JP2002064580A

JP2002064580A - 変調装置

Info

Publication number: JP2002064580A
Application number: JP2000250150A
Authority: JP
Inventors: Isao Tejima; 功手嶋
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 2000-08-21
Filing date: 2000-08-21
Publication date: 2002-02-28

Abstract

(57)【要約】【課題】フレーム化された送信データを２つのサブフレ
ームに分割し、サブフレーム毎に異なる周波数の搬送波
で変調して合成することにより、伝送速度を高速化する
変調装置を提供する。【解決手段】データを変調して送信する変調装置であっ
て、データを第１のデータと第２のデータとに分割する
分割器と、第１のデータを第１の搬送波により変調する
第１の変調器と、第２のデータを第２の搬送波により変
調する第２の変調器と、第１の変調器によって変調され
た第１のデータと、第２の変調器によって変調された第
２のデータとを加算する加算器とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、変調装置に関す
る。特に本発明は、フレーム化された送信データを２つ
のサブフレームに分割し、サブフレーム毎に異なる周波
数の搬送波で変調して合成することにより、伝送速度を
高速化する変調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】アナログ無線通信システムにおいて、デ
ジタルデータ通信を実現するために、デジタルデータを
アナログデータに変換するモデムが用いられる。モデム
の変調方式には、ＡＳＫ（ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＳｈｉ
ｆｔＫｅｙｉｎｇ）、ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）、ＰＳＫ（ＰｈａｓｅＳ
ｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｒａｔｉｏｎ）な
どがある。

【０００３】アナログ無線通信システムは、アナログ音
声信号を伝送するために使用されているので帯域が狭
い。具体的には、３００Ｈｚから２７００Ｈｚの範囲で
２４００Ｈｚの帯域を持つのが一般的である。アナログ
無線通信システムは、相関帯域幅が狭く、Ｓ／Ｎ（Ｓｉ
ｇｎａｌｔｏＮｏｉｓｅｒａｔｉｏ）が悪い。ま
た、アナログ無線通信システムにおける伝播条件は動的
に変化する。したがって、アナログ無線通信システムの
高速化は困難である。

【０００４】アナログ無線通信システムの高速化を図る
方法としては、変調速度を上げる方法、多値数を増やす
方法、変調速度と多値数とをともに上げる方法などがあ
る。また、シングルキャリアで変調速度を高速化するこ
とが困難な場合、低速で狭帯域なサブキャリアを複数並
べて高速化するＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒ
ｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ
ｘｉｎｇ）方式が用いられる。ＯＦＤＭ方式を用いるこ
とにより、相関帯域幅の狭い伝送路でも高速に伝送する
ことができる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、変調速
度を上げる方法では、伝送速度を倍増させようとした場
合、変調速度も倍増しなければならない。したがって、
アナログ無線通信システムの狭帯域では、帯域が足りず
実現することが困難である。

【０００６】多値数を増やす方法では、多値数を増加す
ることによりデータ間の距離が狭まるので、Ｓ／Ｎの劣
化に伴いビット誤り率特性が著しく劣化する。図１は、
多値変調方式の理論的なビット誤り率特性を示す。１６
ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、および２５６ＱＡＭでは、多値数
の少ないＢＰＳＫ（ＢｉｎａｒｙＰｈａｓｅＳｈｉ
ｆｔＫｅｙｉｎｇ）およびＱＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎ
ａｒｙＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）に比
べ、Ｅ_ｂ／Ｎ_０（１ｂｉｔ当たりの信号のエネルギー／
１Ｈｚ当たりの雑音電力）の劣化に伴いビット誤り率が
劣化する。２５６ＱＡＭと１６ＱＡＭとを比較すると、
ビット誤り率が１０^−７の場合において、２５６ＱＡＭ
は１６ＱＡＭより９ｄＢ程度余分なＥ_ｂ／Ｎ_０が必要と
なる。

【０００７】変調速度と多値数とをともに上げる方法で
は、送信機の送信帯域により帯域外の成分が削られるた
めに受信側で歪みが生じ、ビット誤り率が悪化する。図
２は、シングルキャリア変調波のスペクトラムを示す。
変調速度を高速化することにより送信データの周波数帯
域幅が広がるので、送信帯域７０の帯域外の成分７２が
削られる。

【０００８】また、ＯＦＤＭ方式においては、マルチパ
ス環境下で使用される場合、遅延波の影響を受け難くす
るためにガードタイムと呼ばれる区間をデータ間に挿入
しなければならず、このガードタイムの挿入により情報
速度が下がる。また、ＯＦＤＭ方式においては、帯域制
限を施さないので送信機の帯域外の成分が削られ、受信
側で歪みが生じ、ビット誤り率が悪化する。図３（ａ）
は、ＯＦＤＭ変調波のスペクトラムを示す。図３（ｂ）
は、帯域制限されたＯＦＤＭ変調波のスペクトラムを示
す。帯域制限されることにより、送信帯域７６の帯域外
の成分７４が削られる。

【０００９】そこで本発明は、上記の課題を解決するこ
とのできる変調装置を提供することを目的とする。この
目的は特許請求の範囲における独立項に記載の特徴の組
み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更な
る有利な具体例を規定する。

【００１０】

【課題を解決するための手段】即ち、本発明の第１の形
態によると、データを変調して送信する変調装置であっ
て、データを第１のデータと第２のデータとに分割する
分割器と、第１のデータを第１の搬送波により変調する
第１の変調器と、第２のデータを第２の搬送波により変
調する第２の変調器と、第１の変調器によって変調され
た第１のデータと、第２の変調器によって変調された第
２のデータとを加算する加算器とを備える。

【００１１】分割器、第１の変調器、第２の変調器、お
よび加算器による処理はデジタル演算処理であり、加算
器によって加算されたデジタルデータをアナログデータ
に変換する変換器をさらに備えてもよい。

【００１２】第１の変調器は、第１のデータを直交変調
し、第２の変調器は、第２のデータを直交変調してもよ
い。

【００１３】データを一時的に格納し、分割器に送信す
るフレームバッファをさらに備え、分割器は、フレーム
バッファから受信したデータを第１のデータと第２のデ
ータとに分割してもよい。

【００１４】本発明の第２の形態によると、受信したデ
ータを復調する復調装置であって、第１の搬送波で変調
された第１のデータを受信したデータから抽出する第１
のフィルタと、第２の搬送波で変調された第２のデータ
を受信したデータから抽出する第２のフィルタと、第１
のデータを復調する第１の復調器と、第２のデータを復
調する第２の復調器と、第１の復調器によって復調され
た第１のデータと、第２の復調器によって復調された第
２のデータとを合成する合成器とを備える。

【００１５】なお上記の発明の概要は、本発明の必要な
特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群の
サブコンビネーションも又発明となりうる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、発明の実施の形態を通じて
本発明を説明するが、以下の実施形態はクレームにかか
る発明を限定するものではなく、又実施形態の中で説明
されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に
必須であるとは限らない。

【００１７】図４は、本発明の変調装置１０を含むアナ
ログ無線通信システムの構成例を示す。送信されるデジ
タルデータが送信側端末の変調装置１０に入力される
と、変調装置１０は、入力されたデジタルデータを変調
した後、アナログデータに変換し、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍ
ａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｏｒｏｌ）１２に入力す
る。また、マイク１１は、アナログデータである音声信
号を入力し、ＡＧＣ１２に出力する。ＡＧＣ１２は、入
力された信号を増幅して、伝送される信号の利得を一定
に調整し、リミッタ１４に出力する。リミッタ１４は、
入力された信号の振幅を制限して電力を調整し、送信機
１８に出力する。送信機１８から出力された信号は、Ｐ
Ａ（ＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）１６に入力され
る。ＰＡ１６は、入力された信号を増幅し、送信側アン
テナ１９を介して受信側端末に送信する。

【００１８】受信側端末の受信機２４は、受信側アンテ
ナ２２を介して、送信された信号を受信し、復調装置２
０に出力する。復調装置２０は、入力されたアナログデ
ータをデジタルデータに変換した後、デジタルデータを
復調して出力する。スピーカ２６は、アナログデータを
音声信号として出力する。

【００１９】図５は、本実施形態における変調装置１０
の機能を示す。本実施形態では、伝送データの速度は
９．６ｋｂｐｓ、周波数帯域は３００Ｈｚから２７００
Ｈｚの２４００Ｈｚ、多値変調方式は３２ＱＡＭ、キャ
リア数は２として説明する。

【００２０】フレームバッファ３０は、伝送データであ
るバイナリのデータ系列（Ｓ１）を入力し、伝送フレー
ムを生成する。１フレームの長さは、多値変調後に数十
シンボルから百数十シンボルになるように数百ビット程
度にする。本実施形態では、３２ＱＡＭを用いることか
ら、１シンボルあたり５ビットでマッピングするので、
１フレーム６４シンボルとすると１フレームのビット数
は３２０ビットとなる。また、キャリア数が２であるの
で、２倍の６４０ビットとなる。

【００２１】分割器３２は、フレームバッファ３０によ
ってフレーム化されたデータ列（Ｓ１’）を２つのデー
タ列（Ｓ１’Ｌ、Ｓ１’Ｈ）に分割する。分割の方法と
しては、前後に２分割する方法、１ビットあるいは数ビ
ットごとに振り分ける方法のいずれでもよい。ここで
は、前後に２分割する方法を用いて説明する。以下、２
つに分割されたものをそれぞれＬ側、Ｈ側とする。デー
タ列Ｓ１’Ｌは、３２ＱＡＭマッピング器３４に入力さ
れ、データ列Ｓ１’Ｈは、３２ＱＡＭマッピング器３６
に入力される。

【００２２】３２ＱＡＭマッピング器３４および３６
は、入力されたデータ列（Ｓ１’Ｌ、Ｓ１’Ｈ）を５ビ
ット毎に１シンボル３２ＱＡＭダイアグラムに配置し、
Ｉ相信号とＱ相信号とに分けて、シンボル列（Ｓ２Ｌ
Ｉ、Ｓ２ＬＱ、Ｓ２ＨＩ、Ｓ２ＨＱ）を出力し、ユニー
クワード付加器３８または４０に入力する。

【００２３】ユニークワード付加器３８および４０は、
入力されたシンボル列（Ｓ２ＬＩ、Ｓ２ＬＱ、Ｓ２Ｈ
Ｉ、Ｓ２ＨＱ）の先頭にユニークワードを付加して出力
する（Ｓ２ＬＩＵ、Ｓ２ＬＱＵ、Ｓ２ＨＩＵ、Ｓ２ＨＱ
Ｕ）。ユニークワードは、送信側および受信側で予め既
知のパターンを持つシンボル列であり、フレーム同期捕
捉や適応等化器のトレーニングに使用される。ユニーク
ワードが付加されたシンボル列（Ｓ２ＬＩＵ、Ｓ２ＬＱ
Ｕ、Ｓ２ＨＩＵ、Ｓ２ＨＱＵ）は、ロールオフフィルタ
４２、４４、４６、または４８に入力される。

【００２４】ロールオフフィルタ４２、４４、４６、お
よび４８は、入力されたシンボル列の帯域を制限するこ
とにより符号間の干渉を押さえる。デジタル変調におい
ては、一般的にロールオフ率は０．５に設定されるが、
本実施形態では、０．２から０．３と狭く設定すること
で隣接するキャリアの干渉を押さえる。ロールオフフィ
ルタ４２、４４、４６、および４８によって帯域が制限
されたデータ列（Ｓ３ＬＩ、Ｓ３ＬＱ、Ｓ３ＨＩ、Ｓ３
ＨＱ）は、直交変調器５０または５２に入力される。

【００２５】直交変調器５０は、入力されたＩ相および
Ｑ相のデータ列（Ｓ３ＬＩ、Ｓ３ＬＱ）に９００Ｈｚ発
生器５１によって生成された９００Ｈｚの副搬送波（Ｓ
４）を乗算し副変調波（Ｓ６）を生成する。また、直交
変調器５２は、入力されたＩ相およびＱ相のデータ列
（Ｓ３ＨＩ、Ｓ３ＨＱ）に２１００Ｈｚ発生器によって
生成された２１００Ｈｚの副搬送波（Ｓ５）を乗算し副
変調波（Ｓ７）を生成する。

【００２６】加算器５４は、直交変調器５０および５２
によって生成された副変調波（Ｓ６、Ｓ７）を合成し、
変調波（Ｓ８）生成する。Ｄ／Ａ変換器５６は、デジタ
ルデータである変調波（Ｓ８）をアナログ変調波（Ｓ
９）に変換する。さらに、低域濾過器５８は、アナログ
変調波（Ｓ９）を折り返し除去し、最終的な変調波（Ｓ
１０）を生成する。

【００２７】図６は、本発明の変調方式によるデュアル
キャリア変調波（Ｓ１０）のスペクトラムを示す。図２
に示したシングルキャリア変調波のスペクトラムや図３
に示したＯＦＤＭ変調波のスペクトラムと比較すると、
デュアルキャリア変調波（Ｓ１０）は、送信機の送信帯
域８０によって削られる帯域外成分７８が少ないので、
受信側での歪みを小さくすることができる。

【００２８】図７は、変調装置１０の直交変調器５０ま
たは５２の構成を示す。乗積変調器５００は、９００Ｈ
ｚ発生器５１または２１００Ｈｚ発生器によって出力さ
れた副搬送波（Ｓ４、Ｓ５）で、ロールオフフィルタ４
２または４６から入力されたＩ相信号（Ｓ３ＬＩ、Ｓ３
ＨＩ）を変調する。また、乗積変調器５０２は、９００
Ｈｚ発生器５１または２１００Ｈｚ発生器５３によって
出力された副搬送波（Ｓ４、Ｓ５）の位相をπ／２だけ
ずらした副搬送波で、ロールオフフィルタ４４または４
８から入力されたＱ相信号（Ｓ３ＬＱ、Ｓ３ＨＩＱ）を
変調する。そして、合成回路５０４は、乗積変調器５０
０および５０２によって変調された２つの信号を合成
し、副変調波（Ｓ６、Ｓ７）を生成する。

【００２９】図８は、本実施形態における復調装置２０
の機能を示す。復調装置２０に変調波（Ｓ１１）が入力
されると、Ａ／Ｄ変換器６０は、アナログデータである
変調波（Ｓ１１）をデジタルデータ列（Ｓ１２）に変換
する。Ａ／Ｄ変換器６０によってデジタル化されたデー
タ列（Ｓ１２）は、９００Ｈｚ帯域濾波器６２および２
１００Ｈｚ帯域濾波器６４に入力される。９００Ｈｚ帯
域濾波器６２は、周波数が９００Ｈｚである変調波（Ｓ
１３Ｌ）を濾過して出力する。２１００Ｈｚ帯域濾波器
６４は、周波数が２１００Ｈｚである変調波（Ｓ１３
Ｈ）を濾波して出力する。濾波された変調波（Ｓ１３
Ｌ、Ｓ１３Ｈ）は、直交検波器６６または６８に入力さ
れる。

【００３０】直交検波器６６は、９００Ｈｚ発生器６７
によって生成された９００Ｈｚの副搬送波（Ｓ１４）
を、入力された変調波（Ｓ１３Ｌ）に乗算し、Ｉ相およ
びＱ相のデータ列（Ｓ１６ＬＩ、Ｓ１６ＬＱ）を生成す
る。また、直交検波器６８は、２１００Ｈｚ発生器６９
によって生成された２１００Ｈｚの副搬送波（Ｓ１５）
を、入力された変調波（Ｓ１３Ｈ）に乗算し、Ｉ相およ
びＱ相のデータ列（Ｓ１６ＨＩ、Ｓ１６ＨＱ）を生成す
る。

【００３１】適応等化器７０および７２は、送信側で付
加された送受既知のユニークワードが、受信後にどのよ
うに歪んでいるかを推定し、歪みと逆特性のフィルタを
形成して受信したデータ列（Ｓ１６ＬＩ、Ｓ１６ＬＱ、
Ｓ１６ＨＩ、Ｓ１６ＨＱ）の歪みを除去する。

【００３２】３２ＱＡＭデマッピング器７４および７６
は、適応等化器７０および７２によって歪みが除去され
たＩ相およびＱ相のシンボル列（Ｓ１７ＬＩ、Ｓ１７Ｌ
Ｑ、Ｓ１７ＨＩ、Ｓ１７ＨＱ）をデマッピングし、ビッ
ト列（Ｓ１８Ｌ、Ｓ１８Ｈ）に変換する。再構成器７８
は、３２ＱＡＭデマッピング器７４および７６によって
変換された２つのビット列（Ｓ１８Ｌ、Ｓ１８Ｈ）を前
後に並べ、送信側で分割される前のフレーム構成のビッ
ト列（Ｓ１９）にする。フレームバッファ８０は、再構
成器７８によって再構成されたビット列（Ｓ１９）を一
時的に格納し、速度を調整した後、９．６ｋｂｐｓのビ
ットストリームデータ（Ｓ２０）として出力する。

【００３３】図９は、復調装置２０の直交検波器６６ま
たは６８の構成を示す。乗積変調器６００は、９００Ｈ
ｚ帯域濾波器６２または２１００Ｈｚ帯域濾波６４から
入力された変調波（Ｓ１３Ｉ、Ｓ１３Ｈ）に、９００Ｈ
ｚ発生器６７または２１００Ｈｚ発生器６９によって出
力された副搬送波（Ｓ１４、Ｓ１５）を乗算する。次
に、低域濾波器６０４は、乗算された副搬送波成分を除
去し、ベースバンドのＩ相信号を出力する（Ｓ１６Ｌ
Ｉ、Ｓ１６ＨＩ）。また、乗積変調器６０２は、９００
Ｈｚ帯域濾波器６２または２１００Ｈｚ帯域濾波６４か
ら入力された変調波（Ｓ１３Ｉ、Ｓ１３Ｈ）に、９００
Ｈｚ発生器６７または２１００Ｈｚ発生器６９によって
出力された副搬送波（Ｓ１４、Ｓ１５）の位相をπ／２
だけずらした副搬送波を乗算する。次に、低域濾波器６
０８は、乗算された副搬送波成分を除去し、ベースバン
ドのＱ相信号を出力する（Ｓ１６ＬＱ、Ｓ１６ＨＱ）。
このように、直交検波器６６および６８は、受信された
変調波からベースバンド波を生成することができる。

【００３４】図１０は、以下の諸元において実施された
本発明による変調方式の静特性誤り率特性の実験結果を
示す。デュアルキャリア３２ＱＡＭ、伝送帯域幅２．４
ｋＨｚ（０．３ｋＨｚ〜２．７ｋＨｚ）、シンボルレー
ト１２００ｂａｕｄ×２、情報速度９．６ｋｂｐｓ、付
加情報速度２．４ｋｂｐｓ、ロールオフ率０．２、搬送
波周波数９００Ｈｚおよび２１００Ｈｚ。本発明による
デュアルキャリア３２ＱＡＭの静特性誤り率は、ビット
誤り率が１０^−５において、理論値からの劣化を約３ｄ
Ｂに押さえている。したがって、本発明によるデュアル
キャリア３２ＱＡＭによれば、従来の３２ＱＡＭと同程
度の誤り率特性で、従来の２５６ＱＡＭと同程度の伝送
速度を実現することができる。

【００３５】以上、本発明を実施の形態を用いて説明し
たが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範
囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又
は改良を加えることができる。その様な変更又は改良を
加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、
特許請求の範囲の記載から明らかである。

【００３６】

【発明の効果】上記説明から明らかなように、本発明に
よれば、フレーム化された送信データを２つのサブフレ
ームに分割し、サブフレーム毎に異なる周波数の搬送波
で変調して合成することにより、伝送速度を高速化する
変調装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】多値変調方式の理論的なビット誤り率特性を示
す。

【図２】シングルキャリア変調波のスペクトラムを示
す。

【図３】ＯＦＤＭ変調波のスペクトラムを示す。

【図４】変調装置１０を含むアナログ無線通信システム
の構成例を示す。

【図５】本発明による変調装置１０の機能を示す。

【図６】デュアルキャリア変調波（Ｓ１０）のスペクト
ラムを示す。

【図７】変調装置１０の直交変調器５０または５２の構
成を示す。

【図８】本発明による復調装置２０の機能を示す。

【図９】復調装置２０の直交検波器６６または６８の構
成を示す。

【図１０】本発明による変調方式の静特性誤り率特性の
実験結果を示す。

【符号の説明】

１０変調装置２０復調装置３０フレームバッファ３２分割器３４３２ＱＡＭマッピング器３８ユニークワード付加器４２ロールオフフィルタ５０直交変調器５１９００Ｈｚ発生器５３２１００Ｈｚ発生器５４加算器５６Ｄ／Ａ変換器５８低域濾波器６０Ａ／Ｄ変換器６２９００Ｈｚ帯域濾波器６４２１００Ｈｚ帯域濾波器６６直交検波器６７９００Ｈｚ発生器６９２１００Ｈｚ発生器７０適応等化器７４３２ＱＡＭデマッピング器７８再構成器８０フレームバッファ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】データを変調して送信する変調装置であ
って、前記データを第１のデータと第２のデータとに分割する
分割器と、前記第１のデータを第１の搬送波により変調する第１の
変調器と、前記第２のデータを第２の搬送波により変調する第２の
変調器と、前記第１の変調器によって変調された前記第１のデータ
と、前記第２の変調器によって変調された前記第２のデ
ータとを加算する加算器とを備えることを特徴とする変
調装置。
【請求項２】前記分割器、前記第１の変調器、前記第
２の変調器、および前記加算器による処理はデジタル演
算処理であり、前記加算器によって加算されたデジタル
データをアナログデータに変換する変換器をさらに備え
ることを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
【請求項３】前記第１の変調器は、前記第１のデータ
を直交変調し、前記第２の変調器は、前記第２のデータ
を直交変調することを特徴とする請求項１に記載の変調
装置。
【請求項４】前記データを一時的に格納し、前記分割
器に送信するフレームバッファをさらに備え、前記分割
器は、前記フレームバッファから受信した前記データを
第１のデータと第２のデータとに分割することを特徴と
する請求項１に記載の変調装置。
【請求項５】受信したデータを復調する復調装置であ
って、第１の搬送波で変調された第１のデータを受信した前記
データから抽出する第１のフィルタと、第２の搬送波で変調された第２のデータを受信した前記
データから抽出する第２のフィルタと、前記第１のデータを復調する第１の復調器と、前記第２のデータを復調する第２の復調器と、前記第１の復調器によって復調された前記第１のデータ
と、前記第２の復調器によって復調された前記第２のデ
ータとを合成する合成器とを備えることを特徴とする復
調装置。