JP2002136114A - 突入電流防止回路 - Google Patents
突入電流防止回路Info
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 66
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 48
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 46
- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims description 8
- 238000004904 shortening Methods 0.000 claims description 7
- 102100023116 Sodium/nucleoside cotransporter 1 Human genes 0.000 abstract description 17
- 101000685663 Homo sapiens Sodium/nucleoside cotransporter 1 Proteins 0.000 abstract description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 102100021541 Sodium/nucleoside cotransporter 2 Human genes 0.000 description 9
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 9
- 101000821827 Homo sapiens Sodium/nucleoside cotransporter 2 Proteins 0.000 description 8
- 101000822028 Homo sapiens Solute carrier family 28 member 3 Proteins 0.000 description 6
- 102100021470 Solute carrier family 28 member 3 Human genes 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 101710123675 Sodium/nucleoside cotransporter 1 Proteins 0.000 description 1
- 101710123669 Sodium/nucleoside cotransporter 2 Proteins 0.000 description 1
- 238000005549 size reduction Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源装置の突入電流防止回路に
関し、突入電流抑制用の抵抗やスイッチの省略を可能と
する。 【解決手段】 トランスＴ１の一次巻線ｎ１に接続した
スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御を行う
制御回路ＣＮＴ１と、一次巻線ｎ１に流れる電流を抵抗
Ｒ１やカレントトランスにより検出した電流検出値と第
１の基準電圧Ｖｒ１とを第１の演算増幅器ＯＡ１により
比較し、電流検出値が基準電圧Ｖｒ１を超えた時に過電
流検出信号を制御回路ＣＮＴ１に入力して過電流保護を
行わせる過電流検出部ＯＣ１等の過電流検出手段とを有
するスイッチング電源装置の突入防止回路であって、基
準電圧Ｖｒ１と比較する電流検出値に、トランスＴ１の
一次巻線ｎ１に直流電圧を印加する電源のオン時に、基
準電圧Ｖｒ１を超えるように第２の演算増幅器ＯＡ２等
によって電圧を印加し、この電圧を、コンデンサＣ２等
により時間経過に従って次第に低下させる電圧付加手段
を設けたものである。
関し、突入電流抑制用の抵抗やスイッチの省略を可能と
する。 【解決手段】 トランスＴ１の一次巻線ｎ１に接続した
スイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御を行う
制御回路ＣＮＴ１と、一次巻線ｎ１に流れる電流を抵抗
Ｒ１やカレントトランスにより検出した電流検出値と第
１の基準電圧Ｖｒ１とを第１の演算増幅器ＯＡ１により
比較し、電流検出値が基準電圧Ｖｒ１を超えた時に過電
流検出信号を制御回路ＣＮＴ１に入力して過電流保護を
行わせる過電流検出部ＯＣ１等の過電流検出手段とを有
するスイッチング電源装置の突入防止回路であって、基
準電圧Ｖｒ１と比較する電流検出値に、トランスＴ１の
一次巻線ｎ１に直流電圧を印加する電源のオン時に、基
準電圧Ｖｒ１を超えるように第２の演算増幅器ＯＡ２等
によって電圧を印加し、この電圧を、コンデンサＣ２等
により時間経過に従って次第に低下させる電圧付加手段
を設けたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、所定の直流電圧を
スイッチング制御によって出力するスイッチング電源装
置に於いて、電源オン時に流入する突入電流を防止する
突入電流防止回路に関する。
スイッチング制御によって出力するスイッチング電源装
置に於いて、電源オン時に流入する突入電流を防止する
突入電流防止回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来例の説明図であり、フォワー
ドコンバータ方式のスイッチング電源装置の要部を示
し、Ｔ６はトランス、Ｑ３は電界効果トランジスタとし
て示すスイッチングトランジスタ、ＲＥＣは整流回路、
Ｓ１はスイッチ、Ｒ２１〜Ｒ２４は抵抗、ＣＮＴ４は制
御回路、Ｄ６，Ｄ７はダイオード、Ｌ２はチョークコイ
ル、Ｃ５はコンデンサ、ＯＡ６は演算増幅器、Ｖｒ６は
基準電圧、ＯＣ３は過電流検出部を示す。
ドコンバータ方式のスイッチング電源装置の要部を示
し、Ｔ６はトランス、Ｑ３は電界効果トランジスタとし
て示すスイッチングトランジスタ、ＲＥＣは整流回路、
Ｓ１はスイッチ、Ｒ２１〜Ｒ２４は抵抗、ＣＮＴ４は制
御回路、Ｄ６，Ｄ７はダイオード、Ｌ２はチョークコイ
ル、Ｃ５はコンデンサ、ＯＡ６は演算増幅器、Ｖｒ６は
基準電圧、ＯＣ３は過電流検出部を示す。
【０００３】スイッチＳ１は、図示を省略した制御部又
はタイマ等によって制御されるもので、交流電源（図示
せず）をオンとする時は、スイッチＳ１を図示のように
オフ状態とする。従って、抵抗Ｒ２１を介して整流回路
ＲＥＣに交流電圧が印加され、整流回路ＲＥＣにより整
流された直流電圧が、トランスＴ６の一次巻線と、スイ
ッチングトランジスタＱ３と、電流検出用の抵抗Ｒ２２
との直列回路に印加され、制御回路ＣＮＴ４によりスイ
ッチングトランジスタＱ３のオン，オフが制御されて、
トランスＴ６の一次巻線に流れる電流がオン，オフ制御
される。この時、電源オンによる突入電流は、抵抗Ｒ２
１によって制限される。
はタイマ等によって制御されるもので、交流電源（図示
せず）をオンとする時は、スイッチＳ１を図示のように
オフ状態とする。従って、抵抗Ｒ２１を介して整流回路
ＲＥＣに交流電圧が印加され、整流回路ＲＥＣにより整
流された直流電圧が、トランスＴ６の一次巻線と、スイ
ッチングトランジスタＱ３と、電流検出用の抵抗Ｒ２２
との直列回路に印加され、制御回路ＣＮＴ４によりスイ
ッチングトランジスタＱ３のオン，オフが制御されて、
トランスＴ６の一次巻線に流れる電流がオン，オフ制御
される。この時、電源オンによる突入電流は、抵抗Ｒ２
１によって制限される。
【０００４】そして、突入電流が所定値以下に低下する
時間が経過したことをタイマ等により検出した時、又は
電流が所定値以下に低下したことを検出した時に、スイ
ッチＳ１をオンとして、抵抗Ｒ２１を短絡し、定常状態
に於ける抵抗Ｒ２１による電力損失を回避する。
時間が経過したことをタイマ等により検出した時、又は
電流が所定値以下に低下したことを検出した時に、スイ
ッチＳ１をオンとして、抵抗Ｒ２１を短絡し、定常状態
に於ける抵抗Ｒ２１による電力損失を回避する。
【０００５】又トランスＴ６の一次巻線に流れる電流を
スイッチングトランジスタＱ３によりオン，オフするこ
とにより、二次巻線に電圧が誘起し、その電圧は、ダイ
オードＤ６，Ｄ７とチョークコイルＬ２とコンデンサＣ
５とを含む整流平滑回路により整流されて平滑化され、
図示を省略した負荷に印加される。その負荷に印加する
出力電圧を制御回路ＣＮＴ４により検出して、設定した
電圧となるように、スイッチングトランジスタＱ３のオ
ン期間を制御し、出力電圧を一定化する。
スイッチングトランジスタＱ３によりオン，オフするこ
とにより、二次巻線に電圧が誘起し、その電圧は、ダイ
オードＤ６，Ｄ７とチョークコイルＬ２とコンデンサＣ
５とを含む整流平滑回路により整流されて平滑化され、
図示を省略した負荷に印加される。その負荷に印加する
出力電圧を制御回路ＣＮＴ４により検出して、設定した
電圧となるように、スイッチングトランジスタＱ３のオ
ン期間を制御し、出力電圧を一定化する。
【０００６】又過電流検出部ＯＣ３は、演算増幅器ＯＡ
６と基準電圧Ｖｒ６と抵抗Ｒ２２〜Ｒ２４とを含み、電
流検出用の抵抗Ｒ２２の両端の電圧を、抵抗Ｒ２３，Ｒ
２４により分圧し、演算増幅器ＯＡ６により基準電圧Ｖ
ｒ６と比較する。トランスＴ６の二次側の整流平滑回路
に接続された負荷の短絡又はそれに近い状態の時に、ト
ランスＴ６の一次側にも大きい電流が流れることにな
り、その時の抵抗Ｒ２２の両端の電流検出値が大きくな
るから、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４による分圧電圧が基準電圧
Ｖｒ６を超えるような過電流状態となって、演算増幅器
ＯＡ６からの信号により、制御回路ＣＮＴ４は、スイッ
チングトランジスタＱ３のオン期間を短縮又は零とす
る。それによって、二次側の出力電圧を垂下させて、過
電流を防止するものである。
６と基準電圧Ｖｒ６と抵抗Ｒ２２〜Ｒ２４とを含み、電
流検出用の抵抗Ｒ２２の両端の電圧を、抵抗Ｒ２３，Ｒ
２４により分圧し、演算増幅器ＯＡ６により基準電圧Ｖ
ｒ６と比較する。トランスＴ６の二次側の整流平滑回路
に接続された負荷の短絡又はそれに近い状態の時に、ト
ランスＴ６の一次側にも大きい電流が流れることにな
り、その時の抵抗Ｒ２２の両端の電流検出値が大きくな
るから、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４による分圧電圧が基準電圧
Ｖｒ６を超えるような過電流状態となって、演算増幅器
ＯＡ６からの信号により、制御回路ＣＮＴ４は、スイッ
チングトランジスタＱ３のオン期間を短縮又は零とす
る。それによって、二次側の出力電圧を垂下させて、過
電流を防止するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来例のスイッチング
電源装置に於いては、フォワードコンバータ方式やフラ
イバックコンバータ方式等の各種の方式が知られている
が、何れも図８に示すように、電源オン時の突入電流を
防止する為には、電流制限用の抵抗Ｒ２１と、定常時
に、この抵抗Ｒ２１を短絡する為のスイッチＳ１とを必
要とし、更に、このスイッチＳ１を制御するタイマ等の
構成を必要とするものであった。抵抗Ｒ２１及びスイッ
チＳ１は比較的大きな電流容量を必要とするから、大型
化すると共にコストアップとなる問題があった。本発明
は、電流制限用の抵抗やスイッチを省略して、突入電流
を防止することを目的とする。
電源装置に於いては、フォワードコンバータ方式やフラ
イバックコンバータ方式等の各種の方式が知られている
が、何れも図８に示すように、電源オン時の突入電流を
防止する為には、電流制限用の抵抗Ｒ２１と、定常時
に、この抵抗Ｒ２１を短絡する為のスイッチＳ１とを必
要とし、更に、このスイッチＳ１を制御するタイマ等の
構成を必要とするものであった。抵抗Ｒ２１及びスイッ
チＳ１は比較的大きな電流容量を必要とするから、大型
化すると共にコストアップとなる問題があった。本発明
は、電流制限用の抵抗やスイッチを省略して、突入電流
を防止することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の突入電流防止回
路は、図１を参照して説明すると、トランスＴ１の一次
巻線ｎ１に接続したスイッチングトランジスタＱ１のオ
ン，オフ制御を行う制御回路ＣＮＴ１と、一次巻線ｎ１
に流れる電流を抵抗Ｒ１等により検出した電流検出値と
基準電圧Ｖｒ１とを比較し、電流検出値が基準電圧Ｖｒ
１を超えた時に過電流検出信号を制御回路ＣＮＴ１に入
力して過電流保護を行わせる過電流検出部ＯＣ１等の過
電流検出手段とを有するスイッチング電源装置の突入防
止回路であって、基準電圧Ｖｒ１と比較する電流検出値
に、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に直流電圧を印加する
電源のオン時に、基準電圧Ｖｒ１を超えるように演算増
幅器ＯＡ２等によって電圧を印加し、この電圧を、コン
デンサＣ２等により時間経過に従って次第に低下させる
電圧付加手段を設けたものである。
路は、図１を参照して説明すると、トランスＴ１の一次
巻線ｎ１に接続したスイッチングトランジスタＱ１のオ
ン，オフ制御を行う制御回路ＣＮＴ１と、一次巻線ｎ１
に流れる電流を抵抗Ｒ１等により検出した電流検出値と
基準電圧Ｖｒ１とを比較し、電流検出値が基準電圧Ｖｒ
１を超えた時に過電流検出信号を制御回路ＣＮＴ１に入
力して過電流保護を行わせる過電流検出部ＯＣ１等の過
電流検出手段とを有するスイッチング電源装置の突入防
止回路であって、基準電圧Ｖｒ１と比較する電流検出値
に、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に直流電圧を印加する
電源のオン時に、基準電圧Ｖｒ１を超えるように演算増
幅器ＯＡ２等によって電圧を印加し、この電圧を、コン
デンサＣ２等により時間経過に従って次第に低下させる
電圧付加手段を設けたものである。
【０００９】又トランスＴ１の一次巻線ｎ１に流れる電
流を抵抗Ｒ１等により検出した電流検出値と第１の基準
電圧Ｖｒ１とを比較し、電流検出値が第１の基準電圧Ｖ
ｒ１を超えた時に過電流検出信号を出力する第１の演算
増幅器ＯＡ１と、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に接続し
たスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御を行
うと共に第１の演算増幅器ＯＡ１からの過電流検出信号
によってスイッチングトランジスタＱ１のオン期間の短
縮制御を行う制御回路ＣＮＴ１と、トランスＴ１の三次
巻線ｎ３の誘起電圧をダイオードＤ３により整流し、抵
抗Ｒ８を介して充電するコンデンサＣ２と、このコンデ
ンサＣ２の端子電圧と第２の基準電圧Ｖｒ２とを比較
し、端子電圧が第２の基準電圧Ｖｒ２以下の時に、第１
の基準電圧Ｖｒ１を超える値となるように、電流検出値
に電圧を付加する第２の演算増幅器ＯＡ２とを備えてい
る。
流を抵抗Ｒ１等により検出した電流検出値と第１の基準
電圧Ｖｒ１とを比較し、電流検出値が第１の基準電圧Ｖ
ｒ１を超えた時に過電流検出信号を出力する第１の演算
増幅器ＯＡ１と、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に接続し
たスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフ制御を行
うと共に第１の演算増幅器ＯＡ１からの過電流検出信号
によってスイッチングトランジスタＱ１のオン期間の短
縮制御を行う制御回路ＣＮＴ１と、トランスＴ１の三次
巻線ｎ３の誘起電圧をダイオードＤ３により整流し、抵
抗Ｒ８を介して充電するコンデンサＣ２と、このコンデ
ンサＣ２の端子電圧と第２の基準電圧Ｖｒ２とを比較
し、端子電圧が第２の基準電圧Ｖｒ２以下の時に、第１
の基準電圧Ｖｒ１を超える値となるように、電流検出値
に電圧を付加する第２の演算増幅器ＯＡ２とを備えてい
る。
【００１０】又トランスの一次巻線に流れる電流を検出
した電流検出値と第１の基準電圧とを比較し、電流検出
値が第１の基準電圧を超えた時に過電流検出信号を出力
する第１の演算増幅器と、トランスの一次巻線に接続し
たスイッチングトランジスタのオン，オフ制御を行うと
共に第１の演算増幅器からの過電流検出信号によってス
イッチングトランジスタのオン期間の短縮制御を行う制
御回路と、トランスの二次側の直流出力電圧を印加する
コンデンサの端子電圧又該端子電圧を分圧した分圧電圧
と第３の基準電圧とを比較し、この第３の基準電圧が大
きい時に、第１の基準電圧を超える値となるように前記
電流検出値に電圧を付加する第３の演算増幅器とを備え
ている。
した電流検出値と第１の基準電圧とを比較し、電流検出
値が第１の基準電圧を超えた時に過電流検出信号を出力
する第１の演算増幅器と、トランスの一次巻線に接続し
たスイッチングトランジスタのオン，オフ制御を行うと
共に第１の演算増幅器からの過電流検出信号によってス
イッチングトランジスタのオン期間の短縮制御を行う制
御回路と、トランスの二次側の直流出力電圧を印加する
コンデンサの端子電圧又該端子電圧を分圧した分圧電圧
と第３の基準電圧とを比較し、この第３の基準電圧が大
きい時に、第１の基準電圧を超える値となるように前記
電流検出値に電圧を付加する第３の演算増幅器とを備え
ている。
【００１１】又トランスの一次巻線に接続したスイッチ
ングトランジスタのオン，オフ制御を行う制御回路と、
一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準電圧
とを比較し、基準電圧を超えた時に過電流検出信号を制
御回路に入力して過電流保護を行わせる過電流検出手段
とを有するスイッチング電源装置に於ける突入防止回路
であって、トランスの一次巻線に直流電圧を印加する電
源のオンにより、その直流電圧によって抵抗を介して充
電されるコンデンサと、このコンデンサの端子電圧を基
準電圧として電流検出値とを比較し、この電流検出値が
基準電圧を超えている時に過電流検出信号を制御回路に
入力して、スイッチングトランジスタのオン期間短縮制
御を行わせる演算増幅器とを備えている。
ングトランジスタのオン，オフ制御を行う制御回路と、
一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準電圧
とを比較し、基準電圧を超えた時に過電流検出信号を制
御回路に入力して過電流保護を行わせる過電流検出手段
とを有するスイッチング電源装置に於ける突入防止回路
であって、トランスの一次巻線に直流電圧を印加する電
源のオンにより、その直流電圧によって抵抗を介して充
電されるコンデンサと、このコンデンサの端子電圧を基
準電圧として電流検出値とを比較し、この電流検出値が
基準電圧を超えている時に過電流検出信号を制御回路に
入力して、スイッチングトランジスタのオン期間短縮制
御を行わせる演算増幅器とを備えている。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の説明図であり、ＲＥＣは整流回路、ＣＮＴ１は制御回
路、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｔ１はトラン
ス、ｎ１は一次巻線、ｎ２は二次巻線、ｎ３は三次巻
線、ＯＣ１は過電流検出部、Ｒ１〜Ｒ８は抵抗、Ｃ１，
Ｃ２はコンデンサ、Ｌ１はチョークコイル、Ｄ１〜Ｄ３
はダイオード、ＯＡ１，ＯＡ２は第１，第２の演算増幅
器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は第１，第２の基準電圧を示す。
の説明図であり、ＲＥＣは整流回路、ＣＮＴ１は制御回
路、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｔ１はトラン
ス、ｎ１は一次巻線、ｎ２は二次巻線、ｎ３は三次巻
線、ＯＣ１は過電流検出部、Ｒ１〜Ｒ８は抵抗、Ｃ１，
Ｃ２はコンデンサ、Ｌ１はチョークコイル、Ｄ１〜Ｄ３
はダイオード、ＯＡ１，ＯＡ２は第１，第２の演算増幅
器、Ｖｒ１，Ｖｒ２は第１，第２の基準電圧を示す。
【００１３】この実施の形態は、フォワードコンバータ
方式を適用したスイッチング電源装置について示し、図
示を省略した電源スイッチを介して交流電源に整流回路
ＲＥＣを接続し、全波整流した電圧をトランスＴ１の一
次巻線ｎ１とスイッチングトランジスタＱ１と電流検出
用の抵抗Ｒ１との直列回路に印加し、制御回路ＣＮＴ１
によりスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制
御し、トランスＴ１の二次巻線ｎ２の誘起電圧をダイオ
ードＤ１，Ｄ２とチョークコイルＬ１とコンデンサＣ１
とを含む整流平滑回路により整流して平滑化し、図示を
省略した負荷に印加し、その負荷に印加する出力電圧
を、点線で示す経路によって制御回路ＣＮＴ１に於いて
検出し、設定電圧となるように、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン期間を制御するものである。従って、電
源オン時は、負荷に印加する出力電圧は零又は設定電圧
に比較して低いので、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチン
グトランジスタＱ１のオン期間を長くするように制御す
ることになる。
方式を適用したスイッチング電源装置について示し、図
示を省略した電源スイッチを介して交流電源に整流回路
ＲＥＣを接続し、全波整流した電圧をトランスＴ１の一
次巻線ｎ１とスイッチングトランジスタＱ１と電流検出
用の抵抗Ｒ１との直列回路に印加し、制御回路ＣＮＴ１
によりスイッチングトランジスタＱ１のオン，オフを制
御し、トランスＴ１の二次巻線ｎ２の誘起電圧をダイオ
ードＤ１，Ｄ２とチョークコイルＬ１とコンデンサＣ１
とを含む整流平滑回路により整流して平滑化し、図示を
省略した負荷に印加し、その負荷に印加する出力電圧
を、点線で示す経路によって制御回路ＣＮＴ１に於いて
検出し、設定電圧となるように、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン期間を制御するものである。従って、電
源オン時は、負荷に印加する出力電圧は零又は設定電圧
に比較して低いので、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチン
グトランジスタＱ１のオン期間を長くするように制御す
ることになる。
【００１４】又過電流検出手段を構成する過電流検出部
ＯＣ１は、電流検出用の抵抗Ｒ１と、分圧用の抵抗Ｒ２
〜Ｒ４と、第１の演算増幅器ＯＡ１と、第１の基準電圧
Ｖｒ１とを含み、抵抗Ｒ１の両端の電流検出値が、第１
の基準電圧Ｖｒ１によって設定した過電流値を超える
と、第１の演算増幅器ＯＡ１から過電流検出信号を制御
回路ＣＮＴ１に入力する。それにより、制御回路ＣＮＴ
１はスイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮又
は零として、過電流を防止する。この過電流の防止機能
は従来例と同様である。
ＯＣ１は、電流検出用の抵抗Ｒ１と、分圧用の抵抗Ｒ２
〜Ｒ４と、第１の演算増幅器ＯＡ１と、第１の基準電圧
Ｖｒ１とを含み、抵抗Ｒ１の両端の電流検出値が、第１
の基準電圧Ｖｒ１によって設定した過電流値を超える
と、第１の演算増幅器ＯＡ１から過電流検出信号を制御
回路ＣＮＴ１に入力する。それにより、制御回路ＣＮＴ
１はスイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮又
は零として、過電流を防止する。この過電流の防止機能
は従来例と同様である。
【００１５】又トランスＴ１の三次巻線ｎ３には、二次
巻線ｎ２と同様に巻数比に対応した電圧が誘起する。こ
の誘起電圧をダイオードＤ３により整流し、抵抗Ｒ８を
介してコンデンサＣ２を充電する。従って、電源オン時
は、コンデンサＣ２の端子電圧は零であり、第２の演算
増幅器ＯＡ２は、抵抗Ｒ６，Ｒ７による分圧電圧と、第
２の基準電圧Ｖｒ２とを比較するが、分圧電圧より基準
電圧Ｖｒ２が高いので、抵抗Ｒ５を介して、抵抗Ｒ３，
Ｒ４の接続点に基準電圧Ｖｒ２に対応した電圧を印加す
る。即ち、電圧付加手段を構成している。なお、コンデ
ンサＣ２の端子電圧は、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に
直流電圧を印加する電源オン時から、抵抗８を含む時定
数に従って上昇する。
巻線ｎ２と同様に巻数比に対応した電圧が誘起する。こ
の誘起電圧をダイオードＤ３により整流し、抵抗Ｒ８を
介してコンデンサＣ２を充電する。従って、電源オン時
は、コンデンサＣ２の端子電圧は零であり、第２の演算
増幅器ＯＡ２は、抵抗Ｒ６，Ｒ７による分圧電圧と、第
２の基準電圧Ｖｒ２とを比較するが、分圧電圧より基準
電圧Ｖｒ２が高いので、抵抗Ｒ５を介して、抵抗Ｒ３，
Ｒ４の接続点に基準電圧Ｖｒ２に対応した電圧を印加す
る。即ち、電圧付加手段を構成している。なお、コンデ
ンサＣ２の端子電圧は、トランスＴ１の一次巻線ｎ１に
直流電圧を印加する電源オン時から、抵抗８を含む時定
数に従って上昇する。
【００１６】過電流検出部ＯＣ１は、前述のように、電
流検出用の抵抗Ｒ１の両端の電圧を抵抗Ｒ２〜Ｒ４によ
り分圧し、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の分圧電圧と、基準
電圧Ｖｒ１とを演算増幅器ＯＡ１により比較し、分圧電
圧が基準電圧Ｖｒ１を超えた時に過電流状態とするもの
であり、前述のように、電源オン時の演算増幅器ＯＡ２
の出力電圧を、抵抗Ｒ５を介して抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続
点に印加することにより、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電
位を上昇させる。それによって、過電流検出状態とし、
制御回路ＣＮＴ１によりスイッチングトランジスタＱ１
のオン期間を短縮させる。このスイッチングトランジス
タＱ１のオン期間の短縮により、電源オン時の突入電流
を防止することができる。
流検出用の抵抗Ｒ１の両端の電圧を抵抗Ｒ２〜Ｒ４によ
り分圧し、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の分圧電圧と、基準
電圧Ｖｒ１とを演算増幅器ＯＡ１により比較し、分圧電
圧が基準電圧Ｖｒ１を超えた時に過電流状態とするもの
であり、前述のように、電源オン時の演算増幅器ＯＡ２
の出力電圧を、抵抗Ｒ５を介して抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続
点に印加することにより、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電
位を上昇させる。それによって、過電流検出状態とし、
制御回路ＣＮＴ１によりスイッチングトランジスタＱ１
のオン期間を短縮させる。このスイッチングトランジス
タＱ１のオン期間の短縮により、電源オン時の突入電流
を防止することができる。
【００１７】又整流回路ＲＥＣの前段の図示を省略した
電源スイッチのオンからの時間経過に従って、コンデン
サＣ２の端子電圧が上昇し、抵抗Ｒ６，Ｒ７による分圧
電圧が第２の基準電圧Ｖｒ２と等しくなると、第２の演
算増幅器ＯＡ２の出力電圧は零となる。それにより、過
電流検出部ＯＣ１は、従来例の場合と同様に、抵抗Ｒ１
により検出した電流検出値と、第１の基準電圧Ｖｒ１と
を比較して過電流状態か否かの検出を行う構成となる。
即ち、定常状態に於けるコンデンサＣ２の端子電圧を抵
抗Ｒ６，Ｒ７により分圧した電圧を第２の基準電圧Ｖｒ
２と等しくなるように、それぞれの回路定数等を設定す
ることになる。
電源スイッチのオンからの時間経過に従って、コンデン
サＣ２の端子電圧が上昇し、抵抗Ｒ６，Ｒ７による分圧
電圧が第２の基準電圧Ｖｒ２と等しくなると、第２の演
算増幅器ＯＡ２の出力電圧は零となる。それにより、過
電流検出部ＯＣ１は、従来例の場合と同様に、抵抗Ｒ１
により検出した電流検出値と、第１の基準電圧Ｖｒ１と
を比較して過電流状態か否かの検出を行う構成となる。
即ち、定常状態に於けるコンデンサＣ２の端子電圧を抵
抗Ｒ６，Ｒ７により分圧した電圧を第２の基準電圧Ｖｒ
２と等しくなるように、それぞれの回路定数等を設定す
ることになる。
【００１８】図２は出力電圧・出力電流特性説明図であ
り、例えば、図１に於ける整流平滑回路の出力電圧を縦
軸に、出力電流を横軸とした特性曲線図であり、出力電
流がＩ１までは出力電圧をＶ１一定となるように、制御
回路ＣＮＴ１によってスイッチングトランジスタＱ１の
オン期間を制御する。そして、出力電流がＩ１を超える
と、過電流検出部ＯＣ１から制御回路ＣＮＴ１に過電流
検出信号を加え、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン期間を短縮する。それによって、
出力電圧は曲線Ｃに沿って低下する。この曲線Ｃによる
領域は定電力領域である。
り、例えば、図１に於ける整流平滑回路の出力電圧を縦
軸に、出力電流を横軸とした特性曲線図であり、出力電
流がＩ１までは出力電圧をＶ１一定となるように、制御
回路ＣＮＴ１によってスイッチングトランジスタＱ１の
オン期間を制御する。そして、出力電流がＩ１を超える
と、過電流検出部ＯＣ１から制御回路ＣＮＴ１に過電流
検出信号を加え、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン期間を短縮する。それによって、
出力電圧は曲線Ｃに沿って低下する。この曲線Ｃによる
領域は定電力領域である。
【００１９】そして、この状態を継続すると、出力電流
は点線曲線Ｂに従って増加し、又出力電圧は低下する。
通常は、Ｐ点に達すると、曲線Ａに沿って出力電圧を垂
下するように、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間を短縮又は零とするように制御する。トランスＴ１の
一次巻線ｎ１には、二次側の出力電流に対応した電流が
流れることになり、従って、二次側の過電流状態は、一
次側の抵抗Ｒ１によって検出することができる。
は点線曲線Ｂに従って増加し、又出力電圧は低下する。
通常は、Ｐ点に達すると、曲線Ａに沿って出力電圧を垂
下するように、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間を短縮又は零とするように制御する。トランスＴ１の
一次巻線ｎ１には、二次側の出力電流に対応した電流が
流れることになり、従って、二次側の過電流状態は、一
次側の抵抗Ｒ１によって検出することができる。
【００２０】前述の過電流検出部ＯＣ１に於いて、電源
オン時に演算増幅器ＯＡ２の出力電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４
の接続点に印加することにより、出力電流が１１以上と
なったと等価な状態とする。又Ｐ点を超えた出力電流が
流れた場合と等価とすることも可能であり、簡単な構成
を付加することにより、電源オン時の突入電流を防止す
ることができる。
オン時に演算増幅器ＯＡ２の出力電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４
の接続点に印加することにより、出力電流が１１以上と
なったと等価な状態とする。又Ｐ点を超えた出力電流が
流れた場合と等価とすることも可能であり、簡単な構成
を付加することにより、電源オン時の突入電流を防止す
ることができる。
【００２１】図３は本発明の第２の実施の形態の説明図
であり、フライバックコンバータ方式を適用したスイッ
チング電源装置について示し、図１と同一符号は同一部
分を示し、Ｔ２はトランス、Ｄ４はダイオード、Ｃ３は
コンデンサである。即ち、スイッチングトランジスタＱ
１をオンとして、トランスＴ２の一次巻線に整流回路Ｒ
ＥＣからの直流電流を流した後、スイッチングトランジ
スタＱ１をオフとすると、その時のトランスＴ２の二次
巻線の誘起電圧をダイオードＤ４により整流し、コンデ
ンサＣ３の充電を行うと共に、この充電電圧を直流出力
電圧として図示を省略した負荷に印加する。
であり、フライバックコンバータ方式を適用したスイッ
チング電源装置について示し、図１と同一符号は同一部
分を示し、Ｔ２はトランス、Ｄ４はダイオード、Ｃ３は
コンデンサである。即ち、スイッチングトランジスタＱ
１をオンとして、トランスＴ２の一次巻線に整流回路Ｒ
ＥＣからの直流電流を流した後、スイッチングトランジ
スタＱ１をオフとすると、その時のトランスＴ２の二次
巻線の誘起電圧をダイオードＤ４により整流し、コンデ
ンサＣ３の充電を行うと共に、この充電電圧を直流出力
電圧として図示を省略した負荷に印加する。
【００２２】又トランスＴ２の三次巻線に誘起した電圧
をダイオードＤ３により整流し、抵抗Ｒ８を介してコン
デンサＣ２を充電する。演算増幅器ＯＡ２は、基準電圧
Ｖｒ２と、抵抗Ｒ６，Ｒ７によりコンデンサＣ２の端子
電圧を分圧した電圧と比較する。従って、電源オン時
は、コンデンサＣ２の端子電圧は零であるから、演算増
幅器ＯＡ２の出力電圧が抵抗Ｒ５を介して、過電流検出
部ＯＣ１の抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に印加され、抵抗Ｒ
２，Ｒ３の接続点の電位を、基準電圧Ｖｒ１より上昇さ
せることにより、過電流状態とし、演算増幅器ＯＡ１の
出力信号により、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン期間を短縮し、それによって、電
源オン時の突入電流を防止することができる。
をダイオードＤ３により整流し、抵抗Ｒ８を介してコン
デンサＣ２を充電する。演算増幅器ＯＡ２は、基準電圧
Ｖｒ２と、抵抗Ｒ６，Ｒ７によりコンデンサＣ２の端子
電圧を分圧した電圧と比較する。従って、電源オン時
は、コンデンサＣ２の端子電圧は零であるから、演算増
幅器ＯＡ２の出力電圧が抵抗Ｒ５を介して、過電流検出
部ＯＣ１の抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に印加され、抵抗Ｒ
２，Ｒ３の接続点の電位を、基準電圧Ｖｒ１より上昇さ
せることにより、過電流状態とし、演算増幅器ＯＡ１の
出力信号により、制御回路ＣＮＴ１は、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン期間を短縮し、それによって、電
源オン時の突入電流を防止することができる。
【００２３】図４は本発明の第３の実施の形態の説明図
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｔ３はトラ
ンス、ＯＣ２は過電流検出部、ＣＮＴ２は制御回路、Ｃ
Ｔはカレントトランス、Ｄ５はダイオード、ＯＡ３，Ｏ
Ａ４は演算増幅器、Ｖｒ３，Ｖｒ４は基準電圧、Ｒ１０
〜Ｒ１７は抵抗を示す。
であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｔ３はトラ
ンス、ＯＣ２は過電流検出部、ＣＮＴ２は制御回路、Ｃ
Ｔはカレントトランス、Ｄ５はダイオード、ＯＡ３，Ｏ
Ａ４は演算増幅器、Ｖｒ３，Ｖｒ４は基準電圧、Ｒ１０
〜Ｒ１７は抵抗を示す。
【００２４】この実施の形態は、フォワードコンバータ
方式を適用したスイッチング電源装置について示すもの
であり、又過電流検出部ＯＣ２は、図１の過電流検出部
ＯＣ１と同様な機能を有するものであり、電流を検出す
る為のカレントトランスＣＴと、ダイオードＤ５と、演
算増幅器３と、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２，Ｒ１６，Ｒ１７と
を含む構成を有し、トランスＴ３の一次側に流れる電流
をカレントトランスＣＴにより検出し、抵抗Ｒ１６を負
荷抵抗として、この抵抗Ｒ１６の両端の電圧をダイオー
ドＤ５により整流し、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続点の分
圧電圧を電流検出値として演算増幅器ＯＡ３に入力し、
基準電圧Ｖｒ３と比較する。この基準電圧Ｖｒ３を電圧
検出値が超えている場合に、過電流検出信号を制御回路
ＣＮＴ２に入力する。それによって、制御回路ＣＮＴ２
は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮し
て過電流保護を行うものである。
方式を適用したスイッチング電源装置について示すもの
であり、又過電流検出部ＯＣ２は、図１の過電流検出部
ＯＣ１と同様な機能を有するものであり、電流を検出す
る為のカレントトランスＣＴと、ダイオードＤ５と、演
算増幅器３と、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２，Ｒ１６，Ｒ１７と
を含む構成を有し、トランスＴ３の一次側に流れる電流
をカレントトランスＣＴにより検出し、抵抗Ｒ１６を負
荷抵抗として、この抵抗Ｒ１６の両端の電圧をダイオー
ドＤ５により整流し、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続点の分
圧電圧を電流検出値として演算増幅器ＯＡ３に入力し、
基準電圧Ｖｒ３と比較する。この基準電圧Ｖｒ３を電圧
検出値が超えている場合に、過電流検出信号を制御回路
ＣＮＴ２に入力する。それによって、制御回路ＣＮＴ２
は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮し
て過電流保護を行うものである。
【００２５】又制御回路ＣＮＴ２は、トランスＴ３の二
次側の整流平滑回路の出力電圧を検出して、この出力電
圧が設定電圧となるようにスイッチングトランジスタＱ
１のオン期間を制御する構成を備えていると共に、過電
流検出部ＯＣ２からの過電流検出信号が入力された場合
は、前述のように、スイッチングトランジスタＱ１のオ
ン期間の短縮制御を行う構成を備えている。
次側の整流平滑回路の出力電圧を検出して、この出力電
圧が設定電圧となるようにスイッチングトランジスタＱ
１のオン期間を制御する構成を備えていると共に、過電
流検出部ＯＣ２からの過電流検出信号が入力された場合
は、前述のように、スイッチングトランジスタＱ１のオ
ン期間の短縮制御を行う構成を備えている。
【００２６】又第３の演算増幅器ＯＡ４により、抵抗Ｒ
１４，Ｒ１５による分圧電圧と第３の基準電圧Ｖｒ４と
を比較し、分圧電圧が第３の基準電圧Ｖｒ４より大きい
時に、抵抗Ｒ１３を介して、過電流検出部ＯＣ２の抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電位を上昇させる電圧を加え
る。従って、電源オン時は、トランスＴ３の二次側のコ
ンデンサＣ１の端子電圧は零であり、従って、第３の基
準電圧Ｖｒ４より分圧電圧が低いので、第３の演算増幅
器ＯＡ４の出力電圧が抵抗Ｒ１３を介して抵抗Ｒ１１，
Ｒ１２の接続点に印加され、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続
点の電位を上昇させる。
１４，Ｒ１５による分圧電圧と第３の基準電圧Ｖｒ４と
を比較し、分圧電圧が第３の基準電圧Ｖｒ４より大きい
時に、抵抗Ｒ１３を介して、過電流検出部ＯＣ２の抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電位を上昇させる電圧を加え
る。従って、電源オン時は、トランスＴ３の二次側のコ
ンデンサＣ１の端子電圧は零であり、従って、第３の基
準電圧Ｖｒ４より分圧電圧が低いので、第３の演算増幅
器ＯＡ４の出力電圧が抵抗Ｒ１３を介して抵抗Ｒ１１，
Ｒ１２の接続点に印加され、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の接続
点の電位を上昇させる。
【００２７】即ち、カレントトランスＣＴにより過電流
を検出した時と等価な状態となり、演算増幅器ＯＡ３か
ら過電流検出信号が制御回路ＣＮＴ２に入力され、制御
回路ＣＮＴ２は、整流平滑回路の出力電圧が設定値より
低い場合でも、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間を短縮する。即ち、電源オン時の突入電流を防止する
ことができる。そして、コンデンサＣ３の端子電圧が上
昇して、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５による分圧電圧が基準電圧
Ｖｒ４と等しくなると、演算増幅器ＯＡ４の出力電圧は
零となり、過電流検出部ＯＣ２は通常の動作に移行する
ことになる。
を検出した時と等価な状態となり、演算増幅器ＯＡ３か
ら過電流検出信号が制御回路ＣＮＴ２に入力され、制御
回路ＣＮＴ２は、整流平滑回路の出力電圧が設定値より
低い場合でも、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間を短縮する。即ち、電源オン時の突入電流を防止する
ことができる。そして、コンデンサＣ３の端子電圧が上
昇して、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５による分圧電圧が基準電圧
Ｖｒ４と等しくなると、演算増幅器ＯＡ４の出力電圧は
零となり、過電流検出部ＯＣ２は通常の動作に移行する
ことになる。
【００２８】図５は本発明の第４の実施の形態の説明図
であり、図３及び図４と同一符号は同一部分を示し、Ｔ
４はトランスを示す。この実施の形態は、フライバック
コンバータ方式を適用したスイッチング電源装置につい
て示すもので、トランスＴ４の二次側のコンデンサＣ３
の端子電圧を抵抗Ｒ１４，Ｒ１５により分圧して、第３
の基準電圧Ｖｒ４と比較するように第３の演算増幅器Ｏ
Ａ４に入力する。
であり、図３及び図４と同一符号は同一部分を示し、Ｔ
４はトランスを示す。この実施の形態は、フライバック
コンバータ方式を適用したスイッチング電源装置につい
て示すもので、トランスＴ４の二次側のコンデンサＣ３
の端子電圧を抵抗Ｒ１４，Ｒ１５により分圧して、第３
の基準電圧Ｖｒ４と比較するように第３の演算増幅器Ｏ
Ａ４に入力する。
【００２９】又過電流検出部ＯＣ２及び制御回路ＣＮＴ
２は、図４に於ける構成と同一であり、重複した説明は
省略する。この実施の形態に於いても、電源オン時は、
コンデンサＣ３の端子電圧は零であるから、基準電圧Ｖ
ｒ４より抵抗Ｒ１４，Ｒ１５による分圧電圧が低く、従
って、演算増幅器ＯＡ４の出力電圧が抵抗Ｒ１３を介し
て抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点に印加され、抵抗Ｒ１
０，Ｒ１１の接続点の電位を基準電圧Ｖｒ３より上昇さ
せて過電流状態とし、演算増幅器ＯＡ３から過電流検出
信号を制御回路ＣＮＴ２に入力し、制御回路ＣＮＴ２
は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮
し、電源オン時の突入電流を防止する。
２は、図４に於ける構成と同一であり、重複した説明は
省略する。この実施の形態に於いても、電源オン時は、
コンデンサＣ３の端子電圧は零であるから、基準電圧Ｖ
ｒ４より抵抗Ｒ１４，Ｒ１５による分圧電圧が低く、従
って、演算増幅器ＯＡ４の出力電圧が抵抗Ｒ１３を介し
て抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点に印加され、抵抗Ｒ１
０，Ｒ１１の接続点の電位を基準電圧Ｖｒ３より上昇さ
せて過電流状態とし、演算増幅器ＯＡ３から過電流検出
信号を制御回路ＣＮＴ２に入力し、制御回路ＣＮＴ２
は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短縮
し、電源オン時の突入電流を防止する。
【００３０】図６は本発明の第５の実施の形態の説明図
であり、Ｔ５はトランス、Ｑ２はバイポーラトランジス
タとして示すスイッチングトランジスタ、ＣＮＴ３は制
御回路、Ｄ１，Ｄ２はダイオード、Ｌ１はチョークコイ
ル、Ｃ１，Ｃ４はコンデンサ、Ｒ１８，Ｒ１９は抵抗、
ＯＡ５は演算増幅器を示す。
であり、Ｔ５はトランス、Ｑ２はバイポーラトランジス
タとして示すスイッチングトランジスタ、ＣＮＴ３は制
御回路、Ｄ１，Ｄ２はダイオード、Ｌ１はチョークコイ
ル、Ｃ１，Ｃ４はコンデンサ、Ｒ１８，Ｒ１９は抵抗、
ＯＡ５は演算増幅器を示す。
【００３１】この実施の形態は、力率改善型フォワード
コンバータ方式を適用したスイッチング電源装置の概要
を示すものであり、整流回路ＲＥＣにより交流電圧を全
波整流し、制御回路ＣＮＴ３は、交流５０Ｈｚ又は６０
Ｈｚに対して数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚの周波数で
スイッチングトランジスタＱ２のオン，オフを制御す
る。それによって、交流電源の正弦波の電圧に対応した
電流が流れることにより、交流電源に対する力率を改善
することができる。又トランスＴ５の二次側の整流平滑
回路の出力電圧を図示を省略した経路で制御回路ＣＮＴ
３により検出し、設定した電圧となるように、スイッチ
ングトランジスタＱ２のオン期間を制御する。
コンバータ方式を適用したスイッチング電源装置の概要
を示すものであり、整流回路ＲＥＣにより交流電圧を全
波整流し、制御回路ＣＮＴ３は、交流５０Ｈｚ又は６０
Ｈｚに対して数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚの周波数で
スイッチングトランジスタＱ２のオン，オフを制御す
る。それによって、交流電源の正弦波の電圧に対応した
電流が流れることにより、交流電源に対する力率を改善
することができる。又トランスＴ５の二次側の整流平滑
回路の出力電圧を図示を省略した経路で制御回路ＣＮＴ
３により検出し、設定した電圧となるように、スイッチ
ングトランジスタＱ２のオン期間を制御する。
【００３２】又トランスＴ５の一次巻線にスイッチング
トランジスタＱ２を介して流れる電流を抵抗Ｒ１８によ
り検出した電流検出値と、コンデンサＣ４の端子電圧を
基準電圧として比較するように演算増幅器ＯＡ５に入力
する。コンデンサＣ４は、抵抗Ｒ１９を介して電源オン
によって充電される。従って、電源オン時は、コンデン
サＣ４の端子電圧は零であり、抵抗Ｒ１８による電流検
出値がコンデンサＣ４の端子電圧より大きいので、演算
増幅器ＯＡ５から過電流検出信号として制御回路ＣＮＴ
３に入力する。従って、制御回路ＣＮＴ３は、スイッチ
ングトランジスタＱ２のオン期間を短縮する。それによ
り、電源オン時の突入電流を防止することができる。
トランジスタＱ２を介して流れる電流を抵抗Ｒ１８によ
り検出した電流検出値と、コンデンサＣ４の端子電圧を
基準電圧として比較するように演算増幅器ＯＡ５に入力
する。コンデンサＣ４は、抵抗Ｒ１９を介して電源オン
によって充電される。従って、電源オン時は、コンデン
サＣ４の端子電圧は零であり、抵抗Ｒ１８による電流検
出値がコンデンサＣ４の端子電圧より大きいので、演算
増幅器ＯＡ５から過電流検出信号として制御回路ＣＮＴ
３に入力する。従って、制御回路ＣＮＴ３は、スイッチ
ングトランジスタＱ２のオン期間を短縮する。それによ
り、電源オン時の突入電流を防止することができる。
【００３３】又電源オンから時間の経過に従ってコンデ
ンサＣ４の端子電圧が上昇し、抵抗Ｒ１８による電流検
出値が定常状態の値を示す時は、コンデンサＣ４の端子
電圧を電流検出値より大きくなるように回路定数を設定
する。そして、過電流が流れた時は、抵抗Ｒ１８による
電流検出値がコンデンサＣ４の端子電圧（基準電圧）よ
り大きくなり、演算増幅器ＯＡ５から制御回路ＣＮＴ３
に過電流検出信号を入力し、スイッチングトランジスタ
Ｑ２のオン期間を短縮して、過電流保護を行うことがで
きる。
ンサＣ４の端子電圧が上昇し、抵抗Ｒ１８による電流検
出値が定常状態の値を示す時は、コンデンサＣ４の端子
電圧を電流検出値より大きくなるように回路定数を設定
する。そして、過電流が流れた時は、抵抗Ｒ１８による
電流検出値がコンデンサＣ４の端子電圧（基準電圧）よ
り大きくなり、演算増幅器ＯＡ５から制御回路ＣＮＴ３
に過電流検出信号を入力し、スイッチングトランジスタ
Ｑ２のオン期間を短縮して、過電流保護を行うことがで
きる。
【００３４】図７は本発明の第５の実施の形態の動作説
明図であり、縦軸を電圧、横軸を時間ｔとし、コンデン
サＣ４の端子電圧をＶｃ、抵抗Ｒ１８の両端の電圧をＶ
ｉとして示すもので、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ
は、電源オン（ｔ＝０）から抵抗Ｒ１９とによる時定数
に従って上昇する。又電源オンにより制御回路ＣＮＴ３
によってスイッチングトランジスタＱ２のオン，オフ制
御が開始される。
明図であり、縦軸を電圧、横軸を時間ｔとし、コンデン
サＣ４の端子電圧をＶｃ、抵抗Ｒ１８の両端の電圧をＶ
ｉとして示すもので、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ
は、電源オン（ｔ＝０）から抵抗Ｒ１９とによる時定数
に従って上昇する。又電源オンにより制御回路ＣＮＴ３
によってスイッチングトランジスタＱ２のオン，オフ制
御が開始される。
【００３５】電源オン時は、コンデンサＣ４の端子電圧
Ｖｃは０であり、時間ｔの経過に従って上昇する。従っ
て、この端子電圧Ｖｃと抵抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉと
を比較し、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃを電流検出値
に相当する電圧Ｖｉが超えると、演算増幅器ＯＡ５の出
力信号に従って制御回路ＣＮＴ３はスイッチングトラン
ジスタＱ２をターンオフする。それにより、スイッチン
グトランジスタＱ２を介してトランスＴ５の一次巻線に
流れる電流が制限される。即ち、電源オンによる突入電
流を防止することができる。
Ｖｃは０であり、時間ｔの経過に従って上昇する。従っ
て、この端子電圧Ｖｃと抵抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉと
を比較し、コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃを電流検出値
に相当する電圧Ｖｉが超えると、演算増幅器ＯＡ５の出
力信号に従って制御回路ＣＮＴ３はスイッチングトラン
ジスタＱ２をターンオフする。それにより、スイッチン
グトランジスタＱ２を介してトランスＴ５の一次巻線に
流れる電流が制限される。即ち、電源オンによる突入電
流を防止することができる。
【００３６】電源オンからの時間の経過に従ってコンデ
ンサＣ４の端子電圧Ｖｃが上昇し、それに対応して、抵
抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉが端子電圧Ｖｃを超えるま
で、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間が延長さ
れる。そして、トランスＴ５の二次側の整流平滑回路か
らの直流出力電圧を負荷に印加し、それによる電流に対
応した定常電流が、スイッチングトランジスタＱ２を介
してトランスＴ５の一次巻線に流れる。この定常電流に
よる抵抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉは、コンデンサＣ４の
端子電圧Ｖｃ以下の状態を継続する。しかし、負荷短絡
等により過電流状態となると、抵抗Ｒ１８の両端の電圧
Ｖｉが端子電圧Ｖｃを超えるから、演算増幅器ＯＡ５か
らの過電流検出信号により、制御回路ＣＮＴ３は、スイ
ッチングトランジスタＱ２のオン期間を短縮する。
ンサＣ４の端子電圧Ｖｃが上昇し、それに対応して、抵
抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉが端子電圧Ｖｃを超えるま
で、スイッチングトランジスタＱ２のオン期間が延長さ
れる。そして、トランスＴ５の二次側の整流平滑回路か
らの直流出力電圧を負荷に印加し、それによる電流に対
応した定常電流が、スイッチングトランジスタＱ２を介
してトランスＴ５の一次巻線に流れる。この定常電流に
よる抵抗Ｒ１８の両端の電圧Ｖｉは、コンデンサＣ４の
端子電圧Ｖｃ以下の状態を継続する。しかし、負荷短絡
等により過電流状態となると、抵抗Ｒ１８の両端の電圧
Ｖｉが端子電圧Ｖｃを超えるから、演算増幅器ＯＡ５か
らの過電流検出信号により、制御回路ＣＮＴ３は、スイ
ッチングトランジスタＱ２のオン期間を短縮する。
【００３７】本発明は、前述の各実施の形態にのみ限定
されるものではなく、種々付加変更することが可能であ
り、例えば、力率改善型としては、フライバックコンバ
ータ方式を適用したスイッチング電源装置にも適用可能
であり、又電流検出用の抵抗Ｒ１８の代わりに、図４及
び図５に示すようなカレントトランスＣＴを用いること
も可能である。又図６に於けるコンデンサＣ４の端子電
圧を抵抗により分圧して演算増幅器ＯＡ５に入力する構
成とすることも可能である。その場合、電源オフ時に、
分圧用の抵抗を介してコンデンサＣ４の放電を行わせる
構成とすることもできる。又第１〜第４の実施の形態に
於ける電圧付加手段として、図７に示すように、トラン
スの一次側の電源オンによる電圧を用いてコンデンサを
充電し、そのコンデンサの端子電圧と第２又は第３の基
準電圧と比較する構成を適用することも可能である。
されるものではなく、種々付加変更することが可能であ
り、例えば、力率改善型としては、フライバックコンバ
ータ方式を適用したスイッチング電源装置にも適用可能
であり、又電流検出用の抵抗Ｒ１８の代わりに、図４及
び図５に示すようなカレントトランスＣＴを用いること
も可能である。又図６に於けるコンデンサＣ４の端子電
圧を抵抗により分圧して演算増幅器ＯＡ５に入力する構
成とすることも可能である。その場合、電源オフ時に、
分圧用の抵抗を介してコンデンサＣ４の放電を行わせる
構成とすることもできる。又第１〜第４の実施の形態に
於ける電圧付加手段として、図７に示すように、トラン
スの一次側の電源オンによる電圧を用いてコンデンサを
充電し、そのコンデンサの端子電圧と第２又は第３の基
準電圧と比較する構成を適用することも可能である。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、トラン
スの一次巻線に流れる電流を検出して基準電圧と比較
し、過電流保護を行う手段を有し、この過電流保護手段
の機能を利用して、電源オン時の電流検出値に、電圧付
加手段によって電圧を付加し、等価的に過電流状態とす
ることにより、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間を短縮し、それにより、突入電流を防止するものであ
り、僅かな構成を付加することにより、従来例の電流容
量の大きい突入電流防止用の抵抗やスイッチ手段を省略
することが可能となる。従って、小型化並びにコストダ
ウンを図ることができる利点がある。
スの一次巻線に流れる電流を検出して基準電圧と比較
し、過電流保護を行う手段を有し、この過電流保護手段
の機能を利用して、電源オン時の電流検出値に、電圧付
加手段によって電圧を付加し、等価的に過電流状態とす
ることにより、スイッチングトランジスタＱ１のオン期
間を短縮し、それにより、突入電流を防止するものであ
り、僅かな構成を付加することにより、従来例の電流容
量の大きい突入電流防止用の抵抗やスイッチ手段を省略
することが可能となる。従って、小型化並びにコストダ
ウンを図ることができる利点がある。
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】出力電圧・出力電流特性説明図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図６】本発明の第５の実施の形態の説明図である。
【図７】本発明の第５の実施の形態の動作説明図であ
る。
る。
【図８】従来例の説明図である。
ＲＥＣ 整流回路 ＣＮＴ１ 制御回路 Ｔ１ トランス ｎ１ 一次巻線 ｎ２ 二次巻線 ｎ３ 三次巻線 Ｑ１ スイッチングトランジスタ ＯＣ１ 過電流検出部 ＯＡ１ 第１の演算増幅器 ＯＡ２ 第２の演算増幅器 Ｖｒ１ 第１の基準電圧 Ｖｒ２ 第２の基準電圧 Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 則之 神奈川県川崎市高津区坂戸１丁目17番３号 富士通電装株式会社内 Ｆターム(参考） 5G004 AA05 AB02 DA02 DC04 EA01 5G065 AA08 BA04 DA06 DA07 EA06 HA04 JA01 KA02 KA05 LA01 LA02 MA09 MA10 NA01 NA02 NA04 NA06 NA09 5H730 AA20 AS01 BB23 BB57 CC01 DD04 EE02 EE08 EE72 FD01 FD41 FD47 FG01 VV03 XC04 XC09 XX02 XX15 XX22 XX35 XX48
Claims (4)
- 【請求項１】 トランスの一次巻線に接続したスイッチ
ングトランジスタのオン，オフ制御を行う制御回路と、
前記一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準
電圧とを比較し、該基準電圧を超えた時に過電流検出信
号を前記制御回路に入力して過電流保護を行わせる過電
流検出手段とを有するスイッチング電源装置に於ける突
入防止回路に於いて、 前記基準電圧と比較する前記電流検出値に、前記トラン
スの一次巻線に直流電圧を印加する電源のオン時に前記
基準電圧を超えるように電圧を付加し、且つ該電圧を時
間経過に従って次第に低下させる電圧付加手段を設けた
ことを特徴とする突入電流防止回路。 - 【請求項２】 前記トランスの一次巻線に流れる電流を
検出した電流検出値と第１の基準電圧とを比較し、前記
電流検出値が前記第１の基準電圧を超えた時に過電流検
出信号を出力する第１の演算増幅器と、前記トランスの
一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，
オフ制御を行うと共に前記第１の演算増幅器からの過電
流検出信号によってスイッチングトランジスタのオン期
間の短縮制御を行う制御回路と、前記トランスの三次巻
線の誘起電圧をダイオードにより整流し、抵抗を介して
充電するコンデンサと、該コンデンサの端子電圧と第２
の基準電圧とを比較し、前記端子電圧が前記第２の基準
電圧以下の時に、前記第１の基準電圧を超える値となる
ように前記電流検出値に電圧を付加する第２の演算増幅
器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の突入電流
防止回路。 - 【請求項３】 前記トランスの一次巻線に流れる電流を
検出した電流検出値と第１の基準電圧とを比較し、前記
電流検出値が前記第１の基準電圧を超えた時に過電流検
出信号を出力する第１の演算増幅器と、前記トランスの
一次巻線に接続したスイッチングトランジスタのオン，
オフ制御を行うと共に前記第１の演算増幅器からの過電
流検出信号によって前記スイッチングトランジスタのオ
ン期間の短縮制御を行う制御回路と、前記トランスの二
次側の直流出力電圧を印加するコンデンサの端子電圧又
該端子電圧を分圧した分圧電圧と第３の基準電圧とを比
較し、該第３の基準電圧が大きい時に、前記第１の基準
電圧を超える値となるように前記電流検出値に電圧を付
加する第３の演算増幅器とを備えたことを特徴とする請
求項１記載の突入電流防止回路。 - 【請求項４】 トランスの一次巻線に接続したスイッチ
ングトランジスタのオン，オフ制御を行う制御回路と、
前記一次巻線に流れる電流を検出した電流検出値と基準
電圧とを比較し、該基準電圧を超えた時に過電流検出信
号を前記制御回路に入力して過電流保護を行わせる過電
流検出手段とを有するスイッチング電源装置に於ける突
入防止回路に於いて、 前記トランスの一次巻線に直流電圧を印加する電源のオ
ンにより前記直流電圧によって抵抗を介して充電される
コンデンサと、 該コンデンサの端子電圧を前記基準電圧として前記電流
検出値とを比較し、該電流検出値が前記基準電圧を超え
ている時に過電流検出信号を前記制御回路に入力して前
記スイッチングトランジスタのオン期間短縮制御を行わ
せる演算増幅器とを備えたことを特徴とする突入電流防
止回路。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000320451A JP3624373B2 (ja) | 2000-10-20 | 2000-10-20 | 突入電流防止回路 |
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|---|---|---|---|
| JP2000320451A JP3624373B2 (ja) | 2000-10-20 | 2000-10-20 | 突入電流防止回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002136114A true JP2002136114A (ja) | 2002-05-10 |
| JP3624373B2 JP3624373B2 (ja) | 2005-03-02 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO2016039502A1 (ko) * | 2014-09-11 | 2016-03-17 | 한국전기연구원 | 전압센싱 및 제어 회로 |
-
2000
- 2000-10-20 JP JP2000320451A patent/JP3624373B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP3624373B2 (ja) | 2005-03-02 |
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