵
抗のＲ１側電圧をＶ１、シャント抵抗のＲ２側電圧をＶ
２、ＯＰＡオフセット電圧をＶｆ、出力電圧をＶｏとす
るとＶｏは近似的に下記の式となる。

【００５２】 Ｖｏ≒Ｒ５／Ｒ２×（Ｖ１−Ｖ２） ＋１／Ｒ２×｛ｄＲ５＋Ｒ５／（Ｒ２＋Ｒ５）×（ｄＲ２＋ｄＲ５）｝×Ｖ１ ＋Ｖｂｉａｓ×（１＋ｄＲ５／Ｒ２＋Ｒ５／Ｒ２×（ｄＲ２＋ｄＲ５）／（Ｒ２ ＋Ｒ５） −（Ｒ２＋Ｒ５）／Ｒ２×Ｖｆ ≡差動電圧増幅分 ＋同相電圧増幅分 ＋バイアス電圧 ＋ＯＰアンプオフセット成分増幅分 ・・・（数３）

【００５３】但し、 差動電圧増幅分＝Ｒ５／Ｒ２×（Ｖ１−Ｖ２） ・・・（数４） 同相電圧増幅分≒１／Ｒ２×｛ｄＲ５＋Ｒ５／（Ｒ２＋Ｒ５）×（ｄＲ２＋ｄＲ ５）｝×Ｖ１ ・・・（数５） バイアス電圧≒Ｖｂｉａｓ×（１＋ｄＲ５／Ｒ２＋Ｒ５／Ｒ２×（ｄＲ２＋ｄＲ ５）／（Ｒ２＋Ｒ５） ・・・（数６） Ｖｂｉａｓ＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）×Ｖｃｃ ・・・（数７） ＯＰアンプオフセット成分増幅分＝−（Ｒ２＋Ｒ５）／Ｒ２×Ｖｆ・・・（数８ ）

【００５４】が成り立つ。電流検出値として必要な特性
は差動電圧増幅分（数４）及び正確なバイアス電圧成分
（数７）であるから、その他残りの誤差成分を抑圧すべ
く補正すれば良い。

【００５５】いま、モータ駆動ＯＦＦとすれば、モータ
電流値は零であるから Ｖ１＝Ｖ２＝ Ｖｂｉａｓ ・・・（数９）

【００５６】の条件における（数５）〜（数８）の各項
成分により決定される検出オフセットが学習できる。本
オフセット値は全スイッチング素子（素子Ａ〜素子Ｄ）
がＯＦＦのとき適用可能である。

【００５７】次に、素子ＢをＯＮ、素子Ａ、Ｃ、ＤをＯ
ＦＦとすれば、モータＯＦＦのまま同相電圧Ｖ１＝Ｖ２
＝０Ｖの状態となり、実施の形態１における左駆動時の
電流検出回路の検出誤差（Ｖｅｒ＿ｌ）が計測できる。
本計測実行時は、同相電圧は０Ｖであるから、バイアス
電圧（数６）及びＯＰアンプオフセット成分（数９）が
測定できる。

【００５８】また、素子ＡをＯＮ、素子Ｂ、Ｃ、ＤをＯ
ＦＦとすれば、モータＯＦＦかつ同相電圧Ｖ１＝Ｖ２＝
ＶＢの状態となり、実施の形態１における右駆動時の電
流検出回路の検出誤差（Ｖｅｒ＿ｈ）が計測できる。こ
の検出誤差は同相電圧増幅分（数５）、バイアス電圧
（数６）及びＯＰアンプオフセット成分（数９）からな
るものである。

【００５９】従って、このうちＶｅｒ＿ｈに含まれる同
相電圧増幅分（数５）のみが電源電圧依存性をもつか
ら、モータ制御中は電源電圧ＶＢを遂次的に計測し、

【００６０】 Ｖｅｒ＿ｈ’＝（Ｖｅｒ＿ｈ−Ｖｅｒ＿ｌ）×ＶＢ／ＶＢ０＋Ｖｅｒ＿ｌ ・・・（数１０） 但し、ＶＢ０はＶｅｒ＿ｈ計測時の電源電圧

【００６１】とすれば、電源電圧に応じて適切に検出誤
差を補正したフィードバック信号を得ることができる。

【００６２】ここで、Ｖｅｒ＿ｈとＶｅｒ＿ｌは本モー
タ駆動制御装置の電源投入時に初期チェックにより計測
するようにすればよい。また、モータ駆動制御装置の出
荷時に計測し不揮発メモリに書き込んで記憶させても良
い。

【００６３】なお、上記説明においては、スイッチング
素子Ａ、ＢのＯＮ抵抗を無視し、モータＯＦＦ時のノー
ド１電圧が電源電圧ＶＢ又は０Ｖに等しいものとして説
明したが、ＯＮ抵抗が無視できず、通電電流による電圧
降下によりノード１の電圧がＶＢ又は０Ｖから変動する
場合でも、ノード１の電圧ＶＭ＋を直接モニタして上記
ＶＢに変えて（数１０）に代入し検出誤差を演算すれ
ば、正確な検出誤差を容易に求めることができる。

【００６４】実施の形態５．実施の形態１〜４において
は、スイッチング素子Ａ〜ＤとしてすべてＮｃｈＭＯＳ
ＦＥＴを用いるものとして説明したが、図５に示すよう
に、素子Ａ及び素子ＣをＰｃｈＭＯＳＦＥＴとしても良
い。この場合、モータ駆動出力端子となるノード１及び
ノード２は各素子のドレインが接続され、右駆動と左駆
動において、すべてのスイッチング素子がソース接地で
動作する対称なスイッチング動作となる。なお、各素子
Ａ〜Ｄの動作方法は、図１の実施の形態１の対応する素
子Ａ〜Ｄの動作と同じであるから説明は省略する。

【００６５】実施の形態６．スイッチング素子としてバ
イポーラトランジスタを使っても良い。図６にＮＰＮト
ランジスタで構成した場合の回路を示す。また、図７に
電源ライン側にＰＮＰトランジスタを用い、ＧＮＤ側に
ＮＰＮトランジスタを用いた場合を示す。なお、各素子
Ａ〜Ｄの動作方法は図１の実施の形態１の対応する素子
Ａ〜Ｄの動作と同じであるから説明は省略する。

【００６６】なお、上記実施の形態においては負荷とし
てモータを用いる物として説明したが、駆動方向を切り
替える必要のあるリニアソレノイド等他のアクチュエー
タ素子の駆動に応用した場合にも、モータ駆動時と同様
に電流制御が可能である。

【００６７】

【発明（考案）の効果】この発明のモータ駆動制御装置
は以上説明したように構成されているので、以下に示す
ような効果を奏する。

【００６８】まず、各々２個の直列接続されたスイッチ
ング素子からなるアーム２組を備え、各アームの中点か
らＤＣモータを駆動するようにしたいわゆるＨブリッジ
回路によるモータ駆動制御装置において、第１アーム上
側スイッチング素子を素子Ａ、第１アーム下側スイッチ
ング素子を素子Ｂ、第２アーム上側スイッチング素子を
素子Ｃ、第２アーム下側スイッチング素子を素子Ｄとす
るとき、第１アームから第２アームに向かって通電する
ときは素子ＡをＯＮ、素子ＤをＰＷＭ駆動することによ
りモータ印加電圧若しくはモータ電流を制御し、第２ア
ームから第１アームに向かって通電するときは素子Ｂを
ＯＮ、素子ＣをＰＷＭ駆動することによりモータに通電
する電流の極性を切り替えるとともに、モータに印加す
る電圧乃至は電流を制御するように構成した。

【００６９】その結果、ＰＷＭスイッチングは必ず第２
アームの素子Ｃ又は素子Ｄで行われるので、左右どちら
の通電方向に対するＰＷＭ動作においてもＰＷＭのキャ
リア周波数成分が第１アームの出力電位に大きく現れる
ことはないという効果が得られる。

【００７０】また素子Ａ及びＢの中点とモータの間にシ
ャント抵抗器を接続し、その両端にモータ通電電流に応
じて生じる電圧を増幅することによりモータ駆動電流を
検出するようにした電流検出手段を備えたので、差動増
幅器に入力する信号の段階でＰＷＭキャリア由来の高周
波成分を容易に抑圧することができ、同相電圧除去比が
並の性能の汎用の差動増幅回路を使用しても、検出電流
成分のみを容易に増幅できる。

【００７１】また、モータ駆動方向を切り替えるためス
イッチの極性を切り替える場合には、切り替えの前の通
電方向から切り替え後の通電方向に移行する前に全スイ
ッチング素子（Ａ〜Ｄ）をＯＦＦする所定のデッドタイ
ムを設けるようにしたので、モータに通電する電流の方
向を逆転する際にもＨブリッジ回路の各アームの上下素
子が同時にオーバラップしてＯＮすることによる貫通電
流が流れることを防止できる。

【００７２】また、従来より広く行われているＨブリッ
ジ回路の電源側、ＧＮＤ側などの母線を流れる電流より
も精度の良い、モータ通電電流値を直に検出する手段を
提供することができ、モータの力行、回生、制動等如何
なる運転状態における通電電流値も検出可能となるか
ら、モータ駆動電流指令値に対する電流フィードバック
の制御成績が向上するという効果がある。

【００７３】また、電流検出手段の検出した検出値を用
いて、モータ駆動電流値が所定範囲内に有ることを監視
し、異常時にはモータの駆動を禁止する様に構成したの
で、異常電流から回路の焼損、素子の短絡が発生するこ
とを防止できる。

【００７４】また、モータに通電する電流の極性に応じ
て各々電流検出値のオフセットの誤差を補正するように
構成したので、駆動方向各々に発生する直流同相電圧成
分による検出誤差の影響をキャンセルでき、精度の高い
電流フィードバック制御を実現できる。

【００７５】また、起動時にまず素子ＡのみをＯＮして
第１アームから第２アームに向かって通電するときの検
出オフセットを計測し、続けて素子ＢのみをＯＮして第
２アームから第１アームに向かって通電するときの検出
オフセットを計測し、各々計測された値を元に電流検出
値のオフセットの誤差を補正するようにしたので、電流
検出回路の素子のばらつきに起因するオフセット電圧の
装置毎の個体差を自己補正して電流検出値の精度を改善
できる。

【００７６】また、電源のバックアップ無しに補正デー
タを記憶できる不揮発記憶手段を備え、不揮発記憶手段
にモータの通電方向各々に応じた電流検出値のオフセッ
ト補償値を保持しその値をもとに、電流検出値のオフセ
ットの誤差を補正するようにしたので、装置の製造段階
など通電方向毎でのオフセット電圧を計測し、補正値を
記憶することで、電流検出値の精度を改善できる。

【００７７】また、モータ制御中の電源電圧をモニタ
し、その読み取り値に応じてオフセットの誤差を演算す
る様にしたので電源電圧の変動に起因する検出誤差が補
正でき、電流検出値の精度を改善できる。

【００７８】また、モータ制御中のモータ端子電圧をモ
ニタし、その読み取り値に応じてオフセットの誤差を演
算するようにしたので、モータ駆動回路のＨブリッジ回
路を構成するスイッチング素子のＯＮ抵抗の影響により
モータ印加電圧が低下してもそれによる検出誤差の変動
は見積もることができるので、補償を容易に行える。従
って電流検出値の精度を改善できる。

【００７９】また、本発明によればスイッチング素子と
してＨブリッジ回路の全部にＮチャンネル型のパワーＭ
ＯＳＦＥＴを用いてモータ駆動回路を実現できる他、＋
電源側のスイッチング素子をＰチャンネル型のパワーＭ
ＯＳＦＥＴとし、ＧＮＤ側にＮｃｈのパワーＭＯＳＦＥ
Ｔとした回路、あるいはＨブリッジ回路の全部にＮＰＮ
型バイポーラトランジスタを用いた回路、＋電源側のス
イッチング素子をＰＮＰ型バイポーラトランジスタと
し、ＧＮＤ側にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタとし
た回路、等種々のパワー素子で応用可能である。

【００８０】また、ＰＷＭキャリア周波数を可聴周波数
よりも高く設定しても、シャント抵抗ＲＳの両端子間に
発生する同相電圧成分は、駆動方向に応じて右駆動時は
＋ＶＢ、モータＯＦＦ時は基準電圧の１／２、左駆動時
は０Ｖとなり、ＰＷＭキャリア由来の高周波の同相電圧
が生じないため、ＯＰＡ１及びＲ１〜Ｒ５で構成された
差動増幅回路において、高周波における同相電圧除去比
を高く設計する必要がなく、スイッチングによる電流脈
動がモータの作動音として聞こえないよう可聴周波数外
のＰＷＭ周波数とする設計を行った場合にも、安価な汎
用ＯＰアンプによってモータ駆動電流を確実・容易に計
測することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１、２、３によるモー
タ駆動制御装置の回路構成を示す図である。

【図２】 実施の形態１においてＨブリッジ回路素子Ｄ
がＰＷＭ動作する場合の各部の動作電圧・電流波形を説
明するための図である。

【図３】 実施の形態１においてＨブリッジ回路素子Ｃ
がＰＷＭ動作する場合の各部の動作電圧・電流波形を説
明するための図である。

【図４】 この発明の実施の形態４によるモータ駆動制
御装置の回路構成を示す図である。

【図５】 この発明の実施の形態５によるモータ駆動制
御装置の回路構成を示す図である。

【図６】 この発明の実施の形態６によるモータ駆動制
御装置の回路構成を示す図である。

【図７】 この発明の実施の形態６によるモータ駆動制
御装置の回路構成を示す図である。

【図８】 従来のモータをＰＷＭ駆動するためのＨブリ
ッジ回路を示す回路図である。

【図９】 従来のＨブリッジ回路の動作における各部の
動作電圧・電流波形を説明するための図である。

【符号の説明】

１ 第１アーム、２ 第２アーム、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ ス
イッチング素子、Ｍモータ、Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗、ＲＳ
シャント抵抗、Ｃ１ コンデンサ、ＯＰＡ１オペアン
プ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H571 AA03 CC02 DD01 EE02 GG04 HA09 HC01 HD02 JJ25 LL22 MM02 5J055 AX27 AX44 AX55 AX56 AX64 AX65 AX66 BX16 CX20 CX28 DX04 DX05 DX13 DX14 DX15 DX22 DX60 EY01 EY10 EZ09 EZ14 EZ23 FX04 FX32 GX01 GX04

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 各々２個の直列接続されたスイッチング
   素子からなるアーム２組を有し、各アームの中点からＤ
   Ｃモータを駆動するようにしたＨブリッジ回路を備えた
   モータ駆動制御装置において、 第１アーム上側スイッチング素子を素子Ａ、第１アーム
   下側スイッチング素子を素子Ｂ、第２アーム上側スイッ
   チング素子を素子Ｃ、第２アーム下側スイッチング素子
   を素子Ｄとするとき、 第１アームから第２アームに向かって通電するときは素
   子ＡをＯＮ、素子ＤをＰＷＭ駆動することによりモータ
   印加電圧又はモータ電流を制御し、 第２アームから第１アームに向かって通電するときは素
   子ＢをＯＮ、素子ＣをＰＷＭ駆動することによりモータ
   に通電する電流の極性を切り替えるとともに、モータ印
   加電圧又はモータ電流を制御するようにしたことを特徴
   とするモータ駆動制御装置。
2. 【請求項２】 モータ駆動方向を切り替えるためスイッ
   チの極性を切り替える場合には、切り替えの前の通電方
   向から切り替え後の通電方向に移行する前に全スイッチ
   ング素子（Ａ〜Ｄ）をＯＦＦする所定のデッドタイムを
   設けたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制
   御装置。
3. 【請求項３】 スイッチング素子Ａ及びＢの中点と、モ
   ータの間にシャント抵抗器を接続し、その両端にモータ
   通電電流に応じて生じる電圧を増幅することによりモー
   タ駆動電流を検出する電流検出手段を備えたことを特徴
   とする請求項１又は請求項２に記載のモータ駆動制御装
   置。
4. 【請求項４】 電流検出手段の検出した検出値を、モー
   タ駆動電流指令値に対してフィードバックすることによ
   りモータの電流制御を行うことを特徴とする請求項３に
   記載のモータ駆動制御装置。
5. 【請求項５】 電流検出手段の検出した検出値を用い
   て、モータ駆動電流値が所定範囲内に有ることを監視
   し、異常時にはモータの駆動を禁止することを特徴とす
   る請求項３又は請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
6. 【請求項６】 モータに通電する電流の極性に応じて各
   々電流検出値のオフセットの誤差を補正することを特徴
   とする電流検出手段を備えたことを特徴とする請求項３
   から請求項５のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装
   置。
7. 【請求項７】 起動時にまず素子ＡのみをＯＮして第１
   アームから第２アームに向かって通電するときの検出オ
   フセットを計測し、続けて素子ＢのみをＯＮして第２ア
   ームから第１アームに向かって通電するときの検出オフ
   セットを計測し、各々計測された値を基に電流検出値の
   オフセットの誤差を補正するようにしたことを特徴とす
   る請求項６に記載のモータ駆動制御装置。
8. 【請求項８】 電源のバックアップ無しに補正データを
   記憶できる不揮発記憶手段を備え、不揮発記憶手段にモ
   ータの通電方向各々に応じた電流検出値のオフセット補
   償値を保持し、その値をもとに電流検出値のオフセット
   の誤差を補正するようにしたことを特徴とする請求項６
   に記載のモータ駆動制御装置。
9. 【請求項９】 モータ制御中の電源電圧をモニタし、そ
   の読み取り値に応じてオフセットの誤差を演算すること
   を特徴とする請求項７又は請求項８に記載のモータ駆動
   制御装置。
10. 【請求項１０】 モータ制御中のモータ端子電圧をモニ
    タし、その読み取り値に応じてオフセットの誤差を演算
    することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のモ
    ータ駆動制御装置。
11. 【請求項１１】 スイッチング素子としてＮチャンネル
    型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いたことを特徴とする請求
    項１から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動
    制御装置。
12. 【請求項１２】 スイッチング素子として素子Ａ及び素
    子ＣにＰチャンネル型、素子Ｂ及び素子ＤにＮチャンネ
    ル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いたことを特徴とする請
    求項１から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆
    動制御装置。
13. 【請求項１３】 スイッチング素子としてＮＰＮ型のバ
    イポーラトランジスタを用いたことを特徴とする請求項
    １から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動制
    御装置。
14. 【請求項１４】 スイッチング素子として素子Ａ及び素
    子ＣにＰＮＰ型、素子Ｂ及び素子ＤにＮＰＮ型のバイポ
    ーラトランジスタを用いたことを特徴とする請求項１か
    ら請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装
    置。
15. 【請求項１５】 ＰＷＭキャリア周波数を可聴周波数よ
    りも高く設定したことを特徴とする請求項１から請求項
    １４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。