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JP2001352750A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータ用半導体集積回路装置 - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータ用半導体集積回路装置

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Publication number
JP2001352750A
JP2001352750A JP2000171735A JP2000171735A JP2001352750A JP 2001352750 A JP2001352750 A JP 2001352750A JP 2000171735 A JP2000171735 A JP 2000171735A JP 2000171735 A JP2000171735 A JP 2000171735A JP 2001352750 A JP2001352750 A JP 2001352750A
Authority
JP
Japan
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circuit
charging
current
voltage
output
Prior art date
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JP2000171735A
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Hisaichi Takimoto
久市 滝本
Toshiyuki Matsuyama
俊幸 松山
Yoshihiro Nagaya
好宏 永冶
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu VLSI Ltd
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu VLSI Ltd
Fujitsu Ltd
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Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=18674249&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=JP2001352750(A) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Fujitsu VLSI Ltd, Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu VLSI Ltd
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Priority to US09/769,240 priority patent/US6337563B2/en
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    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from AC mains by converters
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    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations

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Abstract

(57)【要約】 【課題】異なる電流供給能力を備えたＡＣアダプタを安
定して動作させながら、その電流供給能力を最大限に活
用し得るＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータは、内部回路に内部
電源Ｖout1を供給する電源供給回路２２と、バッテリー
ＢＴに充電電流Ｉ２を供給する充電回路２３と、制御回
路２とを備える。充電電圧制御部２４は、充電電圧Ｖou
t2をしきい値と比較し、その比較結果に基づいて充電電
流Ｉ２を制御する。充電電流制御部２５は、充電電流Ｉ
２をしきい値と比較し、その比較結果に基づいて該充電
電流Ｉ２を制御する。差動充電制御部２６は、直流電源
Ｖｉｎの出力電流Ｉｏをしきい値と比較し、その比較結
果に基づいて充電電流Ｉ２を制御する。動的充電制御部
２７は、直流電源Ｖｉｎをしきい値と比較し、その比較
結果に基づいて充電電流Ｉ２を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、携帯用電子機器
の電源として使用するＤＣ−ＤＣコンバータに関するも
のである。
【０００２】近年、ノートパソコン等の携帯用電子機器
では、外付けのＡＣアダプタから供給される直流電源に
基づいて、内部回路に電源を供給しながら、補助電源と
して備えられているバッテリーを充電するＤＣ−ＤＣコ
ンバータが搭載されている。このようなＤＣ−ＤＣコン
バータでは、ＡＣアダプタを安定した状態で、かつ安全
に動作させるために、内部回路での消費電流と、バッテ
リーの充電電流との総和が、ＡＣアダプタの電流供給能
力より小さくなるように設定されている。そして、電流
供給能力の異なるＡＣアダプタを使い分ける場合にも、
各ＡＣアダプタの電流供給能力を最大限に活用すること
が必要となっている。
【０００３】
【従来の技術】図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例
を示す。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１チップの半導体
集積回路装置上に搭載された制御回路２と、複数の外付
け素子とから構成される。
【０００４】制御回路２の出力信号ＳＧ１は、Ｐチャネ
ルＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチングトラン
ジスタ３のゲートに供給される。スイッチングトランジ
スタのソースには、電子機器に外付けされるＡＣアダプ
タ４から、直流電源Ｖｉｎが抵抗Ｒ１を介して供給され
る。
【０００５】また、直流電源Ｖｉｎは抵抗Ｒ１及びダイ
オードＤ１を介して第一の出力端子ＥＸ１に供給され、
その出力端子ＥＸ１から出力される出力電圧Ｖout1が、
電子機器の内部回路に電源電圧として出力される。
【０００６】スイッチングトランジスタ３のドレイン
は、出力コイル５及び抵抗Ｒ２を介して第二の出力端子
ＥＸ２に接続される。第二の出力端子ＥＸ２は、バッテ
リーＢＴに接続されるとともに、ダイオードＤ２を介し
て出力端子ＥＸ１に接続される。そして、第二の出力端
子ＥＸ２から出力される出力電圧Ｖout2は、バッテリー
ＢＴの充電電圧となる。
【０００７】また、スイッチングトランジスタ３のドレ
インは、フライホイールダイオード６のカソードに接続
され、フライホイールダイオード６のアノードはグラン
ドＧＮＤに接続される。
【０００８】出力コイル５と抵抗Ｒ２の接続点は、容量
７を介してグランドＧＮＤに接続されている。そして、
出力コイル５と容量７とで出力電圧Ｖout2を平滑化する
平滑回路が構成される。
【０００９】制御回路２は、第一及び第二の電流検出回
路８，９と、第一〜第三の差電圧増幅回路１０，１１，
１２と、ＰＷＭ比較回路１３と、発振回路１４と、出力
回路１５とから構成される。
【００１０】第一の電流検出回路８の入力端子には、抵
抗Ｒ１の両端子間電圧が入力され、第一の電流検出回路
８は抵抗Ｒ１の両端子間電圧を増幅した出力信号ＳＧ２
を第一の差電圧増幅回路１０の反転入力端子に出力す
る。
【００１１】第一の差電圧増幅回路１０は、第一の電流
検出回路８の出力信号ＳＧ２と、非反転入力端子に入力
される基準電圧Ｖref1との差電圧を増幅した出力信号Ｓ
Ｇ３をＰＷＭ比較回路１３に出力する。
【００１２】第二の電流検出回路９の入力端子には、抵
抗Ｒ２の両端子間電圧が入力され、第二の電流検出回路
９は抵抗Ｒ２の両端子間電圧を増幅した出力信号ＳＧ４
を第二の差電圧増幅回路１１の反転入力端子に出力す
る。
【００１３】第二の差電圧増幅回路１１は、第二の電流
検出回路９の出力信号ＳＧ４と、非反転入力端子に入力
される基準電圧Ｖref2との差電圧を増幅した出力信号Ｓ
Ｇ５をＰＷＭ比較回路１３に出力する。
【００１４】第三の差電圧増幅回路１２の反転入力端子
には、充電電圧Ｖout2が入力される。そして、第三の差
電圧増幅回路１２は、充電電圧Ｖout2と、非反転入力端
子に入力される基準電圧Ｖref3との差電圧を増幅した出
力信号ＳＧ６をＰＷＭ比較回路１３に出力する。
【００１５】第一〜第三の差電圧増幅回路１０，１１，
１２の出力信号ＳＧ３，ＳＧ５，ＳＧ６は、ＰＷＭ比較
回路１３の非反転入力端子に入力される。ＰＷＭ比較回
路１３の反転入力端子には、発振回路１４から出力され
る所定周波数の三角波信号ＳＧ７が入力される。
【００１６】ＰＷＭ比較回路１３は第一〜第三の差電圧
増幅回路１０，１１，１２の出力信号ＳＧ３，ＳＧ５，
ＳＧ６のうちで最も電圧が低い信号と、三角波信号ＳＧ
７とを比較する。
【００１７】そして、ＰＷＭ比較回路１３は三角波信号
ＳＧ７の各周期において、三角波信号ＳＧ７の電圧レベ
ルの方が高くなる期間では、Ｌレベルの出力信号ＳＧ８
を出力し、三角波信号ＳＧ７の電圧レベルの方が低くな
る期間では、Ｈレベルの出力信号ＳＧ８を出力する。
【００１８】ＰＷＭ比較回路１３の出力信号ＳＧ８は、
出力回路１５に入力される。出力回路１５は、ＰＷＭ比
較回路１３の出力信号ＳＧ８を反転させた出力信号ＳＧ
１をデューテイ制御信号としてスイッチングトランジス
タ３のゲートに出力する。
【００１９】従って、スイッチングトランジスタ３はデ
ューティ制御信号ＳＧ１がＨレベルのときオフされ、Ｌ
レベルのときオンされる。このように構成されたＤＣ−
ＤＣコンバータでは、ＡＣアダプタ４から直流電圧Ｖｉ
ｎが供給されると、第一の出力端子ＥＸ１から内部回路
に電源電圧Ｖout1及び供給電流Ｉ１を出力する。
【００２０】また、制御回路２から出力されるデューテ
ィ制御信号ＳＧ１に基づいて、スイッチングトランジス
タ３がオン動作とオフ動作とを交互に繰り返す。する
と、第二の出力端子ＥＸ２から充電電流Ｉ２がバッテリ
ーＢＴに供給される。
【００２１】このような動作時において、内部回路への
供給電流Ｉ１と、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２の和で
あるＡＣアダプタ４の出力電流Ｉｏが増大すると、抵抗
Ｒ１の両端子間の電位差が増大し、第一の電流検出回路
８の出力信号ＳＧ２の電圧レベルが上昇する。
【００２２】すると、第一の差電圧増幅回路１０の出力
信号ＳＧ３の電圧レベルが低下し、この状態で出力信号
ＳＧ３が出力信号ＳＧ５，ＳＧ６より低レベルである
と、ＰＷＭ比較回路１３の出力信号ＳＧ８において、Ｌ
レベルの期間が長くなる。
【００２３】この結果、デューティ制御信号ＳＧ１に基
づいて、スイッチングトランジスタ３のオン時間が短く
なり、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が減少する。ま
た、ＡＣアダプタ４の出力電流Ｉｏが減少すると、抵抗
Ｒ１の両端子間の電位差が減少し、第一の電流検出回路
８の出力信号ＳＧ２の電圧レベルが低下する。
【００２４】すると、第一の差電圧増幅回路１０の出力
信号ＳＧ３の電圧レベルが上昇し、この状態で出力信号
ＳＧ３が出力信号ＳＧ５，ＳＧ６より低レベルである
と、ＰＷＭ比較回路１３の出力信号ＳＧ８において、Ｌ
レベルの期間が短くなる。
【００２５】この結果、デューティ制御信号ＳＧ１に基
づいて、スイッチングトランジスタ３のオン時間が長く
なり、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が増大する。ま
た、第一の差電圧増幅回路１０の出力信号ＳＧ３の電圧
レベルが、他の差電圧増幅回路１１，１２の出力信号Ｓ
Ｇ５，ＳＧ６より高い場合には、スイッチングトランジ
スタ３のオン時間は出力信号ＳＧ５，ＳＧ６のいずれか
に基づいて制御される。
【００２６】このような動作により、第一の電流検出回
路８の出力信号ＳＧ２が基準電圧Ｖref1に収束するよう
に、すなわち、ＡＣアダプタ４の出力電流Ｉｏが、当該
ＡＣアダプタ４の電流供給能力の範囲内となるように制
御される。
【００２７】バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が増大し
て、抵抗Ｒ２の両端子間の電位差が増大すると、第二の
電流検出回路９の出力信号ＳＧ４の電圧レベルが上昇す
る。すると、第二の差電圧増幅回路１１の出力信号ＳＧ
５の電圧レベルが低下し、この状態で出力信号ＳＧ５が
出力信号ＳＧ３，ＳＧ６より低レベルであると、ＰＷＭ
比較回路１３の出力信号ＳＧ８において、Ｌレベルの期
間が長くなる。
【００２８】この結果、デューティ制御信号ＳＧ１に基
づいて、スイッチングトランジスタ３のオン時間が短く
なり、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が減少する。ま
た、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が減少すると、抵抗
Ｒ２の両端子間の電位差が減少し、第二の電流検出回路
９の出力信号ＳＧ４の電圧レベルが低下する。
【００２９】すると、第二の差電圧増幅回路１１の出力
信号ＳＧ５の電圧レベルが上昇し、この状態で出力信号
ＳＧ５が出力信号ＳＧ３，ＳＧ６より低レベルである
と、ＰＷＭ比較回路１３の出力信号ＳＧ８において、Ｌ
レベルの期間が短くなる。
【００３０】この結果、デューティ制御信号ＳＧ１に基
づいて、スイッチングトランジスタ３のオン時間が長く
なり、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が増大する。ま
た、第二の差電圧増幅回路１１の出力信号ＳＧ５の電圧
レベルが、他の差電圧増幅回路１０，１２の出力信号Ｓ
Ｇ３，ＳＧ６より高い場合には、スイッチングトランジ
スタ３のオン時間は出力信号ＳＧ３，ＳＧ６のいずれか
に基づいて制御される。
【００３１】このような動作により、第二の電流検出回
路９の出力信号ＳＧ４が基準電圧Ｖref2に収束するよう
に、すなわち、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が、バッ
テリーＢＴに対し過電流とならないような一定値に制御
される。
【００３２】バッテリーＢＴの充電電圧Ｖout2が上昇す
ると、第三の差電圧増幅回路１２の出力信号ＳＧ６の電
圧レベルが低下し、この状態で出力信号ＳＧ６が出力信
号ＳＧ３，ＳＧ５より低レベルであると、ＰＷＭ比較回
路１３の出力信号ＳＧ８において、Ｌレベルの期間が長
くなる。
【００３３】この結果、デューティ制御信号ＳＧ１に基
づいて、スイッチングトランジスタ３のオン時間が短く
なり、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が減少する。ま
た、バッテリーＢＴの充電電圧Ｖout2が低下すると、第
三の差電圧増幅回路１２の出力信号ＳＧ６の電圧レベル
が上昇し、この状態で出力信号ＳＧ６が出力信号ＳＧ
３，ＳＧ５より低レベルであると、ＰＷＭ比較回路１３
の出力信号ＳＧ８において、Ｌレベルの期間が短くな
る。
【００３４】この結果、デューティ制御信号ＳＧ１に基
づいて、スイッチングトランジスタ３のオン時間が長く
なり、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が増大する。ま
た、第三の差電圧増幅回路１２の出力信号ＳＧ６の電圧
レベルが、他の差電圧増幅回路１０，１１の出力信号Ｓ
Ｇ３，ＳＧ５より高い場合には、スイッチングトランジ
スタ３のオン時間は出力信号ＳＧ３，ＳＧ５のいずれか
に基づいて制御される。
【００３５】このような動作により、バッテリーＢＴの
充電電圧Ｖout2が基準電圧Ｖref3に収束するように、す
なわち、バッテリーＢＴが過充電とならないような一定
値に制御される。
【００３６】従って、このＤＣ−ＤＣコンバータでは、
第一の電流検出回路８及び第一の差電圧増幅回路１０の
動作により、ＡＣアダプタ４の出力電流ＩｏがＡＣアダ
プタ４の電流供給能力の範囲内となるように制御され
る。
【００３７】また、第二の電流検出回路９及び第二の差
電圧増幅回路１１の動作により、バッテリーＢＴの充電
電流Ｉ２が一定値となるように制御され、第三の差電圧
増幅回路１２の動作により、充電電圧Ｖout2が一定値と
なるように制御される。
【００３８】図９は、第二の従来例を示す。この従来例
は、前記第一の従来例から抵抗Ｒ１及び第一の電流検出
回路８が省略されている。そして、ＡＣアダプタ４の出
力端子が抵抗Ｒ３，Ｒ４を介してグランドＧＮＤに接続
されるとともに、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点であるノード
Ｎ１の電圧レベルが第一の差電圧増幅回路１０の非反転
入力端子に入力されている。その他の構成は前記第一の
従来例と同様である。
【００３９】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、ＡＣアダプタ４の出力電流Ｉｏが増大して、Ａ
Ｃアダプタ４の電流供給能力を超えると、ＡＣアダプタ
４から出力される直流電圧Ｖｉｎが低下する。
【００４０】すると、ノードＮ１の電位が低下して、第
一の差電圧増幅回路１０の出力信号ＳＧ３の電圧レベル
が低下し、この状態で出力信号ＳＧ３が出力信号ＳＧ
５，ＳＧ６より低レベルであると、ＰＷＭ比較回路１３
の出力信号ＳＧ８において、Ｌレベルの期間が長くな
る。
【００４１】この結果、デューティ制御信号ＳＧ１に基
づいて、スイッチングトランジスタ３のオン時間が短く
なり、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２が減少するため、
ＡＣアダプタ４の出力電流Ｉｏが減少する。
【００４２】このような動作により、ＡＣアダプタ４の
出力電流ＩｏはＡＣアダプタ４の電流供給能力の範囲内
となるように制御される。また、第二の差電圧増幅回路
１１の動作により、バッテリーＢＴの充電電流Ｉ２の制
御が行われ、第三の差電圧増幅回路１２の動作により、
バッテリーＢＴの充電電圧Ｖout2の制御が行われること
は前記第一の従来例と同様である。
【００４３】図１０において、ＡはＡＣアダプタの出力
電圧−出力電圧特性を示し、ＢはＤＣ−ＤＣコンバータ
の充電電圧−充電電流特性を示す。すなわち、ＡＣアダ
プタ４は直流電圧Ｖｉｎを一定に維持しながら出力電流
Ｉｏを可変とすることができる。
【００４４】また、ＡＣアダプタ４には過電流リミッタ
が内蔵され、出力電流Ｉｏが動作上限値Ｐ１に達する
と、過電流リミッタが作動して直流電圧Ｖｉｎが低下す
る。そして、出力電流Ｉｏが最大限界値Ｐ２に達する
と、ＡＣアダプタ４はシャットダウン状態となり、電圧
出力及び電流出力を停止する。
【００４５】ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、一定の充電電
圧Ｖout2を維持しながら充電電流Ｉ２でバッテリーＢＴ
を充電するが、その充電電流Ｉ２の上限値Ｐ３はＡＣア
ダプタ４の出力電流Ｉｏの動作上限値Ｐ１より小さい値
に設定される。
【００４６】図１１は、ＡＣアダプタ４の出力電流Ｉｏ
が内部回路へ供給電流Ｉ１として供給されるとともに、
充電電流Ｉ２として供給されるとき、供給電流Ｉ１と充
電電流Ｉ２との関係を示すものである。
【００４７】すなわち、内部回路への出力電流Ｉ１と充
電電流Ｉ２との和がＡＣアダプタ４の出力電流Ｉｏとな
るため、同図に示すように、出力電流Ｉ１と充電電流Ｉ
２との一方が大きくなれば他方が小さくなる。この関係
を示す特性線Ｌ１，Ｌ２はＡＣアダプタ４の電流供給能
力の違いにより、傾きの異なる直線となる。
【００４８】
【発明が解決しようとする課題】上記第一の従来例で
は、ＡＣアダプタ４の出力電流Ｉｏは、ＡＣアダプタの
動作上限値Ｐ１より小さくなるように設定される。ＡＣ
アダプタ４の出力電流Ｉｏが、ＡＣアダプタ４の電流供
給能力を超えてしまうと、ＡＣアダプタ４がシャットダ
ウンしてしまうからである。
【００４９】従って、携帯時には小容量のＡＣアダプタ
を使用し、在宅時には大容量のＡＣアダプタを使用する
というように、電流供給能力の異なる複数のＡＣアダプ
タを取り替えて使用する場合には、電流供給能力の小さ
いＡＣアダプタを使用してもシャットダウンが発生しな
いように、出力電流Ｉｏを設定する必要がある。
【００５０】すると、電流供給能力の大きなＡＣアダプ
タを使用しても、その電流供給能力を有効に使用するこ
とはできないという問題点がある。第二の従来例では、
ＡＣアダプタ４の出力電流ＩｏがＡＣアダプタ４の電流
供給能力を超えた場合に、ＡＣアダプタ４から出力され
る直流電圧Ｖｉｎが低下するため、その直流電圧Ｖｉｎ
の低下を第一の差電圧増幅回路１０で検出して、充電電
流Ｉ２を抑制する構成である。
【００５１】従って、電流供給能力の異なる複数のＡＣ
アダプタを取り替えて使用する場合にも、ＡＣアダプタ
の電流供給能力を最大限利用することができる。しか
し、電流供給能力の大きいＡＣアダプタでは、電流供給
能力を超えた出力電流を出力する場合の出力電圧垂下特
性の精度を確保することは容易ではない。従って、ＡＣ
アダプタの許容出力電力を超えた電力でバッテリーＢＴ
を充電することがあり、このような場合にはＡＣアダプ
タが発熱するという問題点がある。
【００５２】この発明の目的は、異なる電流供給能力を
備えたＡＣアダプタを安定して動作させながら、その電
流供給能力を最大限に活用し得るＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することにある。
【００５３】
【課題を解決するための手段】図１は請求項１の原理説
明図である。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流
電源Ｖｉｎの入力に基づいて、内部回路に内部電源Ｖou
t1を供給する電源供給回路２２と、前記直流電源Ｖｉｎ
の入力に基づいて、バッテリーＢＴに充電電流Ｉ２を供
給する充電回路２３と、前記充電電流Ｉ２を制御する制
御回路２とを備える。前記制御回路２は、充電電圧制御
部２４と、充電電流制御部２５と、差動充電制御部２６
と、動的充電制御部２７とを備える。充電電圧制御部２
４は、前記バッテリーＢＴの充電電圧Ｖout2をしきい値
と比較し、その比較結果に基づいて該バッテリーＢＴの
充電電流Ｉ２を制御する。充電電流制御部２５は、前記
充電回路２３からバッテリーＢＴに供給される充電電流
Ｉ２をしきい値と比較し、その比較結果に基づいて該充
電電流Ｉ２を制御する。差動充電制御部２６は、前記直
流電源Ｖｉｎからの出力電流Ｉｏをしきい値と比較し、
その比較結果に基づいて前記充電電流Ｉ２を制御する。
動的充電制御部２７は、前記直流電源Ｖｉｎの出力電圧
をしきい値と比較し、その比較結果に基づいて前記充電
電流Ｉ２を制御する。
【００５４】
【発明の実施の形態】（第一の実施の形態）図２は、こ
の発明を具体化したＤＣ−ＤＣコンバータの第一の実施
の形態を示す。
【００５５】この実施の形態は、前記第一の従来例の制
御回路２の構成を一部変更したものであり、他の同一構
成部分は同一符号を付して詳細な説明を省略する。制御
回路２において、第一の電流検出回路８及び第一の差電
圧増幅回路１０は、前記第一の従来例と同様であり、第
一の電流検出回路８の入力端子には、抵抗Ｒ１の両端子
間の電位差が入力される。
【００５６】第二の電流検出回路９及び第二の差電圧増
幅回路１１は、前記第一の従来例と同様であり、第二の
電流検出回路９の入力端子には、抵抗Ｒ２の両端子間の
電位差が入力される。
【００５７】そして、第二の電流検出回路９及び第二の
差電圧増幅回路１１は、抵抗Ｒ２の両端子間電圧に基づ
いて充電電流Ｉ２を制御する充電電流制御部として動作
する。
【００５８】第三の差電圧増幅回路１２の反転入力端子
には、前記第一の従来例と同様に、充電電圧Ｖout2が入
力される。第三の差電圧増幅回路１２は、充電電流Ｉ２
を制御することにより充電電圧Ｖout2を制御する充電電
圧制御部として動作する。
【００５９】ＡＣアダプタ４の出力端子は、前記第二の
従来例と同様に、抵抗Ｒ３，Ｒ４を介してグランドＧＮ
Ｄに接続され、その抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点であるノー
ドＮ１は、第四の差電圧増幅回路１６の非反転入力端子
に接続される。
【００６０】前記第四の差電圧増幅回路１６の反転入力
端子には、基準電圧Ｖref4が入力される。前記抵抗Ｒ１
の抵抗値は、大容量のＡＣアダプタ４を使用したとき、
その出力電流Ｉｏが動作上限値Ｐ１付近に達すると、第
一の電流検出回路８及び第一の差電圧増幅回路１０の動
作に基づいて、充電電流Ｉ２が抑制されるように設定す
る。
【００６１】次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータの動作を説明する。充電電流Ｉ２は第二の電流
検出回路９及び第二の差電圧増幅回路１１の動作によ
り、前記従来例と同様に制御される。
【００６２】また、充電電圧Ｖout2は第三の差電圧増幅
回路１２の動作により、前記従来例と同様に制御され
る。図５において、Ａ１は大容量のＡＣアダプタの出力
電圧−出力電流特性を示し、Ａ２は小容量のＡＣアダプ
タの出力電圧−出力電流特性を示す。また、Ｂ１はこの
実施の形態で大容量のＡＣアダプタ使用した場合の充電
電圧−充電電流特性を示し、Ｂ２は小容量のＡＣアダプ
タを使用した場合の充電電圧−充電電流特性を示す。
【００６３】大容量のＡＣアダプタ４を使用した状態
で、出力電流Ｉｏが動作上限値Ｐ１付近に達すると、抵
抗Ｒ１の両端子間の電位差が増大し、その電位差に基づ
いて第一の電流検出回路８の出力信号ＳＧ２の電圧レベ
ルが上昇する。
【００６４】すると、第一の差電圧増幅回路１０の出力
信号ＳＧ３の電圧レベルが低下し、デューティ制御信号
ＳＧ１のＬレベルの期間が短くなる。この結果、スイッ
チングトランジスタ３のオン時間が短くなって、充電電
流Ｉ２が減少する。従って、出力電流Ｉｏは大容量のＡ
Ｃアダプタ４の動作上限値Ｐ４を超えない範囲で制御さ
れる。
【００６５】このような動作により、抵抗Ｒ１、第一の
電流検出回路８及び第二の差電圧増幅回路１０は、大容
量のＡＣアダプタ４を使用したとき、動作上限値Ｐ４付
近の出力電流Ｉｏを検出して、充電電流Ｉ２を減少させ
る差動充電制御部として動作する。
【００６６】小容量のＡＣアダプタ４を使用したとき、
抵抗Ｒ１に流れる出力電流はＩｏは小さいので、その出
力電流Ｉｏに基づいて差動充電制御部により充電電流Ｉ
２が抑制されることはない。
【００６７】そして、小容量のＡＣアダプタ４から当該
アダプタの動作上限値Ｐ５を超える出力電流Ｉｏが出力
されると、ＡＣアダプタ４の出力電圧が低下する。する
と、第四の差電圧増幅回路１６の出力電圧が低下し、デ
ューティ制御信号ＳＧ１のＬレベルの期間が短くなる。
この結果、スイッチングトランジスタ３のオン時間が短
くなって、充電電流Ｉ２が減少する。
【００６８】小容量のＡＣアダプタ４は、電流供給能力
を超えた出力電流を出力する場合の出力電圧垂下特性の
精度を確保することは容易である。従って、動作上限値
Ｐ５を超える出力電流Ｉｏが出力されるときには、充電
電流Ｉ２を減少させて、出力電流Ｉｏを確実に減少させ
ることができる。
【００６９】このような動作により、抵抗Ｒ３，Ｒ４、
第四の差電圧増幅回路１６は、ＡＣアダプタ４の電流供
給能力を超えた動作を動的に検出して、充電電流Ｉ２を
制御する動的充電制御部として動作する。
【００７０】上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、次に示す作用効果を得ることができる。 （１）抵抗Ｒ２の両端子間電圧に基づく第二の電流検出
回路９及び第二の差電圧増幅回路１１の動作により、充
電電流Ｉ２を一定に維持することができる。
【００７１】（２）充電電圧Ｖout2に基づく第三の差電
圧増幅回路１２の動作により、充電電圧Ｖout2を一定に
維持することができる。 （３）大容量のＡＣアダプタを使用したとき、差動充電
制御部の動作により、出力電流Ｉｏを動作上限値Ｐ４以
下に確実に維持することができる。従って、大容量のＡ
Ｃアダプタの電流供給能力を十分に活用しながら、許容
出力電力を超えた電力出力を防止して、ＡＣアダプタの
発熱を未然に防止することができる。
【００７２】（４）小容量のＡＣアダプタを使用したと
き、動的充電制御部の動作により、ＡＣアダプタの電流
供給能力を最大限活用した出力電流Ｉｏを出力すること
ができる。 （第二の実施の形態）図３は、第二の実施の形態を示
す。この実施の形態は、前記第一の実施の形態に第一及
び第二の比較回路１７，１８及びラッチ回路１９を加え
たものである。
【００７３】すなわち、第四の差電圧増幅回路１６の出
力信号ＳＧ９は、ＰＷＭ比較回路１３に出力されるとと
もに、第一の比較回路１７の反転入力端子に入力され
る。前記第一の比較回路１７の非反転入力端子には、基
準電圧Ｖref5が入力される。そして、第一の比較回路１
７は第四の差電圧増幅回路１６の出力信号ＳＧ９の電圧
レベルが基準電圧Ｖref5より低くなった時、Ｈレベルの
出力信号をラッチ回路１９のセット端子Ｓに出力する。
【００７４】第三の差電圧増幅回路１２の出力信号ＳＧ
６は、ＰＷＭ比較回路１３に出力されるとともに、前記
第二の比較回路１８の反転入力端子に入力される。前記
第二の比較回路１８の非反転入力端子には、基準電圧Ｖ
ref6が入力される。そして、第二の比較回路１８は第三
の差電圧増幅回路１２の出力信号ＳＧ６の電圧レベルが
基準電圧Ｖref6より低くなると、Ｈレベルの出力信号を
前記ラッチ回路２０のリセット端子Ｒに出力する。
【００７５】前記ラッチ回路は、セット端子ＳにＨレベ
ルの信号が入力されると、Ｈレベルの出力信号Ｑを出力
し、リセット端子ＲにＨレベルの信号が入力されると、
Ｌレベルの出力信号Ｑを出力する。
【００７６】前記ラッチ回路１９の出力信号Ｑはスイッ
チ回路２０に入力される。前記スイッチ回路２０は、前
記ラッチ回路１９からＬレベルの信号が入力されると、
基準電圧Ｖref1を第一の差電圧増幅回路１０の非反転入
力端子に入力し、前記ラッチ回路１９からＨレベルの信
号が入力されると、基準電圧Ｖref7を第一の差電圧増幅
回路１０の非反転入力端子に入力する。
【００７７】前記基準電圧Ｖref1は、前記第一の実施の
形態と同一電圧である。前記基準電圧Ｖref7は基準電圧
Ｖref1より低電圧であって、第一の電流検出回路８及び
第一の差電圧増幅回路１０を、小容量ＡＣアダプタ４か
ら出力される出力電流Ｉｏに基づいて、差動充電制御部
として動作させるための基準電圧である。
【００７８】上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、ラッチ回路１９の出力信号Ｑの初期値はＬレ
ベルに設定されるので、第一の差電圧増幅回路１０に
は、スイッチ回路２０を介して基準電圧Ｖref1が供給さ
れている。
【００７９】この状態で大容量のＡＣアダプタ４を使用
する場合には、第一の電流検出回路８及び第一の差電圧
増幅回路１０は、前記第一の実施の形態と同様な差動充
電制御部として動作し、図６に示すように、出力電流Ｉ
ｏは動作上限値Ｐ４を超えない範囲で制御される。
【００８０】そして、充電電圧Ｖout2が上昇して第三の
差電圧増幅回路１２の出力信号ＳＧ６の電圧レベルが低
下し、基準電圧Ｖref6より低くなると、第二の比較回路
１８の出力信号がＨレベルとなり、ラッチ回路１９の出
力信号ＱはＬレベルに維持される。
【００８１】従って、大容量のＡＣアダプタ４を使用す
る場合には、前記第一の実施の形態と同様に動作する。
小容量のＡＣアダプタを使用する場合、第一の差電圧増
幅回路１０に基準電圧Ｖref1が入力されている状態で
は、第一の差電圧増幅回路１０が小容量のＡＣアダプタ
の出力電流Ｉｏに基づいて、差動充電制御部として動作
することはなく、第一の実施の形態と同様に、図６にＢ
２で示す充電電圧−充電電流特性で動作する。
【００８２】この状態で、図６に示すように、出力電流
Ｉｏが当該アダプタの動作上限値Ｐ５を超えると、ＡＣ
アダプタ４の出力電圧Ｖｉｎが低下して、ノードＮ１の
電位が低下する。
【００８３】すると、第四の差電圧増幅回路１６の出力
信号ＳＧ９の電圧レベルが低下し、基準電圧Ｖref5より
低くなって、第一の比較回路１７からＨレベルの出力信
号が出力される。
【００８４】第一の比較回路１７からのＨレベルの出力
信号に基づいて、ラッチ回路１９からＨレベルの出力信
号Ｑが出力され、その出力信号Ｑに基づいてスイッチ回
路２０が切替えられ、第一の差電圧増幅回路１０には基
準電圧Ｖref7が供給される。
【００８５】すると、第一の差電圧増幅回路１０の出力
信号ＳＧ３の電圧レベルが低下し、ＰＷＭ比較回路１３
はその出力信号ＳＧ３に基づいて動作する状態となる。
そして、その出力信号ＳＧ３に基づいてスイッチングト
ランジスタ３のオン時間が短縮され、図６にＢ３で示す
充電電圧−充電電流特性で動作する状態となる。
【００８６】この結果、充電電流Ｉ２が減少して、充電
電流Ｉ２の上限値は、差動充電制御による電流値Ｉｂ３
に減少する。従って、小さな充電電流によりバッテリー
ＢＴの充電が継続され、やがて充電電圧Ｖout2が所定電
圧まで上昇すると、第三の差電圧増幅回路１２の出力電
圧ＳＧ６の電圧レベルが基準電圧Ｖref６より低くな
る。
【００８７】すると、第二の比較回路１８からＨレベル
の信号が出力され、ラッチ回路１９の出力信号ＱがＬレ
ベルとなって、スイッチ回路２０が切替えられ、第一の
差電圧増幅回路１０に基準電圧Ｖref１が供給される状
態に復帰する。
【００８８】上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、前記第一の実施の形態と同様な作用効果に加
えて、次に示す作用効果を得ることができる。 （１）小容量のＡＣアダプタ４を使用する場合、動的充
電制御部でＡＣアダプタ４の出力電圧Ｖｉｎの低下を検
出した後は、基準電圧Ｖref1を自動的に基準電圧Ｖref7
に切替えて、差動充電制御部で出力電流Ｉｏを制御する
ことができる。従って、出力電圧Ｖｉｎの低下を検出し
た後は、小さな充電電流Ｉ２でバッテリーＢＴを充電し
続けることにより、ＡＣアダプタ４を安定して動作させ
ることができる。 （第三の実施の形態）図４は、第三の実施の形態を示
す。この実施の形態は、前記第二の実施の形態の第一の
差電圧増幅回路１０に供給する基準電圧を、第一の実施
の形態と同様な基準電圧Ｖref1のみとし、第二の差電圧
増幅回路１１には、スイッチ回路２１を介して、基準電
圧Ｖref2，Ｖref8のいずれかを供給可能としている。
【００８９】前記スイッチ回路２１は、前記第二の実施
の形態と同様なラッチ回路１９の出力信号Ｑに基づいて
切替え動作を行う。そして、ラッチ回路１９の出力信号
ＱがＨレベルとなると、基準電圧Ｖref8を第二の差電圧
増幅回路１１の非反転入力端子に入力し、ラッチ回路１
９の出力信号ＱがＬレベルとなると、基準電圧Ｖref2を
第二の差電圧増幅回路１１の非反転入力端子に入力す
る。
【００９０】前記基準電圧Ｖref2は、前記第一及び第二
の実施の形態と同一電圧である。前記基準電圧Ｖref8
は、基準電圧Ｖref2より低電圧に設定され、バッテリー
ＢＴの充電電流Ｉ２を減少させるための基準電圧であ
る。そして、上記以外の構成は、前記第二の実施の形態
と同様である。
【００９１】上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、ラッチ回路１９の出力信号Ｑの初期値はＬレ
ベルに設定されるので、第二の差電圧増幅回路１１に
は、スイッチ回路２１を介して基準電圧Ｖref2が供給さ
れている。
【００９２】この状態で大容量のＡＣアダプタ４を使用
する場合には、第一の電流検出回路８及び第一の差電圧
増幅回路１０は、前記第一の実施の形態と同様な差動充
電制御部として動作し、図７に示すように、出力電流Ｉ
ｏは動作上限値Ｐ４を超えない範囲で制御される。
【００９３】そして、充電電圧Ｖout2が上昇して第三の
差電圧増幅回路１２の出力信号ＳＧ６の電圧レベルが低
下し、基準電圧Ｖref6より低くなると、第二の比較回路
１８の出力信号がＨレベルとなり、ラッチ回路１９の出
力信号ＱはＬレベルに維持される。
【００９４】従って、大容量のＡＣアダプタ４を使用す
る場合には、前記第一の実施の形態と同様に動作する。
小容量のＡＣアダプタを使用する場合、第二の差電圧増
幅回路１０に基準電圧Ｖref8が入力されている状態で
は、第一の実施の形態と同様に、図７にＢ２で示す充電
電圧−充電電流特性で動作する。
【００９５】この状態で、図７に示すように、出力電流
Ｉｏが当該アダプタの動作上限値Ｐ５を超えると、ＡＣ
アダプタ４の出力電圧Ｖｉｎが低下して、ノードＮ１の
電位が低下する。
【００９６】すると、第四の差電圧増幅回路１６の出力
信号ＳＧ９の電圧レベルが低下し、基準電圧Ｖref5より
低くなって、第一の比較回路１７からＨレベルの出力信
号が出力される。
【００９７】第一の比較回路１７からのＨレベルの出力
信号に基づいて、ラッチ回路１９からＨレベルの出力信
号Ｑが出力され、その出力信号Ｑに基づいてスイッチ回
路２１が切替えられ、第二の差電圧増幅回路１１には基
準電圧Ｖref8が供給される。
【００９８】すると、第二の差電圧増幅回路１１の出力
信号ＳＧ５の電圧レベルが低下し、ＰＷＭ比較回路１３
はその出力信号ＳＧ５に基づいて動作する状態となる。
そして、その出力信号ＳＧ５に基づいてスイッチングト
ランジスタ３のオン時間が短縮され、充電電流Ｉ２が減
少して、出力電流Ｉｏの上限値は、差動充電制御による
電流値Ｉｂ４に減少する。
【００９９】すなわち、第二の差電圧増幅回路１１に基
準電圧Ｖref8が供給されることにより、図７にＢ４で示
す充電電圧−充電電流特性で動作する状態となる。従っ
て、小さな充電電流によりバッテリーＢＴの充電が継続
され、やがて充電電圧Ｖout2が所定電圧まで上昇する
と、第三の差電圧増幅回路１２の出力電圧ＳＧ６の電圧
レベルが基準電圧Ｖref６より低くなる。
【０１００】すると、第二の比較回路１８からＨレベル
の信号が出力され、ラッチ回路１９の出力信号ＱがＬレ
ベルとなって、スイッチ回路２１が切替えられ、第二の
差電圧増幅回路１１に基準電圧Ｖref2が供給される状態
に復帰する。
【０１０１】上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータでは、前記第一の実施の形態で得られた作用効果に
加えて、次に示す作用効果を得ることができる。 （１）小容量のＡＣアダプタ４を使用する場合、動的充
電制御部でＡＣアダプタ４の出力電圧Ｖｉｎの低下を検
出した後は、基準電圧Ｖref２を自動的に基準電圧Ｖref
8に切替えて、充電電流制御部で充電電流Ｉ２を制御す
ることができる。従って、出力電圧Ｖｉｎの低下を検出
した後は、小さな充電電流Ｉ２でバッテリーＢＴを充電
し続けることにより、ＡＣアダプタ４を安定して動作さ
せることができる。
【０１０２】（２）出力電圧Ｖｉｎの低下を検出した後
の充電電流Ｉｏの最大値は、基準電圧Ｖref8により適宜
に設定することができる。 （付記１） 直流電源の入力に基づいて、内部回路に内
部電源を供給する電源供給回路と、前記直流電源の入力
に基づいて、バッテリーに充電電流を供給する充電回路
と、前記充電電流を制御する制御回路とを備えたＤＣ−
ＤＣコンバータであって、前記制御回路は、前記バッテ
リーの充電電圧をしきい値と比較し、その比較結果に基
づいて該バッテリーの充電電流を制御する充電電圧制御
部と、前記充電回路からバッテリーに供給される充電電
流をしきい値と比較し、その比較結果に基づいて該充電
電流を制御する充電電流制御部と、前記直流電源の出力
電流をしきい値と比較し、その比較結果に基づいて前記
充電電流を制御する差動充電制御部と、前記直流電源の
出力電圧をしきい値と比較し、その比較結果に基づいて
前記充電電流を制御する動的充電制御部とを備えたこと
を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。（１） （付記２） 前記差動充電制御部は、異なる大きさの入
力電流のうち、所定のしきい値以上の入力電流を検出し
た検出信号を出力する入力電流検出部と、前記入力電流
検出部の検出信号に基づいて、前記充電電流を減少させ
る制御信号を前記充電回路に出力する出力部とから構成
し、前記動的充電制御部は、前記入力電圧を所定のしき
い値と比較することにより、該入力電圧の低下を検出し
た検出信号を出力する入力電圧検出部と、前記入力電圧
検出部の検出信号に基づいて、前記充電電流を減少させ
る制御信号を前記充電回路に出力する出力部とから構成
したことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。（２） （付記３） 前記入力電流検出部は、前記入力電圧検出
部の検出信号に基づいて、前記しきい値を小さくするし
きい値変更回路を備えたことを特徴とする請求項２記載
のＤＣ−ＤＣコンバータ。（３） （付記４） 前記充電電流制御部は、前記入力電圧検出
部の検出信号に基づいて、前記充電電流を検出するしき
い値を小さくするしきい値変更回路を備えたことを特徴
とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。（４） （付記５） 前記しきい値変更回路は、しきい値として
入力される基準電圧を前記入力電圧検出部の検出信号に
基づいて変更する回路で構成したことを特徴とする請求
項３または４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。（５） （付記６） 請求項１乃至５のいずれかに記載の前記制
御回路を１チップ上に搭載したことを特徴とするＤＣ−
ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置。（６） （付記７） 前記しきい値変更回路は、前記充電電圧が
しきい値を超えたとき、前記充電電圧制御部の比較結果
に基づいて、前記変更後の基準電圧を変更前の基準電圧
にリセットするリセット回路を備えたことを特徴とする
付記５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 （付記８） 前記リセット回路は、前記動的充電制御部
の入力電圧検出部から出力される検出信号と、前記充電
電圧制御部の比較結果とに基づいて、前記基準電圧を交
互に変更するための出力信号を出力するラッチ回路で構
成したことを特徴とする付記７記載のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。
【０１０３】
【発明の効果】以上詳述したように、この発明は異なる
電流供給能力を備えたＡＣアダプタを安定して動作させ
ながら、その電流供給能力を最大限に活用し得るＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の原理説明図である。
【図２】 第一の実施の形態を示す回路図である。
【図３】 第二の実施の形態を示す回路図である。
【図４】 第三の実施の形態を示す回路図である。
【図５】 第一の実施の形態の動作を示す電圧−電流特
性図である。
【図６】 第二の実施の形態の動作を示す電圧−電流特
性図である。
【図７】 第三の実施の形態の動作を示す電圧−電流特
性図である。
【図８】 第一の従来例を示す回路図である。
【図９】 第二の従来例を示す回路図である。
【図１０】 従来例の動作を示す電圧−電流特性図であ
る。
【図１１】 充電電流と内部回路での消費電流との関係
を示す説明図である。
【符号の説明】
２ 制御回路 ２２ 電源供給回路 ２３ 充電回路 ２４ 充電電圧制御部 ２５ 充電電流制御部 ２６ 差動充電制御部 Ｖｉｎ 直流電源 Ｉｏ 出力電流 Ｉ２ 充電電流 Ｖout1 内部電源 Ｖout2 充電電圧 ＢＴ バッテリー
フロントページの続き (72)発明者 松山 俊幸 愛知県春日井市高蔵寺町二丁目1844番２ 富士通ヴィエルエスアイ株式会社内 (72)発明者 永冶 好宏 愛知県春日井市高蔵寺町二丁目1844番２ 富士通ヴィエルエスアイ株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AS17 BB13 BB14 CC01 DD04 EE07 FD31 FD41 FG05 FG22 FG23

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源の入力に基づいて、内部回路に
    内部電源を供給する電源供給回路と、 前記直流電源の入力に基づいて、バッテリーに充電電流
    を供給する充電回路と、 前記充電電流を制御する制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣ
    コンバータであって、 前記制御回路は、 前記バッテリーの充電電圧をしきい値と比較し、その比
    較結果に基づいて該バッテリーの充電電流を制御する充
    電電圧制御部と、 前記充電回路からバッテリーに供給される充電電流をし
    きい値と比較し、その比較結果に基づいて該充電電流を
    制御する充電電流制御部と、 前記直流電源からの入力電流をしきい値と比較し、その
    比較結果に基づいて前記充電電流を制御する差動充電制
    御部と、 前記直流電源の出力電圧をしきい値と比較し、その比較
    結果に基づいて前記充電電流を制御する動的充電制御部
    とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 前記差動充電制御部は、 異なる大きさの入力電流のうち、所定のしきい値以上の
    入力電流を検出した検出信号を出力する入力電流検出部
    と、 前記入力電流検出部の検出信号に基づいて、前記充電電
    流を減少させる制御信号を前記充電回路に出力する出力
    部とから構成し、 前記動的充電制御部は、 前記入力電圧を所定のしきい値と比較することにより、
    該入力電圧の低下を検出した検出信号を出力する入力電
    圧検出部と、 前記入力電圧検出部の検出信号に基づいて、前記充電電
    流を減少させる制御信号を前記充電回路に出力する出力
    部とから構成したことを特徴とする請求項１記載のＤＣ
    −ＤＣコンバータ。
  3. 【請求項３】 前記入力電流検出部は、前記入力電圧検
    出部の検出信号に基づいて、前記しきい値を小さくする
    しきい値変更回路を備えたことを特徴とする請求項２記
    載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 【請求項４】 前記充電電流制御部は、前記入力電圧検
    出部の検出信号に基づいて、前記充電電流を検出するし
    きい値を小さくするしきい値変更回路を備えたことを特
    徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 前記しきい値変更回路は、しきい値とし
    て入力される基準電圧を前記入力電圧検出部の検出信号
    に基づいて変更する回路で構成したことを特徴とする請
    求項３または４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  6. 【請求項６】 請求項１乃至５のいずれかに記載の前記
    制御回路を１チップ上に搭載したことを特徴とするＤＣ
    −ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置。
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