JP2001218460A

JP2001218460A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2001218460A
Application number: JP2000027268A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-01-31
Filing date: 2000-01-31
Publication date: 2001-08-10

Abstract

(57)【要約】【課題】ＣＲＴのアノード電圧等として利用される直
流高電圧を出力する電源回路として、電力変換効率等を
はじめとする各種性能の向上を図る。【解決手段】スイッチング電源回路を構成している絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して昇圧巻線
ＮHVを巻装し、この昇圧巻線ＮHVにて得られる交番電圧
ＶHVを多倍圧整流回路２に入力することで、所定の高圧
レベルとされる直流高電圧ＥHVを得る。これにより、例
えばテレビジョン受像機の水平偏向を行うのに必要とさ
れる直流高電圧を得るのに、水平偏向回路系は介在させ
ない構成を採ることが可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関わり、特
に所要の用途に用いる高電圧を出力するためのスイッチ
ング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から例えばテレビジョン受像機やプ
ロジェクタ装置等の電子機器においては、画像表示を行
うために陰極線管（ＣＲＴ：Cathode-ray Tube）を備え
たものがある。陰極線管（以下、「ＣＲＴ」という）を
備えたテレビジョン受像機では、良く知られているよう
に、ＣＲＴの内部に設けられている電子銃から出力され
る電子ビームを左右方向（水平方向）に偏向するための
水平偏向回路系ブロックと、上下方向（垂直方向）に偏
向するための垂直偏向系ブロックが設けられている。ま
た、水平偏向回路系ブロックには、ＣＲＴのアノード電
極に対して例えば２０ｋＶ〜３５ｋＶ程度の高圧を供給
する高圧発生回路が設けられている。

【０００３】図８は、テレビジョン受像機に備えられて
いる水平偏向回路系ブロックと、その周辺回路の構成を
示した図である。この図に示すスイッチング電源回路１
０は、入力された直流電圧についてスイッチングを行
い、最終的には所定の電圧レベルの直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされる。このスイッチ
ング電源回路１０の前段には、全波整流方式のブリッジ
整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑
回路が設けられ、この整流平滑回路により商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を整流平滑して直流電圧Ｅｉを得
る。そして、この直流電圧Ｅｉをスイッチング電源回路
１０に対して入力するようにしている。そしてこの場合
には、スイッチング電源回路１０からは、所定の電圧レ
ベルに変換された直流出力電圧ＥO（ＥO1，ＥO2，ＥO
3）が出力されるようになっている。上記各直流出力電
圧ＥO1，ＥO2，ＥO3の実際の電圧レベルとしては、例え
ば直流出力電圧ＥO1＝１３５Ｖ、直流出力電圧ＥO2＝１
５Ｖ、直流出力電圧ＥO3＝７Ｖとされる。

【０００４】水平発振回路２０には、映像信号等に含ま
れている水平同期信号ｆHが入力される。そして、この
水平同期信号ｆHに対応した発振周波数（１５．７５Ｋ
Ｈｚ）により発振を行い、水平同期信号ｆHに同期した
パルス電圧を出力する。

【０００５】一点鎖線で囲って示した水平ドライブ回路
３０は、水平発振回路２０からのパルス出力を増幅し、
後述する水平出力回路４０に対して十分大きいドライブ
電流（駆動電流）を供給する。この場合、水平ドライブ
回路３０の構成としては、負荷となる水平出力回路４０
により水平発振回路２０から供給されるパルス出力の周
期が変動しないように、通常はエミッタ接地のトランス
結合増幅回路によって構成されている。

【０００６】水平ドライブ回路３０においては、図示す
るように、例えばトランジスタＱ11のベースがコンデン
サＣ11を介して水平発振回路２０に対して接続されるこ
とで、水平発振回路２０からのパルス電圧がトランジス
タＱ11のベースに入力されている。また、そのベース−
エミッタ間には、バイアス抵抗Ｒ11が挿入され、ベース
に対して所定のバイアス電圧が印加されている。スイッ
チング素子Ｑ11のコレクタは、水平ドライブトランスＨ
ＤＴの一次巻線Ｎ11及びコレクタ抵抗Ｒ13を介して上記
スイッチング電源回路１０の二次側出力端子（直流出力
電圧ＥO1）に接続され、そのエミッタが接地されてい
る。また、そのコレクタ−エミッタ間には、コンデンサ
Ｃ12と抵抗Ｒ12との直列接続回路からなるダンピング回
路が設けられている。なお、上記コンデンサＣ12と抵抗
Ｒ12との直列接続回路からなるダンピング回路は、水平
ドライブトランスＨＤＴの一次巻線Ｎ11を流れる電流に
対して、サージ電流や振動電流（リンギング電流）が重
畳されるのを防止している。また、水平ドライブトラン
スＨＤＴの一次巻線Ｎ11の巻始め端部と二次側アースと
の間に設けられているコンデンサＣ13はノイズ除去用の
コンデンサとされる。

【０００７】また、水平ドライブトランスＨＤＴの一次
巻線Ｎ11の巻始め端部は、コレクタ抵抗Ｒ13を介して上
記スイッチング電源回路１０の直流出力端子（直流出力
電圧ＥO1）に接続され、その巻終わり端部がトランジス
タＱ11のコレクタに接続されている。また、その二次巻
線Ｎ21の巻終わり端部は、後述する水平出力回路４０の
出力トランジスタＱ12のベースに接続され、その巻始め
端部がアースに対して接地されている。

【０００８】トランジスタＱ11では、水平発振回路２０
から出力された水平発振出力を増幅した出力が得られ、
この増幅出力は、水平ドライブトランスＨＤＴの一次巻
線Ｎ11に伝達される。そして、水平ドライブトランスＨ
ＤＴでは、この一次巻線Ｎ11に得られる出力を二次巻線
Ｎ21に伝送する。この場合、水平ドライブトランスＨＤ
Ｔの一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ21の極性（巻方向）は逆
極性となるように巻装される。

【０００９】一点鎖線で囲って示した水平出力回路４０
は、上記水平ドライブトランスＨＤＴの二次側から得ら
れる出力を増幅することで、ＣＲＴの電子銃から出力さ
れる電子ビームを水平方向に走査する水平偏向電流ＩDY
を発生させる。また同時に、後述する高圧発生回路５０
において高電圧を発生させるためのフライバックパルス
を生成するように構成される。

【００１０】水平出力回路４０においては、出力トラン
ジスタＱ12のベースが上記水平ドライブトランスＨＤＴ
の二次巻線Ｎ21の巻終わり端部に接続され、そのコレク
タが後述するフライバックトランスＦＢＴの一次側低圧
巻線ＮLVを介してスイッチング電源回路１０の二次側出
力端子（二次側出力電圧ＥO1）に接続されている。な
お、そのエミッタは接地されている。また、出力トラン
ジスタＱ12のコレクタ−エミッタ間には、ダンパダイオ
ードＤ11、水平帰線コンデンサＣｒ1が並列に接続され
ている。さらに、そのコレクタ−エミッタ間には、［水
平偏向ヨークＨDY、水平直線補正コイルＨLC、Ｓ字補正
コンデンサＣS1］から成る直列接続回路が接続されてい
るものとされる。

【００１１】このような構成とされる水平出力回路４０
では、水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシタンスと、
フライバックトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLVのリ
ーケージインダクタンス成分ＬLVとにより、電圧共振形
コンバータを形成している。そして、水平ドライブトラ
ンスＨＤＴの二次側出力によって出力トランジスタＱ12
がオン／オフ動作されることで、水平偏向ヨークＨDYに
は鋸歯状波形とされる水平偏向電流ＩDYが流れる。ま
た、出力トランジスタＱ12がオフとなる期間では、水平
偏向ヨークＨDYのインダクタンスＬDYと水平帰線コンデ
ンサＣｒ1のキャパシタンスとの共振動作、及びダンパ
ダイオードＤ11の作用によって、水平帰線コンデンサＣ
ｒ1の両端には、比較的高電圧とされるパルス電圧（フ
ライバックパルス電圧）Ｖ11が発生する。なお、水平直
線補正コイルＨLC、及びＳ字補正コンデンサＣS1の動作
については省略するが、例えば水平偏向電流ＩDYを補正
してＣＲＴの管面に表示される画像の歪みを補正するよ
うに動作している。

【００１２】一点鎖線で囲って示した高圧発生回路５０
は、例えばフライバックトランスＦＢＴ（Fly Back Tra
nsformer）と高圧整流回路によって構成されており、上
記水平出力回路４０にて生成されるフライバックパルス
電圧Ｖ11を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベ
ルに対応した高電圧を生成する。

【００１３】ここで、上記フライバックトランスＦＢＴ
の構造を、図１２の断面図により説明しておく。この図
に示すフライバックトランスＦＢＴでは、２つのコの字
形コアＣＲ１０，ＣＲ２０の各磁脚を対向するように組
み合わせることでコ−コの字形コアＣＲ３０が形成され
る。そして、コの字形コアＣＲ１０の磁脚端部と、コの
字形コアＣＲ２０の磁脚端部との対向する部分にはギャ
ップＧを設けるようにされる。そして、図示するよう
に、コ−コの字形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対して、
低圧巻線ボビンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢとを取付ける
ことで、これら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボビン
ＨＢに対して、それぞれ一次側低圧巻線ＮLV及び昇圧巻
線ＮHVを分割して巻装するようにしている。この場合、
低圧巻線ボビンＬＢには単線を用いて一次側低圧巻線Ｎ
LVが巻装され、高圧巻線ボビンＨＢには同じく単線を用
いて昇圧巻線ＮHVが巻装される。この時、高圧巻線ボビ
ンＨＢには、例えば複数の昇圧巻線ＮHVを絶縁した状態
で巻装する必要があるため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、
各昇圧巻線ＮHVを所定回数巻装して得られる２つの巻線
層ごとに層間フィルムＦを挿入して巻き上げる、いわゆ
る層間巻きとされている。

【００１４】説明を図８に戻す。上記図１２に示した構
造のフライバックトランスＦＢＴの実際としては、例え
ば図８に示すようにして、昇圧巻線ＮHVとして５組の昇
圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が分割され
て各々独立した状態で巻装されている。なお、一次側低
圧巻線ＮLVとしては１つの巻線だけが巻装されている。
ここで、一次側低圧巻線ＮLVに対する各昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5の極性（巻方向）は逆極性となるように巻装さ
れている。一次側低圧巻線ＮLVの巻始め端部は、スイッ
チング電源回路１０の二次側出力端子（直流出力電圧Ｅ
O1）に接続され、巻終わり端部は出力トランジスタＱ12
のコレクタに対して接続されている。また、昇圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5の各々に対しては、その巻き終わり端部に対
して、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV
4，ＤHV5のアノード側が接続されている。そして、高圧
整流ダイオードＤHV1のカソードは抵抗ＲHVを介して平
滑コンデンサＣOHVの正極端子と接続され、また、高圧
整流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の
各カソードは、それぞれ、昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV
3，ＮHV4の巻き始め端部に対して接続される。

【００１５】このような接続形態では、［昇圧巻線ＮHV
1、高圧整流ダイオードＤHV1］、［昇圧巻線ＮHV2、高
圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流
ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線ＮHV4、高圧整流ダイオ
ードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、高圧整流ダイオードＤ
HV5］という５組の半波整流回路が形成され、そして、
これら５組の半波整流回路が直列に接続されていること
になる。

【００１６】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電圧を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作を行うことで、平滑コン
デンサＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘
起される電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得ら
れることになる。つまり、５倍電圧半波整流回路が形成
されていることになる。この平滑コンデンサＣOHVの両
端に得られた直流電圧は直流高電圧ＥHVとされて、例え
ばＣＲＴのアノード電圧として利用される。

【００１７】なお、高圧整流ダイオードＤHV3のカソー
ドと二次側アースとの間に挿入されている［抵抗Ｒ1、
可変抵抗Ｒ2、抵抗Ｒ3］からなる直列接続回路は、上記
直流高電圧ＥHVより低い電圧レベルを得るために設けら
れ、例えばＣＲＴのフォーカス電圧等として利用される
直流出力電圧ＥFVを出力する。

【００１８】上記図８に示した回路の各部の動作波形は
図９に示される。図８に示す回路では、出力トランジス
タＱ12のベースには、水平ドライブ回路３０にて増幅さ
れた水平発振回路２０からパルス電圧が入力されること
から、出力トランジスタＱ12のスイッチング周波数は、
水平同期信号ｆHの同期周波数（１５．７５ＫＨｚ）に
対応したものとなる。例えば、図示するように出力トラ
ンジスタＱ12のオン期間（水平走査期間）ＴONが５２．
７μｓ、オフ期間（水平帰線期間）ＴOFFが１０．８μ
ｓになっており、この期間ＴONと期間ＴOFFを合わせた
１周期の期間（６３．５μＳ）が水平同期信号ｆHの周
期に対応している。

【００１９】この場合、出力トランジスタＱ12のコレク
タには、スイッチング素子Ｑ12のオン／オフ動作によ
り、図９（ｄ）に示すような波形のコレクタ電流ＩCが
流れる。これにより、フライバックトランスＦＢＴの一
次側低圧巻線ＮLVには、図９（ｃ）に示すような波形の
一次側電流Ｉ11が流れ、水平偏向ヨークＨDYには図９
（ｂ）に示すような波形の水平偏向電流ＩDYが流れるこ
とになる。

【００２０】この時、出力トランジスタＱ12のコレクタ
−エミッタ間に対して並列に接続されている水平帰線コ
ンデンサＣｒ1の両端電圧Ｖ11は、図９（ａ）に示すよ
うに、出力トランジスタＱ12がオンとなる期間ＴONでは
０レベルになる。また、出力トランジスタＱ12がオフと
なる期間ＴOFFでは、水平偏向ヨークＨDYのインダクタ
ンス成分ＬDYと水平帰線コンデンサＣｒ1のキャパシタ
ンスとの共振動作によって、例えば１０００Ｖｐ〜１２
００Ｖｐ程度のフライバックパルス電圧Ｖ11が発生す
る。

【００２１】そして、図８に示した高圧発生回路５０で
は、上記のようなフライバックパルス電圧Ｖ11により、
フライバックトランスＦＢＴの一次側に印加される正の
パルス電圧を昇圧して、二次側から所定の直流高電圧Ｅ
HVを得るようにしている。例えば水平帰線コンデンサＣ
ｒ1の両端に１０００Ｖｐ〜１２００Ｖｐのフライバッ
クパルス電圧Ｖ11が発生した場合は、図１０に示すよう
に、フライバックトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLV
には約９００Ｖｐ程度の正のパルス電圧が印加される。
これにより、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5には、上記正のパ
ルス電圧を約６．５ｋＶ程度にまで昇圧された誘起電圧
が発生する。高圧発生回路５０には５組の昇圧巻線ＮHV
1〜ＮHV5が巻装され、５倍電圧半波整流回路が設けられ
ていることから、高圧発生回路５０からは約３２ｋＶの
直流高電圧ＥHVが出力されることになる。

【００２２】なお、このようなフライバックトランスＦ
ＢＴの一次側低圧巻線ＮLV及び昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻線数は、例えば各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5として、高圧
巻線ボビンＨＢに５００Ｔ（ターン）程度の巻線を巻装
した後、所定の直流高電圧ＥHVが得られるように低圧巻
線ボビンＬＢに一次側低圧巻線ＮLVを所定のターン巻装
することで構成されるものである。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図８に示し
た回路は、水平出力回路４０にて得られるフライバック
パルス電圧Ｖ11を利用して高圧発生回路５０から直流高
電圧ＥHVを得るようにしている。このため、入力電力を
高圧負荷電力に変換する際の電力変換効率は約７０％程
度となり、高圧負荷電力を得る際の無効電力は比較的大
きいものとされる。

【００２４】また、高圧発生回路５０では、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次側低圧巻線ＮLVに入力される正
のパルス電圧（フライバックパルス電圧）により、各昇
圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧を得、この誘起電圧の
ピーク値を、各高圧整流ダイオードＤHVによって半波整
流することで、直流高電圧ＥHVを得るようにしている。
しかしながら、この場合は高圧整流ダイオードＤHVの導
通角が狭く、等価的には電源インピーダンスが高くなる
ため、直流高電圧ＥHVの電圧レベルは、高圧負荷の変動
の影響を受けやすくなるという欠点がある。

【００２５】例えば図８に示した回路をＣＲＴの画面サ
イズが２９インチ以上とされるテレビジョン受像機に適
用した場合、高圧発生回路５０からは、ＣＲＴの画面輝
度を確保するために、アノード電極に対して２ｍＡ以上
のビーム電流ＩHVを供給する必要がある。つまり、ＣＲ
Ｔのアノード電極に対して供給される直流高電圧ＥHVの
電圧レベルを例えば３２ｋＶとすると、高圧発生回路５
０からの高圧負荷電力としては６４Ｗ（３２ｋＶ×２ｍ
Ａ）必要になる。このため、高圧発生回路５０からは、
高圧負荷電力として、少なくとも０Ｗ（ＩHV＝０ｍＡ）
〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）までは変動することが考えら
れる。

【００２６】一例として高圧負荷電力を０Ｗ（ＩHV＝０
ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで変化させた時に、
高圧発生回路５０から出力される直流高電圧ＥHVの変化
の様子を図１１に示す。この場合、高圧負荷電力が０Ｗ
（ＩHV＝０ｍＡ）の時は、直流高電圧ＥHVの電圧レベル
が３２ｋＶになっている。これに対して、高圧負荷電力
が６４Ｗ（ＩHV＝２ｍＡ）まで増加すると、高圧整流ダ
イオードＤHV、及び突入電流制限抵抗ＲHV等による電圧
降下によって直流高電圧は約３０．５ｋＶまで低下して
いる。つまり、図８に示した回路を実際のテレビジョン
受像機等に適用した場合は、高圧負荷電力の実使用範囲
内（０Ｗ〜６４Ｗ）における直流高電圧ＥHVの電圧レベ
ル幅ΔＥHVは約１．５ｋＶになる。

【００２７】このように直流高電圧ＥHVの電圧レベルが
変動すると、例えば水平偏向電流ＩDYの電流値が一定の
もとでは、ＣＲＴから出力される電子ビームの水平方向
の振幅が変化する。このため、実際のテレビジョン受像
機においては、直流高電圧ＥHVの変動によって電子ビー
ムの水平方向の振幅が変化しないように、水平偏向電流
ＩDYの電流値を補正するズーミング補正回路等を水平出
力回路４０に対して設ける必要があった。

【００２８】また、フライバックトランスＦＢＴは、上
述したように、一方の磁脚に対してのみ巻線が施されて
いることから、巻線が施されていない他方の磁脚のギャ
ップＧからの漏洩磁束や、昇圧巻線ＮHVの漏洩インダク
タンスの分布容量によって、リンギング（振動）が発生
することがある。例えば昇圧巻線ＮHVの漏洩インダクタ
ンスによって、図１０に示すように、昇圧巻線ＮHVに誘
起される誘起電圧が負レベルとなるタイミングでリンギ
ング（振動）が発生すると、図９（ｃ）に示したフライ
バックトランスＦＢＴの一次側を流れる一次側電流Ｉ11
にリンギング成分が重畳される。この場合、図９（ｂ）
に示した水平偏向電流ＩDYにもリンギング電流成分が重
畳されるため、例えばＣＲＴの画面左端にラスターリン
ギングが生じる。このため、実際のテレビジョン受像機
では、ラスターリンギングを防止するために何らかの対
策が必要になる。

【００２９】また、フライバックトランスＦＢＴにおい
ては、一次側低圧巻線ＮLVを流れる一次側電流（フライ
バック電流）Ｉ11に直流成分が重畳されるため、フライ
バックトランスＦＢＴが飽和しないようにコアの形状を
太くしたり、一次側電流Ｉ11が流れる一次側低圧巻線Ｎ
LVの巻線径を太くする必要がある。この結果、フライバ
ックトランスＦＢＴの形状が大型化するという欠点もあ
った。

【００３０】また、フライバックトランスＦＢＴの一次
側を流れる一次側電流Ｉ11に直流電流成分が重畳される
と、これに伴って出力トランジスタＱ12を流れるコレク
タ電流ＩCのピークレベルが増加する。このため、出力
トランジスタＱ12を大電力に耐えられる高耐圧トランジ
スタによって構成したり、出力トランジスタＱ12の発熱
を抑えるための放熱板等を取り付ける等の対策が必要に
なる。

【００３１】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して次のようにしてスイッチング電源回路
を構成する。スイッチング素子を備えて入力された直流
入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、一次
側の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次側に
は一次巻線を巻回し、二次側には第１の二次巻線と第２
の二次巻線を巻回すると共に、一次巻線と第１の二次巻
線とについては疎結合とされる所要の結合度が得られる
ようにされ、第１の二次巻線と第２の二次巻線について
は密結合の状態が得られるようにされた絶縁コンバータ
トランスと、スイッチング手段の動作を電流共振形とす
るようにして挿入される一次側直列共振回路と、スイッ
チング手段のスイッチング動作時において部分共振動作
が得られるようにして形成される一次側部分共振回路と
を備える。そして、第１の二次巻線に得られる交番電圧
を入力して整流動作を行うことで、二次側直流出力電圧
を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、二次
側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング素子のス
イッチング周波数を可変することで定電圧制御を行うよ
うにされる定電圧制御手段と、第２の二次巻線に得られ
る交番電圧を入力して整流動作を行うことで所定の高圧
レベルとされる直流高電圧を得るように構成された直流
高電圧生成手段とを備えることとした。

【００３２】上記構成によると、本発明としては、一次
側において電流共振形コンバータを形成するための直列
共振回路と、いわゆる部分共振動作を得るための一次側
部分共振回路を複合的に備えたスイッチング電源回路が
形成される。そして、この一次側の電流共振形コンバー
タの出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスの
二次側に対して、第１の二次巻線と第２の二次巻線（昇
圧巻線）を巻装する。第１の二次巻線に得られる交番電
圧については整流平滑化を行って二次側直流出力電圧を
得るようにされ、この二次側直流出力電圧に基づいて一
次側電流共振形コンバータのスイッチング周波数を可変
することで低電圧制御を図るようにされる。また、第２
の二次巻線に得られる交番電圧を直流高電圧生成手段に
入力することで、所定の高圧レベルとされる直流高電圧
を得るようにしている。つまり、本発明にあっては、例
えばテレビジョン受像機の水平偏向を行うのに必要とさ
れる直流高電圧を得るのに、水平偏向回路系は介在しな
いようにされる。

【００３３】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としてのスイッチング電源回路の構成を示してい
る。この図に示す電源回路は、２石のスイッチング素子
（バイポーラトランジスタ）をハーフブリッジ結合し
た、自励式の電流共振形スイッチングコンバータを備え
た構成を採る。この電流共振形スイッチングコンバータ
においては、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側の接続点とアース間に対して挿入するよう
にして接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2には、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用される。

【００３４】この場合、商用交流電源ＡＣには、ブリッ
ジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる整流平
滑回路が接続されており、交流入力電圧ＶACのほぼ１倍
のレベルに対応する整流平滑電圧を生成し、上記電流共
振形スイッチングコンバータに対して、直流入力電圧と
して供給するようになっている。

【００３５】スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−
ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入され
る。また、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ベース−エミ
ッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2が挿
入される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースとスイ
ッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、共振用コン
デンサＣB1、ベース電流制限用抵抗ＲB1、駆動巻線ＮB1
から成る直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサ
ＣB1は、自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のイン
ダクタンスＬB1と共に自励発振駆動用の直列共振回路を
形成し、これによりスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を決定する。同様に、スイッチング素子Ｑ2の
ベースと一次側アース間に対しては、共振用コンデンサ
ＣB2、ベース電流制限用抵抗ＲB2、駆動巻線ＮB2から成
る直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣ
B2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発振
用の直列共振回路を形成して、スイッチング素子Ｑ2の
スイッチング周波数を決定している。

【００３６】また、スイッチング素子Ｑ1のエミッタと
スイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング
出力点）と、一次側アースの間には、部分共振用コンデ
ンサＣｃが接続される。この部分共振用コンデンサＣｃ
は、後述する直列共振コンデンサＣ1より十分小さいキ
ャパシタンスとされ、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイ
ッチングノイズを吸収する作用を有する。また、部分共
振用コンデンサＣｃは、自身のキャパシタンスと絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分によ
り、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のコレクタ電流ＩCI，Ｉ
C2を略正弦波形の共振電流とするための部分共振回路を
形成している。これにより、後述するようにして行われ
る定電圧制御動作によって可変制御されるスイッチング
周波数に対応して、少なくとも、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶ
Ｓ：Zero Volt Switching）動作、ゼロ電流スイッチン
グ動作（ＺＣＳ：Zero Current Switching）を得るため
の共振作用も有する。つまり、一次側電流共振形コンバ
ータの動作として、いわゆる部分共振動作が得られるよ
うにするものである。これにより、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2におけるスイッチング損失の低減が図られる。

【００３７】ドライブトランスＰＲＴ(Power Regulatin
g Transformer）はスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を駆動す
ると共に、スイッチング周波数を可変制御することによ
り定電圧制御を行うために設けられるもので、この図の
場合には駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮD
が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮC
が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトル
（直行型トランス）とされている。このドライブトラン
スＰＲＴの駆動巻線ＮB1の一端は、共振用コンデンサＣ
B1−抵抗ＲB1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1
のベースに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ1のエ
ミッタに接続される。また、駆動巻線ＮB2の一端はアー
スに接地されると共に、他端は共振用コンデンサＣB2−
抵抗ＲB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ2のベ
ースと接続されている。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は
互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。

【００３８】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
のベースに起動電流が供給されることになるが、例えば
スイッチング素子Ｑ1が先にオンになったとすれば、ス
イッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そ
してスイッチング素子Ｑ1の出力として、共振電流検出
巻線ＮD→一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1に共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとな
るように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2を
介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッ
チング動作が開始される。このように、平滑コンデンサ
Ｃｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ1に共振電流波形
に近い一次側電流（ドライブ電流）Ｉ1を供給し、二次
側に交番出力を得る。

【００３９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ(Power Iso
lation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の
スイッチング出力を二次側に伝送する。ここで、この絶
縁コンバータトランスＰＩＴの構造を図４に示す。絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、図４（ａ）に示されてい
るように、例えばフェライト材によるＥ形コアＣＲ１、
ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ
形コアＣＲが備えられる。そして、このＥＥ形コアＣＲ
の中央磁脚に対して、分割ボビンＬＢ１を利用して一次
巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2がそれぞれ分割された状態で巻装
されている。この場合、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の
線材には複数の単線を束ねて形成したリッツ線が用いら
れる。

【００４０】そして、ＥＥ形コアＣＲの中央磁脚に対し
ては、図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とについ
ては、所要の結合係数による疎結合の状態が得られるよ
うにしている。なお、ギャップＧは、各Ｅ形コアＣＲ
１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くする
ことで形成することが出来る。また、一次巻線Ｎ1と二
次巻線Ｎ2との結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８
５という疎結合の状態を得るようにしており、その分、
飽和状態が得られにくいようにしている。

【００４１】さらに絶縁コンバータトランスＰＩＴで
は、二次巻線Ｎ2が巻装されている分割ボビンＬＢ１の
上に高圧巻線ボビンＨＢ１が設けられる。そして、この
高圧巻線ボビンＨＢ１を利用して昇圧巻線ＮHVが巻装さ
れる。この場合、昇圧巻線ＮHVと二次巻線Ｎ2とは密結
合の状態が得られる。また、昇圧巻線ＮHVの線材として
は、例えば上記した一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2がリッ
ツ線とされるのに対して、例えばその線径が３０μｍ〜
６０μｍ程度の細線（単線）が用いられている。

【００４２】ところで、上記したような絶縁コンバータ
トランスＰＩＴでは、後述するように、昇圧巻線ＮHVに
誘起される誘起電圧ＶHVの電圧レベルが、二次巻線Ｎ2
に誘起される誘起電圧Ｖ2の電圧レベルに比べてはるか
に高いものとなる。このため、高圧巻線ボビンＨＢ１に
対して昇圧巻線ＮHVを巻装する際には、昇圧巻線ＮHVの
絶縁が十分確保できるように、例えば図４（ｂ）、図４
（ｃ）に示されているような巻き方が採られる。

【００４３】図４（ｂ）には、昇圧巻線ＮHVを複数の領
域に分割された高圧巻線ボビンＨＢ１に分割して巻装す
る、いわゆる分割巻き（スリット巻き）が示されてい
る。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによって巻装する場合は、
図示するように、高圧巻線ボビンＨＢ１の内側に対して
一体的に設けた仕切板ＤＶにより、複数の巻線領域であ
るスリットＳを形成するようにされる。そして、この各
スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装することで昇
圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしている。また、この
場合、高圧巻線ボビンＨＢ１に巻装された昇圧巻線ＮHV
の上には、例えばエポキシ樹脂ＥＰ等の絶縁樹脂により
モールドが施されている。また図４（ｃ）には、高圧巻
線ボビンＨＢ１に対して昇圧巻線ＮHVを巻き上げる際
に、昇圧巻線ＮHVを巻装して形成される巻線層ごとに、
層間フィルムＦを挿入することで、昇圧巻線ＮHV間の絶
縁を得るようにした、層間巻きの形態が示されている。

【００４４】説明を図１に戻す。この場合、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、共振電流
検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタと
スイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング
出力点）に接続され、他端は直列共振コンデンサＣ1を
介して一次側アースに接地されることで、スイッチング
出力が得られるようにされる。

【００４５】上記接続形態では、上記直列共振コンデン
サＣ1及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているため、こ
の直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンス及び一次巻
線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタン
ス）成分により、スイッチングコンバータの動作を電流
共振形とするための一次側直列共振回路を形成してい
る。つまり、図１に示した本実施の形態の電源回路の一
次側には電流共振形コンバータが備えられている。

【００４６】従って、図１に示す回路では、一次側スイ
ッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一
次側直列共振回路と、先に述べたようにして、スイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作時において部分共
振動作が得られるようにするための部分共振回路が複合
的に備えられた構成を採ることになる。なお、本明細書
では、このようにして、一次側に対して一次側直列共振
回路と部分共振回路という２組の共振回路が備えられて
動作する構成のスイッチングコンバータについては、
「複合電流共振形スイッチングコンバータ」ともいうこ
とにする。

【００４７】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
は、第１の二次巻線とされる二次巻線Ｎ2と、第２の二
次巻線とされる昇圧巻線ＮHVとが巻装されている。先
ず、二次巻線Ｎ2側の構成から説明する。二次巻線Ｎ2に
は、一次巻線Ｎ1に供給されるスイッチング出力によっ
て、二次巻線Ｎ2に交番電圧が誘起される。二次巻線Ｎ2
に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサ
ＣO1から成る整流平滑回路が設けられることで、所定の
電圧レベル（例えば１３５Ｖ）とされる直流出力電圧Ｅ
O1を得るようにしている。なお、この直流出力電圧ＥO1
は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路
１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用
する。

【００４８】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮCに供給することにより、次の述べるようにして定
電圧制御を行う。

【００４９】例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動に
よって二次側出力電圧ＥO1が変動したとすると、制御回
路１では二次側出力電圧ＥO1の変動に応じて制御巻線Ｎ
Cに流れる制御電流のレベルを可変制御する。この制御
電流によりドライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影
響で、ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状
態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変
化させるように作用するが、これにより自励発振回路の
条件が変化してスイッチング周波数が変化するように制
御される。この図に示す電源回路では、直列共振コンデ
ンサＣ1及び一次巻線Ｎ1の直列共振回路の共振周波数よ
りも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定してい
るが、例えばスイッチング周波数が高くなると、直列共
振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数が離れ
ていくようにされる。これにより、スイッチング出力に
対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高く
なる。このようにして共振インピーダンスが高くなるこ
とで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される
ドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧が抑制
されることになって、定電圧制御が図られることにな
る。なお、以降はこのような定電圧制御方式を「スイッ
チング周波数制御方式」と呼ぶ。

【００５０】続いて、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側の構成として、昇圧巻線ＮＨＶ側の構成について
説明する。昇圧巻線ＮＨＶには、二次巻線Ｎ2と同様
に、一次巻線Ｎ1により誘起された誘起電圧が発生する
ことになる。上述もしたように、昇圧巻線ＮHVは二次巻
線Ｎ2とは密結合の状態で巻装されていることから、昇
圧巻線ＮHVに誘起される誘起電圧の電圧レベルは、二次
巻線Ｎ2に得られる共振電圧Ｖ2の電圧レベルと、二次巻
線Ｎ2と昇圧巻線ＮHVとの巻線比によって決定される。
即ち、二次巻線Ｎ2の巻線数（ターン数）をＮ２、共振
電圧Ｖ2の電圧レベルをＶ２、昇圧巻線ＮHVの巻線数を
ＮＨＶとすれば、昇圧巻線ＮHVに誘起される交番電圧Ｖ
HVの電圧レベルＶＨＶは、ＶＨＶ＝Ｖ２×ＮＨＶ／Ｎ２
によって示される。即ち、共振電圧Ｖ2と交番電圧ＶH
V、及び二次巻線Ｎ2と昇圧巻線ＮHVとの間には、Ｖ２／
Ｎ２＝ＶＨＶ／ＮＨＶの関係が成り立つ。そして実際に
は、この関係に基づいて昇圧巻線ＮHVの巻線数を決定す
ることで、昇圧巻線ＮHVにて励起される交番電圧が所要
のレベルにまで昇圧するようにされている。

【００５１】上記昇圧巻線ＮHVには多倍圧整流回路２が
接続されており、多倍圧整流回路２には昇圧巻線ＮHVに
発生した昇圧交番電圧ＶHVが入力される。そして、この
多倍圧整流回路２にて交番電圧ＶHVを利用した多倍圧整
流動作が行われることで、平滑コンデンサＣOHVの両端
には、所定の高レベル（例えば３２ＫＶ）の直流高電圧
ＥHVが得られる。この直流高電圧ＥHVがＣＲＴのアノー
ド電圧として利用される。

【００５２】図２には、上記図１に示したスイッチング
電源回路に備えられる多倍圧整流回路２の具体的な回路
構成例として、対称形カスケード整流回路として知られ
ているジョーンズ＆ウォーターズ回路が示されている。
ジョーンズ＆ウォーターズ回路としては、この図に示さ
れるように、先ず、昇圧巻線ＮHVの巻始め端部に対し
て、高圧コンデンサＣHVA1，ＣHVA2，・・・ＣHVAnの直
列接続から成る第１のコンデンサ直列回路が接続され、
このコンデンサ直列回路の高圧コンデンサＣHVAn側の端
部が高圧整流ダイオードＤHVA(n+1)を介して平滑コンデ
ンサＣOHVの正極端子（直流高電圧の出力端）に対して
接続される。また、昇圧巻線ＮHVの巻終わり端部に対し
ては、高圧コンデンサＣHVB1，ＣHVB2，・・・ＣHVBnの
直列接続から成る第２のコンデンサ直列回路が接続さ
れ、高圧コンデンサＣHVBnの端部が高圧整流ダイオード
ＤHVB(n+1)を介して平滑コンデンサＣOHVの正極端子に
対して接続される。

【００５３】また、アースと平滑コンデンサＣOHVの正
極端子との間には、高圧整流ダイオードＤHVA0，ＤHVA
1，ＤHVB2，・・・ＤHVBn，ＤHVA(n+1)の直列接続から
成る第１のダイオード直列回路を接続しており、これら
の各高圧整流ダイオードの各接続点は、上記第１のコン
デンサ直列回路と第２のコンデンサ直列回路の各高圧コ
ンデンサ間の接続点に対して、図のように順次はし渡し
ていくようにして接続される。また、同様にして、二次
側アースと平滑コンデンサＣOHVの正極端子との間に対
して、高圧整流ダイオードＤHVB0，ＤHVB1，ＤHVA2，・
・・，ＤHVAn，ＤHVB(n+1)の直列接続からなる第２のダ
イオード直列回路を接続し、これらの各高圧整流ダイオ
ードの各接続点を、上記第１のコンデンサ直列回路と第
２のコンデンサ直列回路の各高圧コンデンサ間の接続点
に対して順次接続していくようにされる。

【００５４】このような接続形態では、［ＤHVA1，ＤHV
B1，ＣHVA1，ＣHVB1］・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVA
n，ＣHVBn］というｎ段の部分整流回路が接続されて整
流回路全体を形成することになる。そして、このような
構成とされる対称形カスケード整流回路によれば、平滑
コンデンサＣOHVの両端には、昇圧巻線ＮHVに誘起され
る誘起電圧ＶHVの２（ｎ＋１）倍（但し、ｎは整流回路
を形成する部分整流回路の段数を示し、１以上の整数と
される）に対応する高レベルの直流高電圧ＥHVが得られ
ることになる。

【００５５】ここで、例えば、上記した対称形カスケー
ド整流回路として何段により構成するのかについては、
実際に必要とされる直流高電圧ＥHVと、昇圧巻線ＮHVに
誘起される昇圧交番電圧ＶHVとのレベルとの関係によっ
て適宜決定されればよい。一例として、昇圧巻線ＮHVに
誘起される昇圧交番電圧ＶHVが約４ＫＶ程度であるとし
て、直流高電圧ＥHVとして３２ＫＶを得る必要があると
すれば、上記図４に示す対称形カスケード整流回路とし
ては３段による８倍電圧整流回路を構成すればよいこと
になる。

【００５６】図１に示したスイッチング電源回路につい
て、上記図２に示した対称形カスケード整流回路を多倍
圧整流回路２として備えた場合の要部の動作波形を図３
に示す。ここで図３（ａ）〜（ｆ）には、交流入力電圧
ＶAC＝１００Ｖで、多倍圧整流回路２での高圧負荷電力
が６４Ｗ（直流高電圧ＥHV＝３２ＫＶ，負荷電流ＩHV＝
２ｍＡ）とされた時の各部の動作波形が示され、図３
（ｇ）〜（ｌ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、
多倍圧整流回路２での高圧負荷電力が０Ｗ（直流高電圧
ＥHV＝３２ＫＶ，負荷電流ＩHV＝０ｍＡ）とされた時
の、図３（ａ）〜（ｆ）と同じ各部位の動作波形が示さ
れている。なお、この場合の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1の巻線数は４０Ｔ（ターン）、昇圧
巻線ＮHVの巻線数は１３００Ｔとされ、高圧コンデンサ
ＣHVA1，ＣHVA2，・・・ＣHVAnについては、それぞれ１
０００ｐＦが選定される。また、このときの二次側直流
出力電圧ＥO1は、ＥO1＝１３５Ｖとなるように定電圧制
御されるものとし、このときの出力電流ＩOｎレベル
は、ＩO＝０．９Ａであるものとする。

【００５７】先に、図３（ａ）〜（ｆ）を参照して、高
圧負荷電力が６４Ｗ時の動作について説明する。高圧負
荷電力が６４Ｗ時の場合、図３（ａ）のスイッチング素
子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ1は、スイッチング
素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONには０レベルで、オフと
なる期間ＴOFFには矩形波状のパルスが得られる。ま
た、実際のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン／オフ期間
であるＴON／ＴOFFとしてはそれぞれ５μｓとなってい
ることから分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の
スイッチング周波数は例えば１００ｋＨｚとなるように
制御される。

【００５８】また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタを
流れるコレクタ電流ＩC2は、部分共振用コンデンサＣｃ
の共振作用により、図３（ｄ）に実線で示すような略正
弦波形となる。これにより、スイッチング素子Ｑ2のタ
ーンオフ時に流れるコレクタ電流ＩC2の電流波形は、例
えば図３（ｄ）に破線で示した部分共振用コンデンサＣ
ｃが無いとされる時のコレクタ電流ＩC2の電流レベルよ
り小さくなり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ
時には、ＺＣＳに近い動作が得られる。

【００５９】また、スイッチングＱ1の動作波形は、こ
れまで説明したスイッチング素子Ｑ2の動作波形とは位
相が１８０度シフトした波形として示される。つまり、
スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2がオフと
なる期間ＴOFF においてオンとなる波形となる。そし
て、そのコレクタには部分共振用コンデンサＣｃの共振
作用により、図３（ｃ）に示すような波形のコレクタ電
流ＩC1が流れる。このようにして、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2が交互にオン／オフを繰り返すスイッチング動作
を行うことにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1には図３（ｂ）に示すような波形の一次側共
振電流Ｉ1が流れる。

【００６０】上記したスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオン
／オフ動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側にはスイッチング出力が伝達される。この場合、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、図３
（ｅ）に示すようにして、１３５Ｖｐの矩形波状の交番
電圧Ｖ2が得られる。また、昇圧巻線ＮHVには、図３
（ｇ）に示すようにして、４ＫＶｐという高圧の交番電
圧ＶHVが得られることになる。これら二次側に得られる
交番電圧Ｖ2，ＶHVの周期としては、図３（ａ）に示す
波形と比較しても分かるように、一次側のスイッチング
周波数に従ったものとなっている。

【００６１】また、高圧負荷電力が０Ｗ時の場合、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は例えば１
８５ＫＨｚ程度となるように制御され、実際のスイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2のオン／オフ期間ＴON／ＴOFFとして
は、２．７μｓとなる。そして、この高圧負荷電力が０
Ｗ時のときには、図３（ａ）〜図３（ｆ）により説明し
た高圧負荷電力が６４Ｗ時の各波形は、それぞれ、図３
（ｇ）〜図３（ｌ）に示すようにして変化する。すなわ
ち、スイッチング周波数が１８５ＫＨｚと高くなったの
に応じて、ほぼ同様の波形を保った状態で、その周期が
短くなるように変化しているものである。

【００６２】これら図３（ａ）〜（ｆ）及び図３（ｇ）
〜（ｌ）に示した動作波形を比較してわかるように、負
荷が６４Ｗ（ＥHV＝３２ＫＶ，ＩHV＝２ｍＡ）〜０Ｗ
（ＥHV＝３２ＫＶ，ＩHV＝０ｍＡ）の範囲で変化すると
すれば、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波
数は１００ｋＨｚ〜１８５ｋＨｚの制御範囲で変化する
ことになる。

【００６３】このような構成とされる図１に示した本実
施の形態の回路と、図８に示した従来の回路とを比較す
ると、図８に示した回路では、スイッチング電源回路１
０の二次側直流電圧ＥO1により、水平出力回路４０にて
得られるフライバックパルス電圧Ｖ11を昇圧して高圧発
生回路５０から直流高電圧ＥHVを得るようにしていた。
これに対して、図１に示した本実施の形態の電源回路で
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側から出力さ
れる交番電圧ＶHVを多倍圧整流回路２に入力することで
直流高電圧ＥHVを得るようにしている。つまり、図１に
示した本実施の形態の回路では、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側から得られる交番電圧ＥHVを多倍圧整
流回路２に直接入力していることで、図８に示した回路
のようにスイッチング電源回路１０の直流出力電圧ＥO1
をフライバックパルス電圧に変換するための水平出力回
路４０を介在させることなく、多倍圧整流回路２により
直流高電圧ＥHVを得るようにしているものである。

【００６４】これにより、図８に示した従来の回路で
は、入力電圧から直流高電圧ＥHVを得る際の電力変換効
率が約７０％程度であったのに対して、図１に示した本
実施の形態の電源回路では、電力変換効率を９０．５％
まで向上させることが可能になるものである。また、こ
れに伴って、入力電力も１８．５Ｗ程度低減することが
可能となっている。

【００６５】また、上記した本実施の形態の電源回路を
テレビジョン受像機等に適用した場合、例えば高圧負荷
電力が０Ｗ（ＥHV＝３２ＫＶ，ＩHV＝０ｍＡ）の時に直
流高電圧ＥHVの電圧レベルが３２ＫＶであれば、高圧負
荷電力が６４Ｗ（ＥHV＝３２ＫＶ，ＩHV＝２ｍＡ）まで
増加しても、回路から出力される直流高電圧ＥHVの電圧
レベルの変動幅ΔＥHVは約０．９ＫＶに留まるという結
果が得られた。これに対して、図８に示した回路では、
高圧負荷電力が無負荷（ＩHV＝０ｍＡ）〜６４Ｗ（ＩHV
＝２ｍＡ）まで変動した時の直流高電圧ＥHVの変動幅Δ
ＥHVは１．５ＫＶとされていたものである。よって、図
１に示した本実施の形態の回路を、例えばテレビジョン
受像機等に適用して、ＣＲＴのアノード電極に対して直
流高電圧ＥHVを供給すれば、直流高電圧ＥHVによってＣ
ＲＴから出力される電子ビームの水平方向の振幅変動を
抑制することができるので、テレビジョン受像機の水平
出力回路に対してズーミング補正回路等を設ける必要が
無くなるものである。

【００６６】また、図１に示した本実施の形態の回路で
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して昇
圧巻線ＮHVを巻装することで、昇圧巻線ＮHVから直流高
電圧ＥHVを得るための交番電圧ＶHVを得るようにしてい
る。このような本実施の形態の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの構造は、先に図４を用いて説明したように、中
央磁脚にギャップＧが形成されているＥＥ形コアＣＲに
対して、分割ボビンＬＢ１を利用して一次巻線Ｎ1及び
二次巻線Ｎ2を巻装すると共に、高圧巻線ボビンＨＢ１
を利用して昇圧巻線ＮHVを巻装するようにしている。こ
の場合、ＥＥ形コアＣＲの中央磁脚に形成されているギ
ャップＧは、巻線によって覆われることなるので、ギャ
ップＧからの漏洩磁束が外部に漏洩するということがな
い。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの
漏洩磁束や漏洩インダクタンスによって、昇圧巻線ＮHV
の誘起電圧にリンギングが発生することもない。

【００６７】従って、本実施の形態の回路をテレビジョ
ン受像機に適用した場合でも、例えばＣＲＴの画面上に
ラスターリンギングが生じることがなく、また仮にリン
ギングが発生したとしても、本実施の形態の回路では、
多倍圧整流回路２が水平偏向回路とは独立に形成されて
いることから水平偏向電流ＩDYにリンギング電流成分が
重畳されないので、ＣＲＴの画面上にラスターリンギン
グが生じることはない。

【００６８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのス
イッチング周波数は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数に対応したものであり、例えば映像信号の水
平同期信号ｆHの周波数とは非同期となっている。この
場合、直流高電圧ＥHVに重畳されるリップル電圧δＶの
レベルが大きいと、管面上に水平同期信号ｆHとスイッ
チングコンバータのスイッチング周波数との干渉による
ビートが発生するが、図２に示した対称形カスケード整
流回路を多倍圧整流回路２として備えた構成とすれば、
直流高電圧ＥHVに重畳されるリップル電圧δＶが比較的
小さく、水平同期信号ｆHとスイッチング周波数ｆｓと
の干渉によるビートが目立たないものとなる。

【００６９】また、昇圧巻線ＮHVの一次側となる一次巻
線Ｎ1を流れる一次側電流には、直流成分が重畳されな
いので、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの形状を
小型化することができ、また一次巻線Ｎ1の巻線径を太
くする必要もないので、その形状を小型化することが可
能になる。また、スイッチング素子Ｑ1を流れる電流の
ピーク電流値も減少するので、スイッチング素子Ｑ1の
発熱が抑制され、スイッチング素子Ｑ1に放熱板等を取
り付ける等の対策も必要なくなる。

【００７０】ここで本発明にあっては、上記図１に示し
たスイッチング電源回路に備えられる多倍圧整流回路２
としては、図２に示した対称形カスケード整流回路以外
の構成を採用しても構わない。以下、多倍圧整流回路２
の他の構成例を図５及び図６により説明していくことと
する。

【００７１】図５には多倍圧整流回路２の他の回路構成
例として、基本型カスケード整流回路として知られてい
るコッククロフト＆ウォルトン回路が示されている。こ
の場合、昇圧巻線ＮHVの巻終わり端部（二次側アース）
は、高圧コンデンサＣHVA1，ＣHVA2，ＣHVA3，・・・Ｃ
HVAnの直列接続から成る第１のコンデンサ直列回路が接
続されている。また、その巻始め端部は、高圧コンデン
サＣHVB1，ＣHVB2，ＣHVB3，・・・ＣHVBnの直列接続か
ら成る第２のコンデンサ直列回路と接続されている。そ
して、昇圧巻線ＮHVの巻終わり端部と平滑コンデンサＣ
OHVの正極端子（直流高電圧の出力端）との間には、高
圧整流ダイオードＤHVB1，ＤHVA1，ＤHVB2，ＤHVA2，Ｄ
HVB3，ＤHVA3・・・ＤHVBn，ＤHVAnの直列接続から成る
ダイオード直列回路が挿入されている。

【００７２】そして、図示するように、第１のコンデン
サ直列回路を形成する各高圧コンデンサＣHVA1，ＣHVA
2，ＣHVA3，・・・ＣHVAnには、ダイオード直列回路を
形成する高圧整流ダイオードの内、２組の高圧整流ダイ
オードから成る直列回路［ＤHVB1−ＤHVA1］，［ＤHVB2
−ＤHVA2］，［ＤHVB3−ＤHVA3］・・・［ＤHVBn−ＤHV
An］が並列に接続されている。これに対して、第２のコ
ンデンサ直列回路を形成する高圧コンデンサＣHVB1は、
昇圧巻線ＮHVの巻き始め端部と高圧整流ダイオードＤHV
B1のカソードとの間に挿入されているが、以降の高圧コ
ンデンサＣHVB2，ＣHVB3・・・ＣHVBnに関しては、ダイ
オード直列回路を形成する２組の高圧整流ダイオードの
直列回路［ＤHVA1−ＤHVB2］，［ＤHVA2−ＤHVB3］，・
・・［ＤHVA(n-1)−ＤHVBn］が並列に接続されている。
このような接続形態では、［ＤHVA1，ＤHVB1，ＣHVA1，
ＣHVB1]・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVAn，ＣHVBn]とい
うｎ段の部分整流回路が接続されることで整流回路全体
を形成していることになる。

【００７３】そして、このような基本型カスケード整流
回路の整流動作としては、先ず、昇圧巻線ＮHVに負方向
の電流が流れる期間では、高圧整流ダイオードＤHVB1が
オンになり、高圧整流ダイオードＤHVB1からの整流電流
により高圧コンデンサＣHVB1に対する充電動作が得られ
る。次に、昇圧巻線ＮHVに正方向の電流が流れる期間で
は、昇圧巻線ＮHVに誘起された誘起電圧ＶHVと高圧コン
デンサＣHVB1の両端電圧とにより高圧整流ダイオードＤ
HVA1がオンになり、高圧整流ダイオードＤHVA1により整
流された整流電流により高圧コンデンサＣHVA1に対する
充電動作が得られる。そして次に、昇圧巻線ＮHVに負方
向の電流が流れる期間では、昇圧巻線ＮHVの誘起電圧Ｖ
HVと高圧コンデンサＣHVA1の両端電圧により高圧整流ダ
イオードＤHVB2がオンになり高圧コンデンサＣHVB2に対
する充電動作が得られる。

【００７４】以降、昇圧巻線ＮHVに正負方向の電流が交
互に流れることで、第１のコンデンサ直列回路を形成し
ている各高圧コンデンサＣHVA2，ＣHVA3・・・ＣHVAn、
及び第２のコンデンサ直列回路を形成している各高圧コ
ンデンサＣHVB3・・・ＣHVBnに対する充電動作が行われ
ることになる。そして、このようにして充電が行われる
各高圧コンデンサＣHVA1〜ＣHVAn、及びＣHVB1〜ＣHVBn
の各電位によって平滑コンデンサＣOHVに対して充電が
行われることで、平滑コンデンサＣOHVの両端には誘起
電圧ＶHVの２ｎ倍に対応する直流高電圧ＥHVが得られる
ことになる。

【００７５】また図６には、多倍圧整流回路２の他の回
路構成例として、変形カスケード整流回路として知られ
ているミッチェル回路が示されている。この図に示す回
路の接続形態は、上記図５に示した基本型カスケード整
流回路とほぼ同様の構成とされているが、昇圧巻線ＮHV
の巻き始め端部は、高圧コンデンサＣHVB1〜ＣHVBnの直
列接続から成る第２のコンデンサ直列回路の中点に接続
される。また、昇圧巻線ＮHVの巻き終わり端部は、高圧
コンデンサＣHVA1〜ＣHVAnの直列接続から成る第１のコ
ンデンサ直列回路の中点、及び高圧整流ダイオードＤHV
B1，ＤHVA1，ＤHVB2，ＤHVA2，・・・ＤHVBn，ＤHVAnの
直列接続からなるダイオード直列回路の中点にそれぞれ
接続されているものである。ここでも、［ＤHVA1，ＤHV
B1，ＣHVA1，ＣHVB1]・・・［ＤHVAn，ＤHVBn，ＣHVA
n，ＣHVBn]というｎ段の部分整流回路が接続されて整流
回路全体を形成することになる。このような接続形態に
より構成されるミッチェル回路としては、結果的には、
誘起電圧ＶHVの２ｎ倍に対応する直流高電圧ＥHVが平滑
コンデンサＣOHVの両端に得られるものである。

【００７６】このように、図１に示した本実施の形態の
スイッチング電源回路では、先に図２に示した対称形カ
スケード整流回路、或いは上記図５及び図６に示した基
本型カスケード整流回路及び変形カスケード整流回路を
多倍圧整流回路２として備えることが可能とされる。た
だし、このような多数の高圧コンデンサと高圧整流ダイ
オードとの多段接続から成る整流回路により構成した場
合、多倍圧整流回路２から出力される直流高電圧ＥHVに
は、リップル電圧δＶの成分が重畳されると共に、電圧
降下ΔＥHV（レギュレーション：電圧変動）が発生す
る。例えば直流高電圧ＥHVに重畳されるリップル電圧δ
Ｖという観点から見ると、図２に示した対称形カスケー
ド整流回路が最も少なく、好適な回路といえる。また、
多倍圧整流回路２にて発生する電圧降下ΔＥHVの観点か
ら見ると、図６に示した変形カスケード整流回路を適用
した場合が最も小さいため好適な回路といえる。なお、
図６に示した変形カスケード整流回路を多倍圧整流回路
２としてスイッチング電源回路を構成した場合は、昇圧
巻線ＮHVには直流高電圧ＥHVの約１／２という高電圧が
印加されるため、昇圧巻線ＮHVをエポキシ樹脂等でモー
ルドして絶縁性を高めることが好ましい。

【００７７】また、本発明の電源回路の回路構成として
は、図１に示した回路構成に限定されるものでない。図
７は本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成
を示した回路図である。なお、この図において、図１と
同一部分には、同一番号を付して説明を省略する。この
電源回路も２本のスイッチング素子をハーフブリッジ結
合した電流共振形コンバータが備えられているが、その
駆動方式は他励式とされている。このため、図７に示し
た回路には、図１に示した自励式の発振駆動回路［ＮB1
−ＲB1−ＣB1，ＮB2−ＲB2−ＣB2］の代わりに、他励式
の発振・ドライブ回路３が備えられている。また、スイ
ッチング素子Ｑ21，Ｑ22としてはＭＯＳ−ＦＥＴが採用
されている。スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22の各ゲートは
発振・ドライブ回路３に接続されている。また、スイッ
チング素子Ｑ21のドレインは、平滑コンデンサＣｉの正
極と接続され、ソースは直列共振コンデンサＣ1、一次
巻線Ｎ1を介して一次側アースに接続される。また、ス
イッチング素子Ｑ22のドレインは、上記スイッチング素
子Ｑ21のソースと接続され、そのソースは一次側アース
に接続されている。またここでは、部分共振用コンデン
サＣｃがスイッチング素子Ｑ21のソース及びスイッチン
グ素子Ｑ22のドレインの接点（スイッチング出力点）と
一次側アースとの間に接続されている。従って、ここで
も部分共振コンデンサＣｃによる部分共振動作が得られ
ることになる。更に、各スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22の
ドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤ
D1，ＤD2が並列に接続されている。

【００７８】上記スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22は、発振
・ドライブ回路３によって、先に図１にて説明したのと
同様のスイッチング動作が得られるようにスイッチング
駆動される。つまり、制御回路１では直流出力電圧ＥO1
の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を発振・
ドライブ回路３に対して供給する。発振・ドライブ回路
３では、直流出力電圧ＥO1の安定化が図られるように、
制御回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変
されたスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素
子Ｑ21，Ｑ22のゲートに対して出力する。これによっ
て、スイッチング素子Ｑ21，Ｑ22のスイッチング周波数
が可変されることになる。

【００７９】この場合、起動回路４に対しては、平滑コ
ンデンサＣｉに得られる整流平滑電圧Ｅｉが動作電源と
して供給されている。また、起動回路４には、絶縁コン
バータトランスＰＩＴに追加的に巻装された巻線Ｎ3に
得られる起動時の交番電圧を、ダイオードＤ3，コンデ
ンサＣ3から成る半波整流回路により直流化した電圧が
供給されるようになっているが、起動回路４は、この直
流電圧の入力に応答するようにして発振・ドライブ回路
３を起動させるための動作を実行するようにされてい
る。

【００８０】また、この場合の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対して二次側アー
スに接地されるセンタータップを設けるようにしたうえ
で、この二次巻線Ｎ2の両端を所要の巻数分巻き上げる
ようにすることで、１組の昇圧巻線ＮHVを形成するよう
にされる。

【００８１】そして、この二次巻線Ｎ2に対しては、図
のようにして、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コ
ンデンサＣO1から成る全波整流回路を接続することで、
二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにされる。

【００８２】そして、この二次巻線Ｎ2に対して巻き上
げを行うようにして形成された昇圧巻線ＮHVに得られる
交番電圧を、図のようにして多倍圧整流回路２に対して
供給するものである。なお、この図に示す多倍圧整流回
路２の実際としても、図２、図５、及び図６に示した何
れかの回路構成が採用されて構わないものである。この
ような構成によっても、先に図１に示した電源回路と同
様の作用効果を得ることが可能とされるものである。

【００８３】また、本実施の形態においては、一次側に
自励式共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御を
行うのにあたって直交形制御トランスが用いられている
が、この直交形制御トランスの代わりに、先に本出願人
により提案された斜交形制御トランスを採用することが
できる。上記斜交形制御トランスの構造としては、ここ
での図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの場
合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形
コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そし
て、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮB
を巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線
の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるようにされ
る。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一
方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関
係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角
の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装する
ものである。そして、このような斜交形制御トランスを
備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流
レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線の
インダクタンスが増加するという動作傾向が得られる。
これにより、スイッチング素子をターンオフするための
負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子の蓄
積時間が短縮されることになるので、これに伴ってスイ
ッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、ス
イッチング素子の電力損失をより低減することが可能に
なるものである。

【００８４】さらには、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側において二次側出力電圧ＥO1を得るための整流
回路として全波整流方式の整流回路を設けた場合を例に
挙げているが、このような構成の整流回路に限定される
ものでなく、本発明としての絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側整流回路の構成としては各種考えられるも
のである。

【００８５】また、本実施の形態の電源回路において
は、一次側において一次側複合共振形スイッチングコン
バータを備えた場合を例に挙げて説明したが、本発明の
一次側の回路構成としては、必ずしも複合共振形スイッ
チングコンバータの構成を採る必要はなく、例えば一次
側の回路構成としては電流共振形のスイッチングコンバ
ータにより構成することも考えられる。

【００８６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、電流共振
形コンバータと、この電流共振形コンバータがいわゆる
部分共振動作を行うための部分共振回路を一次側に備え
た複合電流共振形コンバータを備えたスイッチング電源
回路として、スイッチング電源回路を構成している絶縁
コンバータトランスの二次側に対して第２の二次巻線
（昇圧巻線）を巻装し、この第２の二次巻線にて得られ
る交番電圧を直流高電圧生成手段に入力するようにして
いる。そして、直流高電圧生成手段にて所定の高圧レベ
ルとされる直流高電圧を得るようにしている。従って、
本発明のスイッチング電源回路をテレビジョン受像機に
適用すれば、例えば陰極線管のアノードに対して供給す
る直流高電圧を得る際には、水平偏向回路において二次
側直流出力電圧をフライバックパルス電圧に変換する必
要が無く、水平偏向回路を省いた構成とすることができ
る。これにより、入力電圧から直流高電圧を得る際の電
力変換効率の向上が図られることになる。

【００８７】また、本発明によれば、直流高電圧生成手
段により出力される直流高電圧は、高圧負荷が変動した
場合でも、その電圧変動幅は従来に比べて小さくするこ
とができる。従って、本発明を例えばテレビジョン受像
機の高電圧供給手段に適用すれば、例えば陰極線管から
出力される電子ビームの水平方向の振幅変動を抑制する
ことが可能になる。

【００８８】また、絶縁コンバータトランスに二次側に
対して第１の二次巻線（二次巻線）と第２の二次巻線
（昇圧巻線）を巻装しているため、従来のように直流高
電圧を得るための高圧トランスを設ける必要が無く、ま
た、スイッチング素子に対して流れる電流のピーク値も
小さくなり、スイッチング素子の発熱量も減少するの
で、スイッチング素子に対して放熱板を取り付ける等の
対策を行う必要もない。

【００８９】また、本発明の高電圧安定化回路は、直流
高電圧生成手段として、ジョーンズ＆ウォーターズ回
路、コッククロフト＆ウォルトン回路、或いはミッチェ
ル回路を採用した多倍圧整流回路により構成することが
可能とされる。これにより、絶縁コンバータトランスの
第２の二次巻線に誘起される誘起電圧について充分な高
圧レベルを発生しないようにした構成であっても、直流
高電圧生成手段において、例えばＣＲＴのアノード電圧
を得るなどの所要の目的に対応して、実用に足るだけの
レベルの直流高電圧を得ることが可能になる。また、特
に直流高電圧生成手段に対してジョーンズ＆ウォーター
ズ回路を適用すれば、直流高電圧に重畳されるリップル
電圧の低減を図ることができ、またミッチェル回路を適
用すれば直流高電圧生成手段における電圧降下を有効に
抑えるということが可能になるので、本発明のスイッチ
ング電源回路を適用する機器ごとに最適な構成を実現す
ることも可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態としての多倍圧整流回路の１構成
例を示した回路図である。

【図３】本実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図４】本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の構造を示す断面図である。

【図５】多倍圧整流回路の他の構成例を示す回路図であ
る。

【図６】多倍圧整流回路の他の構成例を示す回路図であ
る。

【図７】他の実施の形態としての電源回路の構成例を示
す回路図である。

【図８】従来の高圧発生回路とその周辺回路の構成を示
す回路図である。

【図９】図９に示した回路の要部の動作を示す波形図で
ある。

【図１０】図８に示す電源回路に備えられるフライバッ
クトランスの動作を概念的に示す説明図である。

【図１１】図８に示す電源回路の特性として、直流高電
圧ＥHVと高圧負荷電流ＩHVとの関係を示す説明図であ
る。

【図１２】図８に示す電源回路に備えられるフライバッ
クトランスの構造を示す断面図である。

【符号の説明】

１制御回路、２多倍圧整流回路、Ｃｉ平滑コンデ
ンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ11，Ｑ12 スイッチング素子、ＰＩ
Ｔ絶縁コンバータトランス、ＰＲＴドライブトラン
ス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、
Ｎ2 二次巻線、ＮHV 昇圧巻線、ＮC 制御巻線、ＮB
駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、ＣB 共振コンデ
ンサ、ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2 整流ダイ
オード、ＤHVA0〜ＤHVA(n+1) ＤHVB0〜ＤHVB(n+1) 高
圧整流ダイオード、ＣHVA1〜ＣHVAn ＣHVB1〜ＣHVBn
高圧コンデンサ、ＣO1，ＣOHV 平滑コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子を備え、入力された直
流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段と、一次側の出力を二次側に伝送するために設けられ、一次
巻線、第１の二次巻線、及び第２の二次巻線を巻回する
と共に、上記一次巻線と上記第１の二次巻線とについて
は疎結合とされる所要の結合度が得られるようにされ、
上記第１の二次巻線と第２の二次巻線については密結合
の状態が得られるようにされた絶縁コンバータトランス
と、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とするように
して挿入される一次側直列共振回路と、上記スイッチング手段のスイッチング動作時において部
分共振動作が得られるようにして形成される一次側部分
共振回路と、上記第１の二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流
動作を行うことで、二次側直流出力電圧を得るように構
成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変することで定電
圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、上記第２の二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流
動作を行うことで、所定の高圧レベルとされる直流高電
圧を得るように構成された直流高電圧生成手段と、を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記直流高電圧生成手段は、ジョーンズ・アンド・ウォーターズ回路を備えて構成さ
れていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項３】上記直流高電圧生成手段は、コッククロフト・アンド・ウォルトン回路を備えて構成
されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項４】上記直流高電圧生成手段は、ミッチェル回路を備えて構成されていることを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源回路。