JP2001309664A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 並列運転を行なうような場合に、コイル負荷
やコンデンサ負荷などの負荷であっても装置相互間の出
力電流バランスの均等化を図る。 【解決手段】 マイコン６１は、有効電力を検出し、こ
の有効電力が大きいときほど交流出力の周波数を下げる
ように制御するようになっている。交流電源装置２１が
例えば２台並列で運転されているときには、周波数の大
きい方の交遊電源装置は周波数が減少する方向に制御さ
れ、周波数の小さい方のインバータ装置は周波数が増加
する方向に制御されることになる。これにより、各交流
電源装置間の出力電流バランスが均等化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯用交流電源装
置などに好適するインバータ装置に関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】インバータ装置は、携
帯用交流電源装置をはじめとし、交流モータの駆動装
置、無停電電源装置などに多用されている。このうち携
帯用交流電源装置にあっては、複数の携帯用交流電源装
置を並列に接続して負荷を駆動することがある。この場
合、携帯用交流電源装置の出力周波数を同期させて運転
する。ところで、負荷変動などによりいずれかの携帯用
交流電源装置の周波数が微妙に変化した場合に、一方の
携帯用交流電源装置から他方の携帯用交流電源装置へ電
流（横流電流）が流れ込み、携帯用交流電源装置の回路
部品を破損させるおそれがある。この場合、出力周波数
が高い方から低い方へと横流電流が流れる。

【０００３】従来、この携帯用交流電源装置間の横流電
流を防止する対策として、出力電圧・電流の位相の遅れ
あるいは進みを監視し、これに基づいて出力周波数を調
整し、もって、横流電流の抑制を図るようにしたものが
ある。その構成の一例を図１４に示している。携帯用交
流電源装置１は、エンジン駆動式の交流発電機２とイン
バータユニット３とから構成されており、インバータユ
ニット３の出力端子３ａ、３ｂから正弦波交流電圧を出
力するようになっている。インバータユニット３は、交
流発電機２から出力される三相交流電圧を整流する整流
回路４、平滑用のコンデンサ５、単相フルブリッジ型の
インバータ回路６、フィルタ回路７、制御回路８、駆動
回路９などから構成されている。制御回路８は、マイク
ロコンピュータ１０（以下、マイコン１０と称す）と駆
動信号を生成するＰＷＭ回路１１とを主体として構成さ
れている。

【０００４】この構成において、制御回路８は、エンジ
ンが所定回転数を維持するように発電機２を制御すると
ともに、出力端子３ａ、３ｂから所定周波数（５０Ｈｚ
あるいは６０Ｈｚ）で所定電圧（例えば実効値で１００
Ｖ）を有する正弦波交流電圧を出力するようにＰＷＭ制
御を行っている。

【０００５】また、制御回路８は、インバータ回路６の
出力電圧を検出する出力電圧検出回路１２と、同じく出
力電流を検出する出力電流検出回路１３と、これらによ
り検出された出力電圧と出力電流との位相差を検出する
位相差検出回路１４とを備えており、出力電流が出力電
圧より遅れ位相となったときには出力周波数を上げるよ
うに制御し、また、進み位相となったときには出力周波
数を下げるように制御し、これにより、交流電源装置が
２台並列運転されたときの出力のバランスをとるように
している。この場合、５０Ｈｚ仕様の電源装置では、４
９．９０Ｈｚ〜５０．１０Ｈｚ間で調整するようにして
いる。

【０００６】しかしながら、上述の電圧・電流位相検出
を行なう場合、例えば電圧に対して電流位相が９０°近
くずれるようなコイル（Ｌ）負荷やコンデンサ（Ｃ）負
荷に対しては、出力周波数の可変許容幅内の下限あるい
は上限に近い周波数帯での周波数調整となる。例えばコ
イル負荷の場合には５０．１０Ｈｚ近辺での周波数調整
となる。このような負荷のときに負荷変動が起きると、
周波数調整幅がとれないために各携帯用交流電源装置の
出力電流バランスが悪くなり、インバータ回路の各部品
の温度上昇を来したり、あるいは過電流リミッタが動作
して並列運転台数分の負荷を引き出すことができない、
といった問題がある。

【０００７】本発明は上述の事情に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、並列運転を行なうような場合に、
コイル負荷やコンデンサ負荷などのように電流位相が電
圧位相に対し９０°近くずれるような負荷であっても、
装置相互間の出力電流バランスが均等となるインバータ
装置を提供するにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明のインバ
ータ装置は、直流電源回路と、スイッチング素子を有
し、前記直流電源回路の出力をＰＷＭ信号に基づいてス
イッチングして高周波電圧を出力するインバータ回路
と、前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力す
るフィルタ回路と、前記交流出力の有効電力を検出する
有効電力検出手段と、この有効電力検出手段により検出
された有効電力が増加するにつれて前記出力電圧の周波
数を下げる方向に制御する制御手段とを備えて構成され
る。

【０００９】例えば、２台のインバータ装置を並列に接
続して負荷を駆動している場合に、瞬時的に一方のイン
バータ装置に周波数変動があった場合、周波数の高い方
から低い方へ横流電流が流れる。そして、周波数の高い
方のインバータ装置は横流電流流出のため有効電力が大
きく、周波数の低い方は有効電力が小さくなる。つま
り、２台のインバータ装置間で、周波数が大きい側で有
効電力が大きくなり、周波数が小さい側で有効電力が小
さくなることが判った。

【００１０】しかして、請求項１の発明のインバータ装
置は、有効電力が大きいときほど周波数を下げるように
制御されるから、逆にいえば、有効電力が小さいほど周
波数を上げるように制御されるから、インバータ装置が
例えば２台並列で運転されているときには、周波数の大
きい方のインバータ装置は周波数が減少する方向に制御
され、周波数の小さい方のインバータ装置は周波数が増
加する方向に制御され、この結果、各インバータ装置の
出力周波数が一致して横流電流が確実に抑制され、各イ
ンバータ装置間の出力電流バランスを均等に保つことが
できる。この場合、横流電流発生時には２台間に有効電
力の差が生じていて、それが近付く方向へ制御されるこ
とから、周波数調整帯が上限あるいは下限に偏ってしま
うということがなく、もって、出力電圧と出力電流との
位相差に応じて出力周波数を制御する構成と違って、負
荷がコイル負荷やコンデンサ負荷などであっても確実に
出力電流バランスが均等となる。

【００１１】請求項２の発明は、有効電力検出手段が、
出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で有効電力を検
出するようになっているところに特徴を有する。これに
よると、有効電力検出を短い時間で行なうことができて
その後の周波数制御を迅速に行なうことができるように
なる。

【００１２】請求項３の発明は、有効電力検出手段が、
出力電流を平均値で検出する出力電流検出手段を備えた
ところに特徴を有する。これによると、出力電流を簡単
に検出できるようになる。

【００１３】請求項４の発明は、有効電力検出手段が、
出力電流を実効値で検出する出力電流検出手段を備えた
ところに特徴を有する。これによると、インバータ装置
の負荷が全波整流手段を含む負荷の場合でも出力電流を
良好に検出できるようになる。

【００１４】請求項５の発明は、有効電力検出手段が、
インバータ回路の高周波出力電圧をフィルタにより正弦
波状交流電圧に変換して検出する出力電圧検出手段を備
えたところに特徴を有する。これによると、インバータ
回路の出力が矩形波状の高周波出力電圧となっているに
もかかわらず正弦波状交流電圧を検出することができ、
しかもフィルタ回路のリアクタ電圧降下分の影響を除く
ことができるようになる。

【００１５】請求項６の発明は、ＰＷＭ信号は、正弦波
基準信号と搬送波信号とに基づいて生成し、有効電力検
出手段は、出力電流検出手段を備え、該正弦波基準信号
と該出力電流検出手段の出力電流検出信号とに基づいて
有効電力を検出するようになっているところに特徴を有
する。正弦波基準信号は、正弦波状交流電圧とレベル差
はあるものの等価であるから、わざわざ出力電圧検出手
段を備えなくても、この正弦波基準信号をもって出力電
圧とみなすことができ、これによって、インバータ回路
の出力側に出力電圧検出手段を設ける必要がない。

【００１６】請求項７の発明は、ＰＷＭ信号は、正弦波
基準信号と搬送波信号とに基づいて生成し、有効電力検
出手段は、インバータ回路の高周波出力電圧を検出して
出力電圧検出信号を出力する出力電圧検出手段と、出力
電流検出手段とを備え、前記正弦波基準信号及び出力電
圧検出信号のゼロクロスをそれぞれ検出して各ゼロクロ
スの位相差を検出し、その位相差を補正して有効電力を
検出するようになっているところに特徴を有する。正弦
波交流電圧は、正弦波基準信号に対して時間遅れがあ
る。これは両者のゼロクロスの位相差となって現れる。
しかるに請求項７の発明においては、出力電圧に対する
正弦波基準信号の位相差（時間遅れ）を補正して有効電
力を検出するから、正確な有効電力を検出できるように
なる。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明のインバータ装置を
携帯用交流電源装置に適用した第１の実施例について図
１ないし図６を参照しながら説明する。まず、図１にお
いては、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの
交流電源を発生する携帯用交流電源装置２１の電気的構
成を示している。この携帯用交流電源装置２１は、図示
しないエンジンにより駆動される三相の交流発電機２２
と、その後段に接続される単相のインバータユニット２
３とから構成されている。

【００１８】交流発電機２２は、回転子と電機子（何れ
も図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）
供給量を制御してエンジンの回転速度を制御するための
ステッピングモータ２４を備えている。電機子には、Ｙ
結線された主巻線２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと補助巻線２
６とが巻装されており、主巻線端子２７ｕ、２７ｖ、２
７ｗと補助巻線端子２８ａ、２８ｂは、それぞれインバ
ータユニット２３の入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと
入力端子３０ａ、３０ｂに接続されている。

【００１９】一方、インバータユニット２３は、以下の
ように構成されている。すなわち、入力端子２９ｕ、２
９ｖ、２９ｗと直流電源線３１、３２との間には整流回
路３３が接続されている。直流電源線３１と３２の間に
は平滑用のコンデンサ３４が接続され、直流電源線３
１、３２と出力端子３５、３６との間にはインバータ回
路３７とフィルタ回路３８とが縦続接続されている。な
お、整流回路３３が、本発明における直流電源回路に相
当する。

【００２０】整流回路３３は、サイリスタ３９〜４１と
ダイオード４２〜４４とがいわゆる三相混合ブリッジの
形態に接続された構成を備えており、インバータ回路３
７は、トランジスタ４５〜４８（スイッチング素子に相
当）と還流ダイオード４９〜５２とがいわゆるフルブリ
ッジの形態に接続された構成を備えている。

【００２１】フィルタ回路３８は、インバータ回路３７
の出力端子５３とインバータユニット２３の出力端子３
５との間に介在するリアクトル５５と、インバータユニ
ット２３の出力端子３５と３６との間に接続されたコン
デンサ５６とから構成されている。インバータ回路３７
の出力端子５４は、インバータユニット２３の出力端子
３６に直接接続されており、その出力端子５４からフィ
ルタ回路３８に至る電流経路には出力電流を検出するた
めの変流器５７が設けられている。

【００２２】さらに、インバータユニット２３は、制御
電源回路５８、制御回路５９および駆動回路６０を備え
ている。このうち制御電源回路５８は、入力端子３０
ａ、３０ｂを介して補助巻線２６に誘起される交流電圧
を入力し、それを整流平滑して制御回路５９が動作する
ための制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成
するようになっている。なお、補助巻線２６に誘起され
る交流電圧は、エンジンの回転数を検出するために、制
御回路５９にも入力されている。

【００２３】制御回路５９は、マイクロコンピュータ６
１（以下、マイコン６１と称す）、直流電圧検出回路６
２、出力電圧検出回路６３、出力電流検出回路６４およ
びＰＷＭ回路６５から構成されている。マイコン６１
は、具体的には図示しないがＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、
入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ回路、発振回
路や、Ｄ／Ａコンバータが、ワンチップＩＣ化された構
成を有している。

【００２４】直流電圧検出回路６２は、直流電源線３１
と３２との間の直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出直流
電圧を直流電圧検出信号としてマイコン６１に出力する
ようになっている。この場合マイコン６１は、この直流
電圧検出信号に基づいて、前記直流電圧Ｖｄｃが所定電
圧例えば１８０Ｖとなるようにサイリスタ３９〜４１を
制御するようになっている。

【００２５】出力電圧検出回路６３は、インバータ回路
３７の出力端子５３と５４の間の電圧を分圧する分圧回
路と、その分圧された矩形波状の電圧から搬送波成分を
除去するためのフィルタ（何れも図示せず）とを備えて
構成されており、その検出出力電圧Ｖｓを出力電圧検出
信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回路６５に出力す
るようになっている。

【００２６】また、出力電流検出回路６４（出力電流検
出手段に相当）は、変流器５７により検出された出力電
流を所定の電圧レベルに変換し、その検出出力電流Ｉｓ
を出力電流検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回
路６５に出力するように構成されている。

【００２７】ＰＷＭ回路６５は、ＰＷＭ制御を実行して
トランジスタ４５〜４８に対する駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を
生成するものである。駆動信号Ｇ１〜Ｇ４は、それぞれ
駆動回路６０を介してトランジスタ４５〜４８のベース
に与えられるようになっている。

【００２８】マイコン６１には、図示しないスイッチ入
力部からのスイッチ入力により出力周波数を５０Ｈｚ・
６０Ｈｚのいずれかに設定できるようになっており、例
えば５０Ｈｚ・１００Ｖの交流電源を発生すべきときに
は、設定された出力周波数と同じ周波数の正弦波基準信
号Ｖsin をＰＷＭ回路６５に与えるようになっている。
ただし、この正弦波基準信号Ｖsin は、出力電圧検出回
路６３の検出出力電圧Ｖｓが１００Ｖ出力相当となるよ
うに調整されるようになっており、つまり出力電圧帰還
制御がなされるようになっている。さらに、後述する
が、この正弦波基準信号Ｖsin は、出力有効電力に基づ
いて出力周波数を調整するためのものでもある。

【００２９】ＰＷＭ回路６５は、図２（ａ）に示すよう
にこの正弦波基準信号Ｖsin と例えば１６ｋＨｚの三角
波からなる搬送波Ｓｃ（図面では便宜上周波数を極端に
落とした波形としている）とから、同図（ｂ）に示す矩
形波状の高周波電圧Ｖｏ（実効的にみて１００Ｖ・５０
Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）を得るように駆動信号Ｇ１〜Ｇ
４を生成する。このようにして生成された高周波電圧Ｖ
ｏはフィルタ回路３８によって高周波成分が除去され
て、同図（ｃ）に示すように、例えば１００Ｖ・５０Ｈ
ｚあるいは６０Ｈｚの交流出力Ｖｏａｃが形成される。

【００３０】さて、マイコン６１は、有効電力検出手段
及び制御手段として機能するものであり、以下、これら
の機能を作用と共に説明する。マイコン６１は、運転が
開始されると図４に示す制御フローチャートに従って出
力周波数を制御するようになっている。すなわち、ステ
ップＱ１では出力電圧Ｖｏの１サイクルの最初のゼロク
ロス（図３参照、タイミングｔ０）を検出する。この場
合、マイコン６１は、正弦波基準信号Ｖsin と出力電圧
Ｖｏの実効的ゼロクロスは理想的には一致することか
ら、この正弦波基準信号Ｖsin の１サイクルの最初（プ
ラス側に変化するタイミング）のゼロクロスのタイミン
グｔ０を判別する。この後、１／２サイクルについて６
４回（時間的に等間隔）のタイミングで検出出力電流Ｉ
ｓから瞬時値Ｉｓ（ｎ）（ｎは１〜６４）を検出し、順
次合計してゆく（ステップＱ２、ステップＱ３、ステッ
プＱ４）。そして、６４回の合計が終了すると（ステッ
プＱ４の「ＹＥＳ」）、ステップＱ５に移行して、有効
電力を算出する（検出する）。この場合、出力電圧は一
義的に１００Ｖとして扱っており、上記合計値と出力電
圧１００Ｖとの積を求める。このとき、負荷Ｗ（図５参
照）が抵抗負荷のときには電圧・電流位相が変化せず、
コイル負荷及びコンデンサ負荷のときには電圧・電流位
相が変化するものであり、コイル負荷及びコンデンサ負
荷のときには、出力電流の瞬時値Ｉｓ（ｎ）にはマイナ
ス分も現れることになり、無効電力が発生する。なお、
ステップＱ５の合計値は検出タイミング回数６４を考慮
しなければ（６４で合計値を除算しなくても）平均電流
としてみなすことができる。

【００３１】次のステップＱ６では、周波数補正のため
の周波数差を設定する。この場合、周波数差は、有効電
力に定数（０．２Ｈｚ／２．８ｋＷ）を乗じた式で求め
られる。そして、ステップＱ７では、変更すべき正弦波
基準周波数Ｖsin を求める。この場合、周波数変動幅
は、上限で５０．１０Ｈｚ、下限で４９．９０Ｈｚとし
ており、いま上限周波数５０．１０Ｈｚを基準周波数と
している。この基準周波数から前記周波数差を差し引い
て、変更すべき正弦波基準周波数Ｖsin を求めるように
なっている。上記有効電力と変更すべき正弦波基準周波
数Ｖsin との関係は図６（ａ）に示すようになる。

【００３２】なお、マイコン６１はこのフローチャート
では図示しないが、次の半サイクルで出力周波数を上記
正弦波基準周波数Ｖsin とすべくこの正弦波基準周波数
Ｖsin をＰＷＭ回路６５に供給することになる。このよ
うにして、有効電力に応じて出力周波数が調整される。

【００３３】このような携帯用交流発電装置２１を並列
接続して負荷Ｆに電源を与える場合について述べる。図
５（ａ）において、例えば２台の携帯用交流発電装置う
ち一方を携帯用交流発電装置２１Ａとし、他方を携帯用
交流発電装置２１Ｂとする。いま、負荷Ｆが交流１００
Ｖで３５Ａ消費しているとする。そして、各装置２１
Ａ、２１Ｂがバランス良く稼働しているとすると、例え
ば、共に、５０Ｈｚ・１００Ｖ・１７．５Ａの電力を出
力している。この場合、装置２１Ａ、２１Ｂ間に横流電
流は発生していない。

【００３４】ここで、図５（ｂ）に示すように、何らか
の原因（例えば負荷変動）で一方の交流発電装置２１Ａ
の出力周波数が、瞬時的に例えば４９．９６Ｈｚとなっ
た場合、他方の交流発電装置２１Ｂから一方の交流発電
装置２１Ａへ横流電流が流れる。すると、横流電流が流
れ出す側の交流発電装置２１Ｂの有効電力が増加し、横
流電流が入り込む側の交流発電装置２１Ａでは有効電力
が減少する。

【００３５】すると、一方の交流発電装置２１Ａにおい
ては、図４のフローチャートのステップＱ５の有効電力
が減少するから、ステップＱ６の周波数差が小さくな
る。これにより、ステップＱ７の正弦波基準周波数Ｖsi
n が大きくなる。つまり出力周波数を大きくする（図６
（ｂ）参照）。

【００３６】他方の交流発電装置２１Ｂにおいては、図
４のフローチャートのステップＱ５の有効電力が増加す
るから、ステップＱ６の周波数差が大きくなる。これに
より、ステップＱ７の正弦波基準周波数Ｖsin が小さく
なる。つまり出力周波数を小さくする。

【００３７】上述の制御は、各装置２１Ａ、２１Ｂにお
いて別々に行なわれるが、一方では出力周波数が増加方
向へ、他方では出力周波数が減少方向へ制御されること
から、最終的には、両装置２１Ａ，２１Ｂの出力周波数
が一致することになり（図６（ｃ）参照）、横流電流が
抑制される。

【００３８】このように本実施例によれば、有効電力が
大きいときほど周波数を下げるように制御されるから、
逆にいえば、有効電力が小さいほど周波数を上げるよう
に制御されるから、２台の交流発電装置２１Ａ、２１Ｂ
が並列で運転されているときには、出力周波数が不一致
となっても、直ちに両交流発電装置２１Ａ、２１Ｂの出
力周波数が一致し、もって、横流電流を確実に抑制でき
る。

【００３９】特に本実施例によれば、有効電力を検出す
るについて、交流電圧の半サイクルの期間で有効電力を
検出するようにしたから、有効電力検出を短い時間で行
なうことができてその後の周波数制御を迅速に行なうこ
とができる。ただし、交流電圧の１サイクルで有効電力
を検出するようにしてもよい。

【００４０】また、本実施例によれば、出力電流を平均
値で検出するようにしたから、出力電流を簡単に演算す
ることができ、つまり出力電流を簡単に検出できる。な
お、上記実施例では、有効電力を検出するについて、出
力電圧は検出せずに一義的に１００Ｖとし、この１００
Ｖと検出電流の平均値（フローチャートのステップＱ５
でいう合計値）と積により有効電力を検出するようにし
たが、出力電圧は、本発明の第２の実施例として示す図
７に示すように、出力電圧検出回路６３の検出電圧Ｖｓ
を有効電力の検出に用いるようにしても良い（フローチ
ャートのステップＲ３において検出電圧Ｖｓの瞬時値Ｖ
ｓ（ｎ）を検出している）。この場合、出力電圧検出回
路６３が出力電圧検出手段に相当する。そして、この出
力電圧検出回路６３には、図示しないがフィルタが設け
られているから、出力電圧Ｖｏの高周波の搬送波成分を
除去できて、交流の出力電圧Ｖｏａｃを確実に検出で
き、しかもその検出電圧Ｖｓにはフィルタ回路３８のリ
アクタ電圧降下分の影響が除かれている。なお、ステッ
プＲ１でいうゼロクロスは図8に示すように検出電圧Ｖ
ｓのゼロクロス（タイミングｔ０′）である。そして、
ステップＲ２〜ステップＲ７では、瞬時値Ｖｓ（ｎ）と
出力電流検出信号Ｉｓの瞬時値Ｉｓ（ｎ）とに基づいて
瞬時の有効電力を演算し、これを合計して有効電力を検
出している。

【００４１】また、図９は本発明の第３の実施例を示し
ており、この実施例では、正弦波基準信号Ｖsin と出力
電流検出信号Ｉｓ（図３参照）とに基づいて有効電力を
検出（演算）するようにしている。すなわち、ステップ
Ｓ３では、正弦波基準信号Ｖsin の瞬時値Ｖsin （ｎ）
を判別し、この瞬時値Ｖsin （ｎ）と出力電流検出信号
Ｉｓの瞬時値Ｉｓ（ｎ）とに基づいて瞬時の有効電力を
演算し、これを合計して有効電力を検出している。

【００４２】この第３の実施例は次の利点がある。すな
わち、正弦波基準信号Ｖsin は、電圧レベルは異なるも
のの出力電圧Ｖｏと等価であるから、わざわざ出力電圧
検出手段を備えなくても、この正弦波基準信号Ｖsin を
もって出力電圧Ｖｏとみなすことができ、これによっ
て、インバータ回路の出力側に出力電圧検出手段を設け
る必要がなく、構成の簡単化を図ることができる。

【００４３】図１０は本発明の第４の実施例を示してお
り、この実施例においては、次の点が第３の実施例と異
なる。すなわち、図１１に示すように、前記正弦波基準
信号Ｖsin に対して出力電圧検出信号Ｖｓは時間的に遅
れた関係にある。これを考慮して、正弦波基準信号Ｖsi
n に対して出力電圧検出信号Ｖｓのゼロクロスをそれぞ
れ検出して各ゼロクロスの位相差θを検出し、その位相
差θにより正弦波基準信号Ｖsin の瞬時値Ｖsin （ｎ）
を補正して有効電力を検出するようになっている。

【００４４】ステップＴ１のゼロクロス（タイミングｔ
０）は正弦波基準信号Ｖsin のゼロクロスであり、ステ
ップＴ３における瞬時値Ｖsin （ｎ）は、実際の出力電
圧Ｖｏに対して上記位相差θ分早い瞬時値となってお
り、ステップＴ４では、瞬時値Ｖsin （ｎ）をこの位相
差θ分早めた瞬時値となるように補正する。これによ
り、正確な有効電力を検出できる。

【００４５】図１２は本発明の第５の実施例を示してお
り、この実施例では、出力電流を実効値で検出するよう
にしたところに特徴がある。すなわち、図１２のステッ
プＵ３に示すように瞬時値Ｉｓ（ｎ）を二乗して合計
し、ステップＵ５に示すようにその合計を１／２乗し、
もって出力電流を実効値で検出するようにしている。

【００４６】この実施例によると、交流発電装置２１の
負荷が全波整流手段を備えているような場合でも出力電
流を良好に検出できる。ちなみに、負荷が全波整流手段
を備えている場合では、図１３に示すように出力電流が
流れる。この場合、交流発電装置２１の出力の有効電力
のうちの出力電流は、正弦波交流ではないから、実効値
の方が良く、もって、負荷が全波整流手段を含む負荷の
場合でも出力電流を良好に検出できる。この場合、負荷
としては、抵抗負荷、コイル負荷、コンデンサ負荷でも
差支えはなく、あらゆる負荷に適用できる。なお、出力
電流を平均値で検出する場合には、負荷としては抵抗負
荷、コイル負荷、コンデンサ負荷が好ましい。

【００４７】

【発明の効果】本発明は以上の説明から明らかなよう
に、次の効果を得ることができる。請求項１の発明によ
れば、交流出力の有効電力を検出し、この有効電力が大
きいときほど周波数を下げるように制御するから、本発
明のインバータ装置が複数台の並列運転される場合で
も、各インバータ装置間の出力電流バランスを均等に保
つことができ、しかも負荷がコイル負荷やコンデンサ負
荷などであっても確実に出力電流バランスを均等化でき
る。

【００４８】請求項２の発明によれば、有効電力検出手
段が、出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で有効電
力を検出するようになっているから、有効電力検出を短
い時間で行なうことができてその後の周波数制御を迅速
に行なうことができる。請求項３の発明によれば、有効
電力検出手段が、出力電流を平均値で検出する出力電流
検出手段を備えているから、出力電流を簡単に検出でき
る。請求項４の発明によれば、有効電力検出手段が、出
力電流を実効値で検出する出力電流検出手段を備えてい
るから、インバータ装置の負荷が全波整流手段を含む負
荷の場合でも出力電流ひいては有効電力を良好に検出で
きる。

【００４９】請求項５の発明によれば、有効電力検出手
段が、インバータ回路の高周波出力電圧をフィルタによ
り正弦波状交流電圧に変換して検出する出力電圧検出手
段を備えているから、インバータ回路の出力が矩形波状
の高周波出力電圧となっているにもかかわらず正弦波状
交流電圧を検出することができ、しかもフィルタ回路の
リアクタ電圧降下分の影響を除くことができる。

【００５０】請求項６の発明によれば、インバータ回路
の出力側に出力電圧検出手段を設ける必要がない。請求
項７の発明によれば、出力電圧に対する正弦波基準信号
の時間遅れを補正して有効電力を検出するから、正確な
有効電力を検出でき、しかもその時間遅れは出力電圧と
正弦波基準信号との各々のゼロクロスの位相差で検出す
るから、検出が簡単となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す電気回路図

【図２】各部の波形図

【図３】正弦波基準信号と検出出力電流とを示す波形図

【図４】制御内容を説明するためのフローチャート

【図５】（ａ）は携帯用交流発電装置２台の運転例を示
す図、（ｂ）は横流発生状態での携帯用交流発電装置２
台の運転例を示す図

【図６】周波数制御を説明するための有効電力と周波数
都の関係を示す図

【図７】本発明の第２の実施例を示す制御内容説明用の
フローチャート

【図８】図３相当図

【図９】本発明の第３の実施例を示す制御内容説明用の
フローチャート

【図１０】本発明の第４の実施例を示す制御内容説明用
のフローチャート

【図１１】図３相当図

【図１２】本発明の第５の実施例を示す制御内容説明用
のフローチャート

【図１３】図３相当図

【図１４】従来例を示す図1相当図

【符号の説明】

２１は、携帯用交流電源装置（インバータ装置）、２２
は交流発電機、２３はインバータユニット、３３は整流
回路（直流電源回路）、３７はインバータ回路、３８は
フィルタ回路、５９は制御回路、６１はマイコン（有効
電力検出手段、制御手段）、６３は出力電圧検出回路
（出力電圧検出手段）、６４は出力電流検出回路（出力
電流検出手段）を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 滝本 等 愛知県瀬戸市穴田町991番地 株式会社東 芝愛知工場内 (72)発明者 田中 照也 愛知県瀬戸市穴田町991番地 株式会社東 芝愛知工場内 (72)発明者 井爪 孝友 東京都府中市晴見町２丁目24番地の１ 東 芝エフエーシステムエンジニアリング株式 会社内 (72)発明者 岡土 千尋 東京都府中市晴見町２丁目24番地の１ 東 芝エフエーシステムエンジニアリング株式 会社内 (72)発明者 吉岡 徹 群馬県新田郡新田町早川３ Ｆターム(参考） 5H007 CA01 CA03 CB05 CC05 CC12 DA03 DA05 DA06 DB01 DB12 DC02 DC03 DC04 DC05 EA04 EA13

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源回路と、スイッチング素子を有
   し、前記直流電源回路の出力をＰＷＭ信号に基づいてス
   イッチングして高周波電圧を出力するインバータ回路
   と、 前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力するフ
   ィルタ回路と、 前記交流出力の有効電力を検出する有効電力検出手段
   と、 この有効電力検出手段により検出された有効電力が増加
   するにつれて前記出力電圧の周波数を下げる方向に制御
   する制御手段とを備えてなるインバータ装置。
2. 【請求項２】 有効電力検出手段は、交流出力電圧の少
   なくとも半サイクルの期間で有効電力を検出するように
   なっていることを特徴とする請求項１記載のインバータ
   装置。
3. 【請求項３】 有効電力検出手段は、出力電流を平均値
   で検出する出力電流検出手段を備えたことを特徴とする
   請求項１記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 有効電力検出手段は、出力電流を実効値
   で検出する出力電流検出手段を備えたことを特徴とする
   請求項１記載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 有効電力検出手段は、インバータ回路の
   高周波出力電圧をフィルタにより正弦波状交流電圧に変
   換して検出する出力電圧検出手段を備えたことを特徴と
   する請求項１記載のインバータ装置。
6. 【請求項６】 ＰＷＭ信号は、正弦波基準信号と搬送波
   信号とに基づいて生成し、 有効電力検出手段は、出力電流検出手段を備え、該正弦
   波基準信号と該出力電流検出手段の出力電流検出信号と
   に基づいて有効電力を検出するようになっていることを
   特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
7. 【請求項７】 ＰＷＭ信号は、正弦波基準信号と搬送波
   信号とに基づいて生成し、 有効電力検出手段は、インバータ回路の高周波出力電圧
   を検出して出力電圧検出信号を出力する出力電圧検出手
   段と、出力電流検出手段とを備え、前記正弦波基準信号
   及び出力電圧検出信号のゼロクロスをそれぞれ検出して
   各ゼロクロスの位相差を検出し、その位相差を補正して
   有効電力を検出するようになっていることを特徴とする
   請求項１記載のインバータ装置。