JP2002009733A - 直交周波数分割多重変調方式の伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 伝送状況に応じ、高速度での移動体無線伝送
に適した伝送装置と遠方への伝送に適した伝送装置とに
容易に使い分けることができる使い勝手の良好な伝送装
置を提供することを目的とする。 【解決手段】 複数本のキャリアを用いて情報符号を伝
送する直交周波数分割多重変調方式の伝送装置であっ
て、上記複数本のキャリアには、受信信号の復調の際の
基準信号ベクトルを再生するのに用いられるパイロット
信号が時間方向に所定シンボル間隔で、キャリア方向に
所定キャリア間隔で挿入されている伝送装置において、
受信信号から抽出したパイロット信号を内挿演算して基
準信号ベクトルを再生する回路部に、少なくとも上記パ
イロット信号を時間方向に内挿演算して基準信号ベクト
ルを再生する時間方向内挿回路を有すると共に、該時間
方向内挿回路の帯域制限特性を伝送状況に応じ切り換え
る手段を有する構成としたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送方式として、
互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を
伝送する直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Fre
quency DivisionMultiplexing：以下ＯＦＤＭ方式と記
す）を用いた伝送装置であって、特にこのＯＦＤＭ方式
の複数本のキャリアを同期検波を用いる変調方式(以
下、同期変調方式と称す)で変調するＯＦＤＭ方式の伝
送装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、無線装置の分野では、マルチパス
フェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚
光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレ
ビ放送、ＦＰＵ(Field Pick-up Unit)、無線ＬＡＮ等の
分野で多くの応用研究が進められている。 この内、Ｕ
ＨＦ帯の地上波ディジタル放送の開発動向と方式につい
ては、「映像情報メディア学会誌」１９９８ Ｖｏｌ．
５２，Ｎｏ．１１に、詳しく開示されている。従来例と
して、日本のＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式のシ
ステム構成を取り上げて説明する。 但し、このシステ
ムは、非常に複雑な構成であるため、ここでは、本発明
の理解に必要な範囲について簡単化して説明する。図５
はこの放送システムのキャリア構造を説明する図であ
る。 約１４００本のキャリアは、１３セグメントの区
間に分割されている。伝送する信号としては、３チャン
ネル(３階層)の情報符号まで同時に伝送でき、各階層が
使用するセグメント数と変調方式を自由に選択できる。
なお、該変調方式としては、同期検波を用いる変調方式
(同期変調方式)と差動検波を用いる変調方式(差動変調
方式)が用意されている。なおここでは、本発明が、上
記変調方式の内の同期変調方式を用いた伝送装置に関す
るものであるため、この同期変調方式として、例えば６
４値直交振幅変調(６４ＱＡＭ： 64 Quadrature Amplit
ude Modulation)方式で、全セグメントを変調するキャ
リア部分の構造について更に詳しく説明する。

【０００３】図６は、同期変調方式で変調するセグメン
トのキャリア構造を更に詳しく説明する図である。ここ
で、１階層の情報符号の伝送に全セグメントを使用する
モードの場合は、同様の構造がその帯域内に渡って繰り
返されると考えて良い。図６において、横方向は周波
数、縦方向は時間の経過を表し、横と縦の方向に並んだ
四角印「□」は、それぞれが１つのキャリアを表す。
従って、縦方向に並ぶ四角印「□」の１列が、ＯＦＤＭ
信号を構成する１つのシンボルを表す。ＳＰと書かれた
四角印「□」は、復調の際の基準信号を再生するのに用
いられるパイロット信号の位置を示している。 また、
何も書かれていない「□」は、６４ＱＡＭで変調された
信号位置を表している。ここで、パイロット信号は周波
数方向と時間方向にばらまかれた配置になっているた
め、ＳＰ(Scattered Pilot)と銘々されている。ただ
し、図６はＳＰの配置を模式的に示しただけであり、本
来であれば記載しなければならない、制御信号伝送用の
ＴＭＣＣ(Transmission and MultiplexingConfiguratio
n Control)キャリア、付加情報ＡＣ(Auxiliary Channe
l)は、省略してある。また、地上波ディジタル放送方式
では時間方向にＳＰがあるキャリアの横方向の間隔は３
本間隔であるのに対し、図６では５本間隔に変更してあ
る。 これは後述の本発明の説明を表現し易いように変
更したものであって、本質的な内容は変わらない。 つ
まり、図６は、従来方式の１つのバリエーションと考え
ることができる。

【０００４】ところで、６４ＱＡＭ方式の信号点は、図
７の直交座標面に破線の丸印「○」で示す６４個の信号
点で構成され、各信号点はそれぞれ６ビットからなる、
互いに異なる符号列に対応させられている。６４ＱＡＭ
方式による変調処理は、入力された符号列を６ビット単
位に分割し、上記６４個の信号点の中から分割した各６
ビットの符号に対応する信号点、例えば実線の丸印
「○」の信号点を選択し、選択された信号点に対応する
変調信号を出力することで実施される。一方、受信され
た変調信号は、伝送される過程で雑音、その他の影響を
受けて歪み、受信信号の信号点は、例えば、図７の実線
の丸印「○」の位置からバツ印「×」の位置に移動して
しまう。６４ＱＡＭの復調処理は、図７の破線の丸印
「○」で示す６４ＱＡＭの信号点の中から、バツ印
「×」で示す受信信号の信号点に最も近い信号点を選択
し、選択した信号点に対応する６ビットの符号を出力す
ることによって実施される。この復調処理を実施するに
は、受信信号に対する破線の「○」の正しい信号点位置
を知る必要があるが、その位置を再生するには、例えば
図７の信号空間上の座標点ａの正確な位置を表す基準信
号ベクトルの向きと大きさが分かればよい。

【０００５】ところで、受信信号の基準信号ベクトルの
向きと大きさは、伝送系で発生するマルチパス等の影響
を受け、図８のように位相が回転し振幅も変化してしま
う。このように基準信号ベクトルの位相と大きさは、各
時間あるいは各キャリア毎に変化するが、その変化の仕
方は通常滑らかな曲線を描き、時間方向とキャリア方向
に強い相関を持つ。 そのため、図６の任意のシンボル
の任意のキャリアの変調信号Ａに対する基準信号ベクト
ルは、まばらに伝送された複数のＳＰ信号を内挿して求
めることができる。 図６では、この内挿演算を効率的
に実施できるようにＳＰを配置している。図６のキャリ
ア構造の信号から基準信号ベクトルを再生する方法につ
いては、地上波ディジタル放送方式には特に規定はな
い。 しかし、例えば、図９に示す回路で実現できる。
図９はＯＦＤＭ方式の受信装置において、基準信号ベク
トルの再生に使用されている回路部分を抜き出して示し
たものである。高速フーリエ変換回路(ＦＦＴ：Fast Fo
urier Transform)５から出力された受信信号は、時間方
向内挿回路６と遅延回路７に入力される。 この内、時
間方向内挿回路６では、受信信号からパイロット信号Ｓ
Ｐを取り出し、図１０に斜線で示すように、時間方向に
パイロット信号ＳＰを含むキャリア毎に所定のタップ数
のディジタルＬＰＦで処理し、時間方向に内挿された基
準信号ベクトル信号として出力する。 ここで、ディジ
タルＬＰＦの各タップ係数は、この時間方向内挿回路６
内の係数メモリに記憶されているものとする。 なお、
このＳＰが配置されているキャリアを、以後、ＳＰキャ
リアと記す。

【０００６】図１１は、図６の一点鎖線３のキャリアを
取り上げ、上記の時間方向の内挿方法を模式的に示した
ものである。 横軸は時間軸でありシンボル毎に目盛を
付してある。 ○印を付した縦線は、受信されたＳＰの
信号ベクトルを表している。ここで、或るＳＰ、例えば
ＳＰ１が受信された後、次のＳＰ２が受信されるまでの
間のシンボルの基準信号ベクトル信号は、時間的に前後
する位置にある複数のＳＰの信号ベクトルを用い、一定
タップ数のＬＰＦにより内挿して求める。この時間方向
の内挿演算により、図１０の斜線を付した５本間隔のキ
ャリアの基準信号ベクトルが算出される。 この時、Ｌ
ＰＦの演算では、タップ数と同じシンボル数の信号が必
要になり、内挿信号はタップ数の約半分のシンボル数遅
れて出力される。遅延回路７は、受信信号のタイミング
をこの内挿信号のタイミングに合わせるために挿入した
回路である。一方、図６のＳＰが配置されていないキャ
リアにある変調信号Ａの基準信号ベクトルは、ＳＰキャ
リアの基準信号ベクトルをキャリア方向に内挿して求め
る。図９のキャリア方向内挿回路８は、この内挿演算を
実施する回路である。

【０００７】図１２は、図１０の一点鎖線４のシンボル
を取り上げ、上記のキャリア方向の内挿方法を模式的に
示したものである。 横軸は周波数軸であり、キャリア
位置毎に目盛を付してある。 太い矢印は時間軸方向に
内挿して求めた図１０の斜線を付したキャリアの基準信
号ベクトルＷ(１)，Ｗ(5+1)，Ｗ(2×5+1)，・・・を表
している。 ここで、括弧内の数字はキャリア番号であ
る。太い矢印の無いキャリア位置Ａの基準信号ベクトル
は次の様にして算出する。まず、図１２の太い矢印が無
いキャリアのベクトルの大きさを０として得られる信号
Ｗ(１)，０，・・，０，Ｗ(5+1)，０，・・，０，Ｗ(2
×5+1)，・・・・を、例えばタップ数２３タップの通常
のディジタルＬＰＦに通すことによって、破線で表す滑
らかな内挿信号を算出する。 この様にして算出した内
挿信号を、変調信号Ａの基準信号ベクトルとして出力す
る。キャリア方向内挿回路８で再生された基準信号ベク
トル信号と、遅延回路７でタップ数の約半分のシンボル
数だけ遅延された受信信号は、６４ＱＡＭ復調回路９に
入力され、図８のように変形した信号点位置を、図７の
正しい位置に直すことにより、情報符号を復調すること
ができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、高速度で移
動中の車等から無線で上記ＯＦＤＭ信号を伝送すると、
ドップラーフェージングにより、時間方向に並ぶＳＰキ
ャリアの位相角に、回転振動が発生する。 その回転周
波数は移動速度が速いほど高周波数になる。例えば、７
ＧＨｚ帯を用いる無線伝送装置において、時速２５ｋｍ
で移動しながら受信すると、最大約１６０Ｈｚのドップ
ラー周波数が発生する。 その結果、ＳＰキャリアの位
相角も、同じ最大約１６０Ｈｚの周波数で回転し始め
る。移動速度が上がると、それに比例してドップラー周
波数、ＳＰキャリアの位相の回転周波数も上昇する。Ｏ
ＦＤＭ方式は、マルチパスフェージングあるいはドップ
ラーフェージングに強い方式として注目されている。
そこで、その特徴であるドップラーフェージングによる
高速度での移動体無線に対する耐性を最大限に上げるた
め、時間方向の上記内挿演算に用いられる時間方向内挿
回路において制限する帯域幅としては、通常、ＳＰキャ
リアを時間方向に挿入する頻度で決まるサンプリング周
波数のナイキスト限界周波数か、これよりやや低い周波
数に設定することが好ましい。例えば、図６のシンボル
周波数を、約１９ｋＨｚ、ＳＰキャリアの挿入頻度を４
シンボルに１つとすると、ナイキスト周波数は、約１９
ｋＨｚ／８≒２ｋＨｚになるので、時間方向内挿回路の
帯域幅は、２ｋＨｚ幅に設定することになる。なお、内
挿後の信号に許される歪みの量に対する条件から、実際
には、この場合でも、２ｋＨｚ／８＝２５０Ｈｚ程度の
ドップラー周波数に対応するのが限界である。

【０００９】一方、ＯＦＤＭ方式の伝送装置と言えど
も、常に移動体に搭載され使用されるものとは限らな
い。 伝送装置を目的地に移動した後固定して使用した
り、移動しながら使用しても、その速度が低い場合があ
る。 この様な使用方法の場合、往々にして、符号誤り
率が低く、良質な情報符号をできるだけ遠方まで伝送す
ることを要求される。従って、従来の伝送装置では、前
者の高速度での移動体無線伝送用の伝送装置と、後者の
遠方への伝送に適した伝送装置では、それぞれ要求され
る特性が異なるため、前もって別々の特性を持つ２種類
の伝送装置を用意しておく必要があり、１台１台の伝送
装置の稼働率が下がり無駄が発生する問題があった。ま
た、伝送現場において、急に伝送形態を変更する必要が
生じた場合、例えば高速度での移動体無線伝送を中止し
半固定で遠方に伝送する必要が生じた場合、遠方への伝
送用としては性能が劣る前者の伝送装置を、そのまま我
慢して、用いざるを得なくなる等の問題が生じた。本発
明は、これらの欠点を除去し、１台で、高速度での移動
体無線伝送に適した伝送装置と遠方への伝送に適した伝
送装置とに容易に使い分けることができ、また現場にお
ける伝送状況の急変にも容易に対応可能で、使い勝手の
良好な同期変調方式を用いるＯＦＤＭ方式の伝送装置を
提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、位相が互いに直交する複数本のキャリアを
用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式
の伝送装置であって、上記複数本のキャリアには、受信
信号の復調の際の基準信号ベクトルを再生するのに用い
られるパイロット信号が時間方向に所定シンボル間隔
で、キャリア方向に所定キャリア間隔で挿入されている
伝送装置において、受信信号から抽出したパイロット信
号を内挿演算して基準信号ベクトルを再生する回路部
に、少なくとも上記パイロット信号を時間方向に内挿演
算して基準信号ベクトルを再生する時間方向内挿回路を
有すると共に、該時間方向内挿回路の帯域制限特性を伝
送状況に応じ切り換える手段を有する構成としたもので
ある。また、位相が互いに直交する複数本のキャリアを
用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式
の伝送装置であって、上記複数本のキャリアには、受信
信号の復調の際の基準信号ベクトルを再生するのに用い
られるパイロット信号がキャリア方向に所定キャリア間
隔で、時間方向に連続的に挿入されている伝送装置にお
いて、受信信号から抽出したパイロット信号を内挿演算
して基準信号ベクトルを再生する回路部に、上記パイロ
ット信号を時間方向に帯域制限する時間方向のフィルタ
手段を有する構成としたものである。更に、上記時間方
向のフィルタ手段の帯域制限特性を伝送状況に応じ切り
換える切換手段を有する構成としたものである。また、
上記切換手段で設定するモードとして、上記時間方向の
フィルタ手段を通さないモードあるいは該時間方向のフ
ィルタ手段で帯域制限をしない特性のモードを有する構
成としたものである。更にまた、上記時間方向の帯域制
限特性を切り換える際、上記受信信号を上記パイロット
信号の内挿演算による遅延時間だけ遅延する遅延手段の
遅延時間を切り換え制御する制御手段を有する構成とし
たものである。

【００１１】その結果、本発明では、伝送装置を高速度
での移動体無線で使用する場合は、時間方向内挿回路
を、時間方向にパイロット信号を有するキャリアの挿入
頻度で決まるナイキスト周波数にほぼ等しい広い帯域幅
の特性に切り換える。この操作により、ＯＦＤＭ方式の
特徴であるマルチパスフェージングあるいはドップラー
フェージングに強く、高速度での移動体無線に対する耐
性が高い伝送装置として使用することができるようにで
きる。一方、目的地に移動した後固定して使用したり、
移動する場合でもその速度が低い場合は、時間方向内挿
回路を、狭い帯域幅の特性に切り換える。例えば、帯域
幅が約２５０Ｈｚの時間方向内挿回路を選択する。 こ
の場合、２５０Ｈｚ／８≒３０Ｈｚ のドップラー周波
数までしか内挿処理できないため、約５ｋｍ／ｈｒの移
動速度が、使用可能な限界となる。しかしながら、この
時間方向内挿回路の帯域幅(２５０Ｈｚ)は、前記高速度
での移動体無線で用いられる広帯域幅(２ｋＨｚ)の時間
方向内挿回路より帯域幅が狭いため、雑音を、約１０×
ｌｏｇ(２ｋＨｚ／２５０Ｈｚ)＝９ｄＢ低減できる効果
が得られる。この操作により、基準信号ベクトルに混入
する雑音レベルを低減し、符号誤り率が低く良質な情報
符号を遠方まで伝送することができる伝送装置として使
用することができるようにできる。この様に、本発明を
用いると、帯域制限特性を伝送状況に応じ切り換える切
換手段の操作一つで、用途に応じた特性に適合する伝送
装置が得られる。そのため、各用途に適したそれぞれの
伝送装置を用意しなければならないと言った無駄が生じ
ることがなく、また現場における状況(伝送形態)の急変
に容易に対応可能な、使い勝手の良好な同期変調方式を
用いるＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明による直交周波数分
割多重変調伝送装置について、図示の実施例により詳細
に説明する。図１は、本発明による第１の実施例の構成
を示すもので、ＯＦＤＭ方式の受信装置の基準信号ベク
トルを再生する回路部分を抜き出したものである。 図
９の従来の回路と異なる第１の点は、時間方向内挿回路
に用いられるＬＰＦの係数値を記憶する係数メモリを、
時間方向内挿回路１０の外部に出したことである。従来
の回路と異なる第２の点は、上記係数メモリを２つ以上
設け、制御回路１８を介して操作装置１３により、スイ
ッチ１３ａを切り換える構成とし、伝送状況(用途)に応
じて、最適な係数値を用いるようにした点である。従来
回路と異なる第３の点は、複数の係数メモリを切り換え
る場合、同時に遅延回路７の遅延時間も切り換える構成
とした点である。図１の第１の係数メモリ１１には、時
間方向内挿回路１０に用いられるＬＰＦの特性が、高速
度での移動体無線伝送に適した、例えば、帯域幅がナイ
キスト周波数２ｋＨｚの広帯域幅の特性になる係数値が
記憶されている。一方、第２の係数メモリ１２には、例
えば、３０Ｈｚのドップラー周波数までしか内挿処理で
きないが雑音低減効果が得られる狭帯域幅の特性になる
係数値が記憶されている。そのため、操作装置１３で、
第１の係数メモリ１１を選択すると、高速度での移動体
無線に対する耐性が高い伝送装置の特性が得られるよう
になる。 また、操作装置１３で第２の係数メモリ１２
を選択すると、移動体無線に対する耐性は下がるもの
の、符号誤り率が低くて、良質な情報符号を遠方まで伝
送することができる伝送装置の特性が得られるようにな
る。すなわち、操作装置１３による切り換え操作一つ
で、用途に応じた特性に容易に変えられる伝送装置が得
られる。

【００１３】一方、前述したように、帯域のカットオフ
周波数を２ｋＨｚにしても、実際に使用可能な周波数
は、この約１／８の２５０Ｈｚとなる。 この約１／８
の比率を保持したまま帯域を狭めるためには、通常、よ
り大きなタップ数のフィルタが必要になる。 また、時
間方向の内挿演算を実施する時間方向内挿回路の場合、
このタップ数の増加は、そのままシンボル単位の遅延時
間の増加に結びつく。無線伝送装置の場合、この遅延時
間を極力短くする必要があるが、遅延回路７の遅延時間
を時間方向内挿回路のタップ数に合わせて設定すると、
タップ数が少なくても良い広帯域の時間方向内挿回路を
選択したときは、無駄な遅延時間が発生することにな
る。制御回路１８は、この無駄を避けるために設けたも
のである。 つまり、操作装置のスイッチ操作で係数メ
モリを切り換えるときは、制御回路１８を介して、同時
に各係数のタップ数に応じた遅延時間になるように遅延
回路７を制御する。この制御により、遅延時間の無駄が
省け、目標の特性に応じた効率の良い伝送装置を構成す
ることができる効果が得られる。なお本実施例では、回
路規模の増加を防ぐため、特性が異なる２つの時間方向
内挿回路を設けて切り換えるのではなく、用いる係数値
を変更する例を示した。しかし、実際に特性が異なる２
種類の時間方向内挿回路を設けて切り換えるようにして
も良いのは明らかである。この様に、本実施例を用いる
と、各用途毎に、それぞれ専用の伝送装置を使用するよ
うな無駄が生じることがなく、また現場における伝送状
況の急変にも容易に対応できる使い勝手の良好な、同期
変調方式を用いるＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることが
できる。 また以上の効果は、高速度での移動体無線に
対する耐性を損なうことなく実現できる。

【００１４】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。この第２の実施例と上記第１の実施例との違い
は、上記第１の実施例が、図１０に示すように、時間方
向に一定の間隔でパイロット信号ＳＰが挿入されている
場合を前提としているのに対し、図２に示すように、パ
イロット信号が時間方向に連続的に挿入されているキャ
リア構造としていることである。 ここで、図２では、
パイロット信号がまばらに挿入される図１０のキャリア
構造との差を明確にするため、パイロット信号を挿入す
る位置を表す記号を、連続的に挿入されていることを強
調したＣＰ(Continual Pilot)に変えて示している。図
２のキャリア構造の場合、パイロット信号ＣＰは、時間
方向の各シンボル毎に連続して挿入されている。そのた
め、キャリア方向の内挿演算では、パイロット信号ＣＰ
をそのまま使用することができ、時間方向の内挿演算で
は、基準信号ベクトルを再生する必要が無い。即ち、図
２のキャリア構造とすれば、基本的には、図３に示すよ
うに時間方向内挿回路を必要としない回路構成により、
基準信号ベクトルを再生できる。ところで、高速度での
移動体無線に対する耐性を上げるには、ドップラー現象
により発生しパイロット信号に含まれる高周波成分を、
正しく内挿して再生する必要がある。 なお、正しく再
生できる高周波成分の周波数の限界が、ここで用いられ
る伝送装置の高速度での移動体無線に対する耐性の限界
を決める。

【００１５】図１０のように、パイロット信号ＳＰが間
欠的に挿入されている場合は、時間方向の内挿演算が不
可欠であるが、この時間方向の内挿演算は、ドップラー
現象により発生する高周波成分のレベルを低減もしくは
削除してしまう欠点がある。これに対し、図２のキャリ
ア構造では、基本的には時間方向内挿回路を用いる必要
がない。 そのため、ドップラー現象により発生する高
周波成分を含むパイロット信号ＣＰを、そのまま用いて
基準信号ベクトルを再生することができ、高速度での移
動体無線に対する最も高い耐性を得ることができる効果
が得られる。しかしながら、このキャリア構造では、パ
イロット信号ＣＰに混入した雑音が再生された基準信号
ベクトルの中にそのまま混入し、復調された情報符号の
符号誤り率が増加する欠点がある。この欠点を補うた
め、この第２の実施例では、基準信号ベクトルを再生す
るための図３の基本的な回路に、さらに図４に示すよう
な、雑音低減用のＬＰＦ１４を付加する。 そして、操
作装置１７により、制御回路１８を介してスイッチ１７
ａを切換え制御し、受信したパイロット信号ＣＰを、雑
音低減用のＬＰＦ１４を通した後にキャリア方向内挿回
路８に入力する経路と、受信したＣＰ信号を直接キャリ
ア方向内挿回路８に入力する経路とに切り換えて使用す
る構成にする。更に、雑音低減用のＬＰＦ１４の外部
に、雑音低減用のＬＰＦ１４の帯域幅が遠方への伝送に
適した、前述第１の実施例の係数メモリ１２と同様の狭
帯域幅の特性になる係数値を記憶する第１の係数メモリ
１５と、雑音低減用のＬＰＦ１４の帯域幅が比較的高速
度での移動体無線伝送に適した、前述第１の実施例の係
数メモリ１１と同様のやや広帯域幅の特性になる係数値
を記憶する第２の係数メモリ１６を設け、その係数メモ
リを操作装置１７のスイッチ１７ａ，１７ｂで切り換え
て使用する構成にする。このような回路構成を有する伝
送装置では、スイッチ１７ａを、受信したＣＰ信号を直
接キャリア方向内挿回路８に入力する経路側に切り換え
ることにより、図１０に示すキャリア構造を有する伝送
装置より、更に高速度での移動体無線に対する耐性が高
い伝送装置を実現できる効果が得られる。

【００１６】また、操作装置１７によってスイッチ１７
ａと１７ｂを切り換え制御し、ＣＰ信号を、第１の係数
メモリ１５に記憶された係数値を用いた雑音低減用のＬ
ＰＦ１４を介してキャリア方向内挿回路８に接続する経
路側に切り換えることにより、移動体無線に対する耐性
は低下するが、符号誤り率が低く良質な情報符号を遠方
まで伝送することができる伝送装置を実現できる効果が
得られる。更にまた、操作装置１７によってスイッチ１
７ａと１７ｂを切り換え制御して、ＣＰ信号を、第２の
係数メモリ１６に記憶された係数値を用いた雑音低減用
のＬＰＦ１４を介してキャリア方向内挿回路８に接続す
る経路側に切り換えることにより、図１０に示すキャリ
ア構造を有する従来の伝送装置と同程度の移動体無線に
対する耐性を有しながら、従来の伝送装置より符号誤り
率が低く良質な情報符号を遠方まで伝送することができ
る伝送装置を実現できる効果が得られる。そして、高速
度での移動体無線に対する耐性が従来の伝送装置より高
く、あるいは従来の伝送装置より符号誤り率が低くて遠
方までの伝送が可能になり、かつこれらの幅広い用途に
適した特性を、操作装置のスイッチ操作一つで容易に使
い分けられる使い勝手の良い伝送装置を実現できる。そ
のため、各用途に適したそれぞれの伝送装置を用意しな
ければならないと言った無駄が生じることがなく、また
現場における状況(伝送形態)の急変に容易に対応可能
な、使い勝手の良好な同期変調方式を用いるＯＦＤＭ方
式の伝送装置を得ることができる。なお、制御回路１８
は、第１の実施例と同様に無駄な遅延時間の発生を避け
るために設けたものであり、同じ動作のため、ここでは
説明を省略する。

【００１７】また、第２の実施例において、雑音低減用
のＬＰＦ１４としてタップ数が偶数のＬＰＦを用いる
と、ＬＰＦから出力される基準信号ベクトルには、１／
２シンボル時間分の位相ずれが発生する。 単に雑音を
低減するための通常のＬＰＦでは、この位相ずれは何の
問題も生じない。 しかし、基準信号ベクトルの雑音を
低減する第２の実施例で用いる雑音低減用のＬＰＦの場
合、この位相ずれはそのまま基準信号の位相歪みとなっ
て現れるため、致命的な欠陥となる。従って、第２の実
施例において、雑音低減用のＬＰＦ１４としては、位相
ずれが生じないタップ数が奇数のＬＰＦを用いることが
必須になる。また、上記第２の実施例において、受信し
たＣＰ信号を直接キャリア方向内挿回路８に入力する経
路を設ける代わりに、例えば、タップ数が１で、係数値
が１のフィルタのように、ＣＰ信号を直接キャリア方向
内挿回路８に入力した場合と同等の特性を有する係数値
を用いた雑音低減用のＬＰＦ１４を通して接続するよう
にしても良いのは明らかである。

【００１８】

【発明の効果】以上、本発明を用いると、各用途に適し
たそれぞれの伝送装置を用意しなければならないと言っ
た無駄が生じることがなく、また現場における状況(伝
送形態)の急変に容易に対応可能な、使い勝手の良好な
同期変調方式を用いるＯＦＤＭ方式の伝送装置を得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基準信号ベクトル再生部の第１の実施
例の構成を示すブロック図

【図２】本発明の第２の実施例におけるキャリア構造を
示す模式図

【図３】本発明の基準信号ベクトル再生部の第２の実施
例の基本構成を示すブロック図

【図４】本発明の基準信号ベクトル再生部の第２の実施
例の構成を示すブロック図

【図５】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア構
造の一例を説明する模式図

【図６】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア配
置の一例を説明する模式図

【図７】６４ＱＡＭ方式における信号点配置を説明する
模式図

【図８】受信側における受信信号の信号点の位置、位相
変化を説明する模式図

【図９】従来の受信装置の基準信号ベクトル再生部の構
成を示すブロック図

【図１０】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア
配置の一例を説明する模式図

【図１１】キャリアの時間方向の内挿状況を説明する模
式図

【図１２】キャリアの周波数方向の内挿状況を説明する
模式図

【符号の説明】

１，２：ＳＰ、５：ＦＦＴ回路、７，７’：遅延回路、
８：キャリア方向内挿回路、９：６４ＱＡＭ復調回路、
１０：時間方向内挿回路 、１１，１２，１５，１６：
係数メモリ、１３，１７：操作装置、１３ａ，１７ａ，
１７ｂ：スイッチ、１４：雑音低減用のＬＰＦ、１８：
制御回路。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 位相が互いに直交する複数本の搬送波
   (以下キャリアと称す)を用いて情報符号を伝送する直交
   周波数分割多重変調方式の伝送装置であって、上記複数
   本のキャリアには、受信信号の復調の際の基準信号ベク
   トルを再生するのに用いられるパイロット信号が時間方
   向に所定シンボル間隔で、キャリア方向に所定キャリア
   間隔で挿入されている伝送装置において、受信信号から
   抽出したパイロット信号を内挿演算して基準信号ベクト
   ルを再生する回路部に、少なくとも上記パイロット信号
   を時間方向に内挿演算して基準信号ベクトルを再生する
   時間方向内挿回路を有すると共に、該時間方向内挿回路
   の帯域制限特性を伝送状況に応じ切り換える手段を有す
   ることを特徴とする伝送装置。
2. 【請求項２】 位相が互いに直交する複数本の搬送波
   (以下キャリアと称す)を用いて情報符号を伝送する直交
   周波数分割多重変調方式の伝送装置であって、上記複数
   本のキャリアには、受信信号の復調の際の基準信号ベク
   トルを再生するのに用いられるパイロット信号がキャリ
   ア方向に所定キャリア間隔で、時間方向に連続的に挿入
   されている伝送装置において、受信信号から抽出したパ
   イロット信号を内挿演算して基準信号ベクトルを再生す
   る回路部に、上記パイロット信号を時間方向に帯域制限
   する時間方向のフィルタ手段を有することを特徴とする
   伝送装置。
3. 【請求項３】 請求項２に記載の伝送装置において、上
   記時間方向のフィルタ手段の帯域制限特性を伝送状況に
   応じ切り換える切換手段を有することを特徴とする伝送
   装置。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の伝送装置において、上
   記切換手段で設定するモードとして、上記時間方向のフ
   ィルタ手段を通さないモードあるいは該時間方向のフィ
   ルタ手段で帯域制限をしない特性のモードを有すること
   を特徴とする伝送装置。
5. 【請求項５】 請求項１または３乃至４に記載の伝送装
   置において、上記時間方向の帯域制限特性を切り換える
   際、上記受信信号を上記パイロット信号の内挿演算によ
   る遅延時間だけ遅延する遅延手段の遅延時間を切り換え
   制御する制御手段を有することを特徴とする伝送装置。