JP2001268879A

JP2001268879A - ブラシレスモータ及びその駆動制御装置

Info

Publication number: JP2001268879A
Application number: JP2000079983A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Chin; 慧陳; Shuji Endo; 修司遠藤
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 2000-03-22
Filing date: 2000-03-22
Publication date: 2001-09-28
Also published as: US6469463B2; EP1139557A1; US20020011811A1

Abstract

(57)【要約】【課題】ブラシレスモータにおける電流変動、トルク変
動及び騒音の発生を抑制し、低騒音で操舵フィーリング
のよい電動パワーステアリング装置を構築できるブラシ
レスモータ及びその駆動制御装置を提供する。【解決手段】転流時の電流変化率を制御する電流変化率
制御手段を有すると共に、複数の励磁相を有するブラシ
レスモータの駆動制御装置において、前記電流変化率制
御手段は、転流動作において相電流が過渡状態になって
いる時間である転流の過渡時間を、ある転流の開始時間
から次の転流の開始時間までに要する時間である転流間
隔時間の１／２以内に終了させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は複数の励磁相を有す
るブラシレスモータ及びその駆動制御装置に関し、特に
電動式パワーステアリング装置の駆動源に好適なブラシ
レスモータ及びその駆動制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】自動車のパワーステアリング装置の駆動
源として用いられているブラシレスモータは３相以上の
励磁相を有するモータであり、その駆動は矩形波状の励
磁電流によって行われている。

【０００３】例えば５相ブラシレスモータの場合、モー
タ駆動回路は、モータの回転子（ロータ）の外周面を電
気角で72度ずつ離隔して取り囲むように配設された５相
（以下、これらをａ相〜ｅ相という）の励磁コイルａ〜
ｅに対し、マイクロコンピュータ等の制御回路による制
御下で、４相同時に励磁する４相励磁方式により、コイ
ルを１相ずつ順次切り換えて矩形波電流で励磁すること
により、ロータを回転駆動させている。この４相励磁方
式では、モータ電流は５相のうちの４つの相に流れるこ
とになるが、各相にバランスよく電流を流すために、各
励磁コイルの抵抗は全て等しくなるように形成されてい
る。

【０００４】このようなモータ駆動回路は、通常１０個
の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されている。
これら１０個のトランジスタは、対応する２個のトラン
ジスタを直列接続して５つの直列トランジスタ回路を形
成し、それぞれを電源の正負両端子間に接続すると共
に、各直列トランジスタ回路の２個のトランジスタの接
続部をそれぞれＹ字形にスター結線した５個の励磁コイ
ルａ〜ｅの外端に接続することにより、モータのコイル
回路と接続している。

【０００５】このモータ駆動回路から各励磁コイルへ供
給される励磁電流（矩形波）の方向及び長さは、ロータ
の回転角（電気角）の値に対して例えば図１１に示すよ
うになる。すなわち、電気角で36度毎に順次１相ずつ励
磁コイルを切り替え、１つの相コイルを電気角で144度
の間励磁することにより、ロータを連続して回転させる
ようになっている。この図１１では、電気角をθとした
とき、0°≦θ＜36°,36°≦θ＜72°，72°≦θ＜108
°，108°≦θ＜144°，144°≦θ＜180°，180°≦θ
＜216°，216°≦θ＜252°，252°≦θ＜288°，288°
≦θ＜324°，324°≦θ＜360°の区間をそれぞれ(1)，
・・・・，(10)で表わしている。

【０００６】本例の場合、ａ相の電流は区間(1)及び(2)
で＋方向に流れ、区間(3)で０、区間(4)〜(7)で−方向
に流れ、区間(8)で０、区間(9)から(10)を経て再び区間
(1)で＋方向に流れる。ｂ相の電流は、区間(1)〜(4)で
＋方向に流れ、区間(5)で０、区間(6)〜(9)で−方向に
流れ、区間(10)で０、そして再び区間(1)で＋方向に流
れる。ｃ相の電流は、区間(1)で−方向に流れ、区間(2)
で０、区間(3)〜(6)で＋方向に流れ、区間(7)で０、区
間(8)〜(10)を経て再び区間(1)で−方向に流れる。ｄ相
の電流は、区間(1)〜(3)で−方向に流れ、区間(4)で
０、区間(5)〜(8)で＋方向に流れ、区間(9)で０、そし
て区間(10)から再び−方向に流れる。ｅ相の電流は、区
間(1)で０、区間(2)〜(5)で−方向に流れ、区間(6)で
０、区間(7)〜(10)で＋方向に流れ、再び区間(1)で０と
なる。従って、区間(1)〜(10)の各境界（電気角で36度
毎の切替時）では、５つの励磁コイルのうちの２つが互
いに逆向きに切り替えられることになる。

【０００７】このような励磁電流の切替えは、原理的に
は、図１１に示すような矩形波の立ち上がり又は立ち下
がりで表わされるが、実際にはその立ち上がり又は立ち
下がり波形は横軸に対し直角に変化するのではなく、励
磁電流が＋方向に立ち上がるまで或いは−方向に立ち下
がるまで、ある程度の時間Δｔ（モータ回路の時定数の
３倍位）がかかる。

【０００８】例えば、図１１の区間(8)と(9)の境界（電
気角で288度）では、ａ相の電流が０から＋の一定値ま
で立ち上がる一方、ｄ相の電流が＋の一定値から０に立
ち下がり、ｂ相及びｃ相の電流は共に“−”の一定値、
ｅ相の電流は“＋”の一定値であるが、この境界部分の
波形の変化を拡大すると図１２に示すようになる。

【０００９】詳細には、ａ相の立ち上がり電流は時間Δ
ｔの間に０から＋の一定値まで漸進的に増大する一方、
ｄ相の立ち下がり電流は、時間Δｔよりも短い時間Δt1
（モータ回路の時定数より小さい）で、＋の一定値から
０まで減少する。このとき、他の３つの相ｂ，ｃ，ｅは
切り替えられない相であるが、５つの相の電流をｉ_a,ｉ
_b,ｉ_c,ｉ_d,ｉ_eで表わしたとき、これらの電流の間には
次式（１）の関係がある。

【００１０】ｉ_a ＋ｉ_d ＋ｉ_e ＝−（ｉ_b ＋ｉ_c）＝Ｉ …(1) このため、ａ相とｄ相の電流が上述のように変化する
と、ｂ，ｃ，ｅ相の電流も変化する。すなわち、ａ相と
ｄ相の電流変化率が異なるために、この２つの相の電流
の合計値が定常値にならず、図１２に示すようにｂ相，
ｃ相の電流が変動する結果、ｅ相の電流も上記時間Δｔ
の間変化する。これらの電流変動により、過度的なトル
ク変動が生じてしまう。

【００１１】上記のように２つの相の電流の立上りと立
下りの電流変化率が異なるのは、次の理由による。

【００１２】まず、モータ駆動回路に供給される電源電
圧をＶb，スター結線した励磁コイルａ〜ｅの中心接続
点の電圧をＶnとする。次に、図１２において、時間Δt
1の区間を、時間Δt2（＝Δｔ−Δt1）の区間をと
する。

【００１３】区間では、＋から０に切り替えられるｄ
相（ＯＦＦ相）の電流ｉ_dは、−Ｖn，コイルの逆起電圧
Ｅ_d及びモータ回路の時定数に応じた変化率で、モータ
駆動回路からモータへの通電電流Ｉの半分（Ｉ／２）か
ら零（０）まで下がる。このとき、ＯＦＦ相の等価回路
に加えられる電圧をＶ_OFFとすると、Ｖ_OFF ＝−Ｖn−Ｅ
d ＜０であり、Ｖnは近似的にＶb/２となる。一方、０
から＋に切り替えられるａ相（ＯＮ相）の電流ｉ_aは、
電圧Ｖb，−Ｖn、コイルの逆起電圧Ｅa及びモータ回路
の時定数に応じた変化率で零（０）から上昇するが、こ
のとき、ＯＮ相の等価回路に加えられる電圧をＶ_ONとす
ると、Ｖ_ON＝Ｖb・Duty1(ＰＷＭのデューティ）−Ｖn−
Ｅaである。

【００１４】式で説明すると、ＯＦＦ相の等価回路によ
り電流ｉ_dは次式（２）で表される。

【００１５】ｉ_d(t)＝ (I/2)ｅ^-t/T＋（Ｖ_OFF/Ｒ）(1−ｅ^-t/T) …(2) ∴ｔ＝０のとき、ｉ_d ＝Ｉ／２但し、Ｔは等価回路の電気的時定数、Ｒは等価回路の抵
抗である。

【００１６】一方、ＯＮ相の等価回路により、電流ｉ_a
は次式（３）で表わされる。

【００１７】ｉ_a(t)＝（Ｖ_ON／Ｒ）(1−ｅ^-t/T) …(3) ∴ｔ＝０のとき、ｉ_a ＝０、ｔ→∞で、ｉ_a ＝Ｖ_ON／
Ｒ＝Ｉ／２従って、ＯＦＦ相，ＯＮ相の各電流ｉ_d，ｉ_aの変化率
は、それぞれ次のようになる。

【００１８】 di_d(t)/dt ＝−(1/T)(I/2)ｅ^-t/T＋(1/T)(Ｖ_OFF/Ｒ)ｅ^-t/T ＝−(I/2−Ｖ_OFF/Ｒ)(1/T)ｅ^-t/T ＝−(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅd/Ｒ)(1/T)ｅ^-t/T …(4) di_a(t)/dt ＝(1/T)(Ｖ_ON／Ｒ)ｅ^-t/T ＝(I/2)(1/T)ｅ^-t/T …(5) 上式(4)及び(5)において、(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅd/Ｒ) ＞I/
2であるから、ＯＦＦ相の電流変化率の方がＯＮ相の電
流変化率より大きい。特に、等価回路の抵抗Ｒが小さい
場合、電源電圧Ｖb(≒２Ｖn)が大きい場合、或いは高速
回転時で逆起電圧Ｅdが大きい場合には、ＯＦＦ相の電
流変化率はＯＮ相の電流変化率よりかなり大きくなる。
従って、ＯＦＦ相の電流ｉ_dがＩ／２から０まで下がる
時間（Δt1）よりも、ＯＮ相の電流ｉ_aが０からＩ／２
まで上がる時間（Δｔ）の方が長い。すなわち、区間
の最後でＯＮ相の電流ｉ_aはＩ／２に到達せず、上昇途
中である。その後、区間において、ＯＮ相の電流ｉ_a
が最終的に定常値（Ｉ／２）に到達するが、それまでに
時間Δt2（モータ回路の時定数の２〜３倍）を要する。
従って、切り替えられる２つの相の電流の立ち上がりと
立ち下がりでは、電流変化率が異なっている。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】上述のように従来のモ
ータ駆動回路による励磁電流の制御では、切替える２つ
の相（例えば図１１のａ相及びｄ相）の電流の立上りと
立下りの変化率が異なるため、切替えられない相（例え
ば図１１のｂ相、ｃ相、ｅ相）の電流が変動し、それら
の電流変動により過度的なトルク変動が生じてしまう。

【００２０】このようなトルク変動を生じさせる相切替
時の電流変動を抑制するためには、各相の電流を制御す
ればよいが、その制御のために各相の電流を検出する必
要があり、２以上の電流検出回路が必要になる。特に５
相ブラシレスモータの場合は、４相励磁方式を採用して
いることから、モータ駆動回路に４つの電流検出回路と
４つの電流ループが必要であり、駆動回路の構成が複雑
化し、コストも高くなるという問題点があった。

【００２１】かかる問題を解決するものとしては、例え
ば複数の励磁相を有するブラシレスモータの駆動を制御
する装置であって、ブラシレスモータの各励磁相に供給
する励磁信号を生成する駆動手段と、各励磁相毎に励磁
信号の方向決定及びオン／オフの切替えを行う制御手段
とを備え、上記制御手段が、上記切替え時に切り替えら
れる相の励磁信号の変化率を制御する装置が提案されて
いる。これにより、制御手段は、駆動手段からブラシレ
スモータの各励磁相毎に供給される励磁信号の方向決定
及びオン／オフの切替えを行う。その切替え時に、切り
替えられる励磁信号の変化率を制御することにより、切
替える２つの相の電流変化率を一致させる（又は同程度
にする）ことができる。これにより、切り替えない相の
電流変動が抑制されるので、前述のトルク変動もなくな
る。

【００２２】また、励磁信号は、従来通りモータ回路を
流れる電流のみを検出すれば生成可能であるから、励磁
信号の変化率を制御するために各相の電流を検出する必
要がなく、制御のための回路構成も複雑化しない。

【００２３】他の転流時の電流変化率を制御するものと
しては、ブラシレスモータの励磁電流を検出する電流検
出回路を２個以上使用せず、複数の励磁相を有するブラ
シレスモータを駆動制御するモータ駆動制御装置であっ
て、ブラシレスモータの各励磁相に供給する励磁信号を
生成する駆動手段と、前記各励磁相毎に励磁信号の方向
決定及びオン／オフに切替えを行う制御手段とを備え、
制御手段は、切替えの時にモータの各励磁相の励磁電流
の合計値を一定に保つように励磁信号を生成するものが
提案されている。この装置では、１個の電流検出回路を
用いてブラシレスモータを矩形波で駆動するものにおい
て、相電流切替え時の立上がり相と立ち下がり相の電流
変化率を制御することにより、相切替え時のモータ電流
を一定に保つことで、電流変動と電磁トルク変動を抑え
ることができ、安価で低電流変動、低トルク変動の高性
能サーボモータを実現している。

【００２４】しかしながら、上述のようなブラシレスモ
ータを矩形波駆動するものであって、転流時の立ち下が
り電流の変化率を制御する方法では、モータの回転速度
が速くなるほど、転流間隔時間における転流の過渡時間
の占める割合が高くなる。ここで、「転流間隔時間」と
は、ある転流の開始時間から次の転流の開始時間までに
要する時間をいい、「転流の過渡時間」とは、転流動作
において相電流が過渡状態になっている時間をいう。

【００２５】図１３に示すように、立ち下がり相の相電
流idが徐々に下がる過渡過程時間が転流間隔時間の１／
２（モータが一定速度で回転する時）を超えた場合に、
立ち下がり相の逆起電圧Edの極性が変わり、立ち下がり
相の相電流idが逆に上昇する現象が発生する。図１３に
おいて、t1は転流１の開始時間であり、θ1は時間t1に
おけるロータ位置の電気角度であり、t2は次の転流２の
開始時間であり、θ2は時間t2におけるロータ位置の電
気角度であり、t3はＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変る時
間であり、θ3は時間t3におけるロータ位置の電気角度
である。このように、立下り相の電流が上昇することに
より、モータに電流変動、トルク変動及び騒音が発生す
る。

【００２６】また、立ち下がり相の電流が転流間隔時間
の１／２以上流れ続けると、その相の逆起電圧の極性が
変わることにより、その相では、モータの本来の回転ト
ルクとは逆方向の回転トルクが発生してしまい、モータ
のトータルトルクが落ちてしまう。モータトルクの落ち
込みはモータの回転速度に依存するため、モータを車両
の電動パワーステアリング装置のトルクアシスト装置と
して使う場合は、操舵フィーリングにおいて粘性感が生
じるという問題点となる。

【００２７】本発明は上述のような事情からなされたも
のであり、本発明の目的は、ブラシレスモータにおける
電流変動、トルク変動及び騒音の発生を抑制することが
でき、電動パワーステアリング装置のトルクアシスト装
置として適用した場合に、低騒音で操舵フィーリングの
良い電動パワーステアリング装置が構築できるブラシレ
スモータ及びその駆動制御装置を提供することにある。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明は、転流時の電流
変化率を制御する電流変化率制御手段を有すると共に、
複数の励磁相を有するブラシレスモータ及びその駆動制
御装置に関し、本発明の上記目的は、前記電流変化率制
御手段が、転流動作において相電流が過渡状態になって
いる時間である転流の過渡時間を、ある転流の開始時間
から次の転流の開始時間までに要する時間である転流間
隔時間の１／２以内に終了させることによって達成され
る。

【００２９】また、本発明の上記目的は、駆動回路のイ
ンピーダンスを含むブラシレスモータの電気的時定数を
前記転流間隔時間の１／６以下にすることによって、又
は前記電流変化率制御手段が、前記転流の過渡時間を、
ブラシレスモータの回転速度を変数とした転流相の電流
制御によって制御することによって、又は、前記電流変
化率制御手段が、前記転流の過渡時間を、ブラシレスモ
ータの回転電気角度を変数とした転流相の電流制御によ
って制御することによって、より効果的に達成される。

【００３０】更に、本発明の上記目的は、前記電流変化
率制御手段が、励磁コイルにおける転流相の中の立ち下
がり相への駆動電流を供給する期間を制限することによ
って、より効果的に達成される。

【００３１】

【発明の実施の形態】本発明に係るブラシレスモータ及
びその駆動制御装置は、図１に示すように転流の過渡時
間を転流間隔時間の１／２以内に終了させるので、ブラ
シレスモータが高速回転の時でも、転流電流（電流ia,i
d）を次の転流が始まる前に安定にすることができ、ブ
ラシレスモータにおける電流及びトルクの変動を抑えて
騒音を抑制する。

【００３２】また、本発明に係るブラシレスモータ及び
その駆動制御装置は、駆動回路のインピーダンスを含む
ブラシレスモータの電気的時定数を転流間隔時間の１／
６以下にすることで、転流の過渡時間を転流間隔時間の
１／２以内に終了させることができ、高速回転の時でも
立ち上がり相の電流と立下り相の電流の変化率を一致さ
せることができ、図１に示すように転流電流（電流ia,i
d）を次の転流が始まる前に安定にすることができ、ブ
ラシレスモータにおける電流及びトルクの変動を抑えて
騒音を抑制する。

【００３３】更に、本発明のブラシレスモータ及びその
駆動制御装置は、前記転流の過渡時間を、ブラシレスモ
ータの回転速度又は回転電気角度を変数とした転流相の
電流制御によって制御することによって、転流の過渡時
間を転流間隔時間の１／２以内に終了させることで、モ
ータが高速回転の時でも立ち上がり相の電流と立下り相
の電流の変化率を一致させることができ、また転流の過
度過程がＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変る前に終了させ
ることにより、図１３に示すようなＯＦＦ相の電流の上
昇現象を防止することもでき、ブラシレスモータの電流
変動及びトルク変動を抑えて騒音を抑制すると共に、ブ
ラシレスモータの出力トルクの落ち込みを防止する。従
って、本発明のブラシレスモータ及びその駆動制御装置
を電動パワーステアリング装置のトルクアシスト装置と
して適用した場合に、操舵フィーリングにおける粘性感
をなくすことができる。

【００３４】また、本発明のブラシレスモータの駆動制
御装置は、励磁コイルにおける転流相の中の立ち下がり
相への駆動電流を供給する期間（通電期間）を制限する
ことにより、ＯＦＦ相の通電期間後にＯＦＦ相の電流を
零に保持することができ、図１３に示すような立ち下が
り相の電流idが逆に上昇する現象を防止することがで
き、ブラシレスモータの電流変動、トルク変動及び騒音
の発生を抑制する。

【００３５】以下、本発明の実施の形態を、図面を参照
して説明する。

【００３６】図２は、本発明のモータ及びその駆動制御
装置で駆動制御されるブラシレスモータの一例である５
相ブラシレスモータの内部構造を示す縦断面図である。
この５相ブラシレスモータ１は、円筒形のハウジング２
と、このハウジング２の軸心に沿って配設され、軸受３
ａ，３ｂにより回転自在に支持された回転軸４と、この
回転軸４に固定されたモータ駆動用の永久磁石５と、こ
の永久磁石５を包囲するようにハウジング２の内周面に
固定され且つ５相の励磁コイル６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ
及び６ｅが巻き付けられた固定子（ステータ）６とを具
備し、回転軸４及び永久磁石５によって回転子（ロー
タ）７を構成している。

【００３７】ロータ７の回転軸４の一端部の近傍には位
相検出用のリング状永久磁石８が固定され、この永久磁
石８は周方向に等間隔で交互にＳ極とＮ極に着磁されて
いる。また、ロータ７の永久磁石５も、Ｓ極及びＮ極が
周方向に交互に等問隔で着磁されている。ハウジング２
内の軸受３ｂが配設された側の端面には、ステー９を介
してリング状の薄板から成る支持基板１０が、その内側
の絶縁部分が永久磁石８に対向するように配設されてい
る。この支持基板１０の永久磁石８側の面には、永久磁
石８に対向するように例えばホール素子から成る位相検
出素子１１が固定されている。なお、位相検出素子１１
は、実際には励磁コイル６ａ〜６ｅの駆動タイミングに
対応して周方向に適宜離間して５個（１１ａ〜１１ｅ）
設けられているが、図２はそのうちの１つのみを示して
いる。

【００３８】上記位相検出素子１１ａ〜１１ｅは、各々
に対向する永久磁石８の磁極が、Ｎ極の場合には位置検
出信号として“Ｈ”のセンサ信号を、Ｓ極の場合には
“Ｌ”のセンサ信号をそれぞれ出力する。これら各位相
検出素子１１ａ〜１１ｅの出力は、各素子に対向する永
久磁石８の磁極によって変化することを利用してロータ
７の回転位置を検知できる。その回転位置に応じて、後
述のモータ駆動制御装置２０（図３）が、上記５相の励
磁コイル６ａ〜６ｅに対して４相同時に通電しながら、
通電する励磁コイルを１相ずつ順次切り換える４相励磁
方式により、ロータ７を回転駆動するようになってい
る。

【００３９】一方、５相の励磁コイル６ａ〜６ｅは、ロ
ータ７の外周面を電気角で72度ずつ離隔して取り囲むよ
うに配設され、図３に示すようにＹ字型にスター結線さ
れて、このモータのコイル回路１２を構成している。な
お、４相励磁方式では、モータ電流は４つの相に流れる
ことになるが、電流はコイル抵抗に反比例するので、各
相にバランスよく電流を流すために各励磁コイル６ａ〜
６ｅのコイル抵抗は全て等しくなるように形成されてい
る。また、ステータ６は、例えば図示しないステータコ
ア内周面に等間隔に３０個のスロットを有すると共に、
これらスロット間に同数の凸部を有し、そのうち５個の
凸部を１組として、各組に各励磁コイル６ａ〜６ｅを巻
き付けるように構成されている。各励磁コイル６ａ〜６
ｅの一端はまとめて結線され、他端はモータ駆動制御装
置２０に接続されている。

【００４０】モータ駆動制御装置２０は、図３に示すよ
うに制御回路２１、ＦＥＴゲート駆動回路２２、モータ
駆動回路２３、電流検出回路２４及びロータ位置検出回
路２５で構成されている。ここで、制御回路２１が本発
明における制御手段に対応し、ＦＥＴゲート駆動回路２
２及びモータ駆動回路２３が駆動手段に対応している。
制御回路２１は例えばマイクロコンピュータで構成さ
れ、定電圧源２６から一定電圧が供給される。制御回路
２１には外部回路２７から電流指令Ｉrefが入力され、
電流検出回路２４からモータ電流検出値Ｉ、ロータ位置
検出回路２５からロータ位置信号Ｓa-e（＝Ｓa，・・・
・，Ｓe）がそれぞれ入力される。制御回路２１は、こ
れらの入力信号に基づいて、モータ駆動回路２３からモ
ータのコイル回路１２に供給される駆動電流を制御す
る。

【００４１】ここで、前述の電動パワーステアリング装
置の駆動源として上記５相ブラシレスモータを用いる場
合、外部回路２７は、自動車の変速機の出力軸の回転数
に応じたパルス信号を発生する車速センサの出力から求
められる車速検出値Ｖと、ステアリングホイールの入力
軸に加えられた操蛇トルクを検出するトルクセンサの出
力から求められるトルクの方向を含む検出値Ｔとから、
特性線図を参照して対応するモータ電流値を検索し、こ
れを電流指令信号Ｉrefとして出力するように構成され
る。これは、上記動作を実行するＣＰＵなどの回路で構
成可能であるが、この回路に代えて、上記車速センサ及
びトルクセンサの各出力を制御回路２１に入力し、ここ
で電流指令Ｉrefを生成するように構成してもよい。

【００４２】モータ駆動回路２３は、電源供給側（上段
側）に５個、アース側（下段側）に５個の合計１０個の
トランジスタ（電界効果トランジスタＦＥＴ）Ｔa1〜Ｔ
e1，Ｔa2〜Ｔe2で構成されている。これら１０個のトラ
ンジスタＴa1〜Ｔe1，Ｔa2〜Ｔe2は、上段側と下段側と
で対応するトランジスタが直列接続され、これら直列接
続のトランジスタ対（Ｔa1−Ｔa2，Ｔb1−Ｔb2，Ｔc1−
Ｔc2，Ｔd1−Ｔd2，Ｔe1−Ｔe2）の各々の上段側端子は
制御回路２１に、下段側端子は電流検出回路２４にそれ
ぞれ接続されると共に、各トランジスタ対の接続部は、
各励磁コイル６ａ〜６ｅの外端（スター結線の中心側と
は逆側）と接続されている。そして、トランジスタＴa1
〜Ｔe2の各々のゲート電圧は、ロータ位置検出回路２５
からの検出信号Ｓa-eに基づいて制御回路２１により制
御される。

【００４３】モータ駆動回路２３から各励磁コイル６ａ
〜６ｅへの励磁電流の方向及び大きさは、基本的には従
来と同様に図１１に示すようになり、各トランジスタＴ
a1〜Ｔe2のオン／オフのタイミングは、下記の表１のゲ
ート信号（上段）Ｇa1〜Ｇe1及びゲート信号（下段）Ｇ
a2〜Ｇe2に示すようになる。なお、表１では、各トラン
ジスタＴa1〜Ｔe2をオン／オフするゲート信号Ｇa1〜Ｇ
e2を、それぞれ“１”，“０”で表わしている。

【００４４】

【表１】図１１において、ロータ７が例えば区間(1)の状態にあ
るものとすると、これは表１の区間(1)に該当し、上段
側のトランジスタＴa1，Ｔb1及び下段側のトランジスタ
Ｔc2，Ｔd2がオン状態、これら以外のトランジスタはオ
フ状態であるので、励磁コイル６ａ及び６ｂには外端側
から電流が流れ、励磁コイル６ｃ及び６ｄには結線側か
ら電流が流れる。これにより、ロータ７のＮ極又はＳ極
とその周囲に発生したＮ極又はＳ極との間に磁気吸引力
及び反発力が生じ、ロータ２７が回転する。そして、ロ
ータ２７が、図１１の区間(2)の状態に移行すると、こ
れは表１の区間(2)に該当し、上段側のトランジスタＴa
1，Ｔb1及び下段側のトランジスタＴd2，Ｔe2がオン状
態、これ以外のトランジスタがオフ状態であるので、励
磁コイル６ａ及び６ｂには外端側から電流が流れ、励磁
コイル６ｄ及び６ｅには結線側から電流が流れる。これ
により、ロータ７が更に回転する。

【００４５】以上の操作を繰返し行うと、表１に示すタ
イミングで各トランジスタが駆動され、図１１に示すよ
うに電気角で36度毎に順次１相ずつ励磁コイルを切り替
え、１つの相を電気角で144度の間励磁する。これによ
り、ステータ５に発生するＮ極又はＳ極が順次移動し、
ロータ７が連続回転する。ＦＥＴゲート駆動回路２２
は、制御回路２１から出力されたゲート駆動信号Ｇ1-10
に基づき、指定されたトランジスタのゲート端子に所定
の電圧供給を行う。

【００４６】上述の実施例では５相のブラシレスモータ
に本発明を適用した例を示したが、本発明はこれに限定
されるものではなく、他の複数の励磁相（例えば３相）
のブラシレスモータについても本発明を適用することが
できる。また、上述の実施例では、図１１に示すよう
に、上段側のトランジスタ（例えばＴa1）と下段側のト
ランジスタ（例えばＴa2）とが同じＰＭＷデューティで
駆動される例を示したが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、上段側のトランジスタ（例えばＴa1）と下
段側のトランジスタ（例えばＴa2）とが異なるＰＭＷデ
ューティで駆動されるものについても本発明を適用する
ことができる。

【００４７】次に、本発明の主要構成の実施例について
詳細に説明する。

【００４８】先ず、モータの高速回転時の電流及びトル
ク変動について説明する。上述のように、転流時の電流
変化率を制御した場合は、転流時の電流の過度過程がモ
ータ及びそのモータの駆動回路の電気的時定数の約３倍
の時間が必要となる。モータの高速回転時において、電
気的時定数が大きくなると転流の過度過程は次の転流が
始まるまでに終了できない場合は、相電流の波形が図１
３に示すようになる。

【００４９】図１３に示す２つの転流タイミングの間
に、ＯＦＦ相の逆起電圧Edの極性が変わること（例えば
Ed＞０ → Ed＜０）により、ＯＦＦ相の相電流idは零
まで立ち下がらないで逆に上昇してしまう。また、ＯＦ
Ｆ相の逆起電圧Edの極性が変わらなくとも、逆起電圧Ed
の大きさが変わった場合に、ＯＦＦ相に供給する電圧が
逆起電圧Edの変化に応じて変わらないと、図１３に示す
ようにＯＦＦ相の相電流idは零まで立ち下がらないで逆
に上昇してしまう事態も発生する。モータのトータル電
流（Id = id＋ia＋ie = -(ib+ic)）は一定とすると、Ｏ
ＦＦ相以外の上段の電流（ia,ie）は本来の目標値から
下がってしまう。従って、モータ各相の電流が変動し、
トルクも変動してしまう。

【００５０】５相ブラシレスＤＣモータ(BLDCM)の場合
は、着磁波形の形状及び巻線の巻き方とスキュー角度な
どにより、逆起電圧が１４４度（電気角）以上の台形波
にならないため、各相の電流波形の変動により、各相の
電流で発生する電磁トルクも変動してしまう。そこで、
総合的なモータの出力トルクも変動してしまう。このモ
ータの出力トルクの変動により、騒音が発生する。

【００５１】また、ＯＦＦ相の電流が上昇する間に、そ
の相で発生する電磁トルクが負トルクになるか又は低減
する可能性があるため、一定のモータ電流に対してモー
タの出力トルクが低下してしまう。このトルクの低下量
は、上昇電流の大きさに関係する。その上昇電流の大き
さは、モータの回転速度と、転流相の逆起電圧と、モー
タ及びそのモータの駆動回路の電気的時定数とに関係が
ある。モータの電気的時定数が一定であるとした場合
に、モータの回転速度がある程度速くなると、ＯＦＦ相
の相電流の上昇現象が発生し、回転速度がそれ以上速く
なるほど、転流期間中にＯＦＦ相の逆起電圧の変化量が
大きくなり、上昇電流の大きさも大きくなり、モータの
出力トルクの低下量も大きくなる。このようなモータを
電動式パワーステアリング装置のアシストモータとした
場合は、操舵フィーリングにおいて重い感じ又は粘性感
を生じてしまう。

【００５２】このようなモータの高速回転時の電流及び
トルク変動という問題についての対策方法１及び２を、
以下に説明する。

【００５３】Ａ．対策方法１：モータ及びモータの駆動
回路の電気的時定数を小さくし、目標のモータ回転速度
範囲でＯＦＦ相の電流が次の転流の始まる前に、つまり
ＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変わる前に、転流の過度過
程を終了できるようにする。また、ＯＦＦ相の通電期間
を制限し、逆起電圧の極性が変わる前に、適切なタイミ
ングでＯＦＦ相の通電を終了させることにより、ＯＦＦ
相の電流の上昇現象を防止する。例えば、ｐ対極のｍ相
ブラシレスＤＣモータで、回転速度ｎ［rpm］の場合の
転流間隔時間Ｔ２は下記の式(６)で求められる。

【００５４】 T2 = 60/(n×2p×m) = 30/(n×p×m)［sec］・・・(６) 転流時に、転流相の逆起電圧とその相のＰＷＭデューテ
ィ及びインバータの電源電圧が一定と仮定すると、その
相の電流の過渡特性は１次遅れ系と同じになるため、転
流の過度過程時間Ｔ１は、下記の式(７)に示すように、
モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数Ｔの約３倍
とする。

【００５５】Ｔ１≒３Ｔ・・・(７) ＯＦＦ相の電流上昇現象を発生しないようにするため、
転流の過度過程時間Ｔ１は転流間隔時間Ｔ２の１／２以
下にする必要がある。そこで、Ｔ１＜Ｔ２／２に、上記
式(６)及び式(７)を代入することによって、モータ及び
モータの駆動回路の電気的時定数Ｔは下記式(８)で求め
られる。

【００５６】 T＜T2/6 = 5/(n×p×m)［sec］・・・(８) 具体例として、上記の式(８)を用いて、モータ及びモー
タの駆動回路の電気的時定数Ｔを計算すると、2対極５
相ブラシレスＤＣモータであって、回転速度が５００
［rpm］の場合は電気的時定数Ｔ＜１［msec］にし、３
対極３相ブラシレスＤＣモータであって、回転速度が１
５００［rpm］の場合は電気的時定数Ｔ＜０．３７［mse
c］にし、２対極３相ブラシレスＤＣモータであって、
回転速度が１５００［rpm］の場合は電気的時定数Ｔ＜
０．５６［msec］にする。

【００５７】モータ及びモータの駆動回路の電気的時定
数Ｔを上記の式(８)により設定し、それに伴うＯＦＦ相
の通電期間を制限することにより、ＯＦＦ相の電流の上
昇現象を防止することができ、電流及びトルク変動と騒
音の低減を実現できる。このモータを電動パワーステア
リング装置のアシスト装置として使う場合には、フィー
リングの粘性感が無くなる。

【００５８】上述の具体例によるとモータの回転速度、
極数及び相数が大きくなるほど、モータ及びモータの駆
動回路の電気的時定数Ｔを小さくする必要がある。しか
し、省エネルギー及びシステムの効率向上の観点から
は、駆動回路の抵抗とモータの巻線抵抗を増やすことに
は限界があるので、インダクタンスを減らすことが望ま
しい。インダクタンスを減らすにはモータの磁気回路設
計と巻線の巻き方に依存する。例えば、インダクタンス
を減らす方法としての巻線の巻き方としては、３相モー
タの場合は図４及び図５に示すような波巻で巻線を巻
く。５相モータの場合は図６に示すような巻き方で巻線
を巻く。

【００５９】図４〜図６は、本発明の実施例に係るブラ
シレスＤＣモータの巻線の展開図である。図４及び図５
はそれぞれ３相６極のブラシレスモータの巻線の例であ
る。１つの励磁コイル３６ａ（Ｕ相）の巻線は、巻線溝
ａを通し、相数分の溝ピッチを離した巻線溝ｂを通って
ティース７０を往復した後、同ピッチで次の巻線溝ｃを
通るように巻いていき、ステータ６を１周して元の巻線
溝ａに戻るように巻いている。その次に、更に同じ軌跡
を通り、同様にステータ６を１周して元の巻線溝ａに励
磁コイル２６の線を戻す。このような巻線を繰り返し
て、励磁コイル３６ａ，３６ｂ，３６ｃの導体数を所定
の数にしている。

【００６０】励磁コイル３６は１本の線材を巻いたもの
でも良いし、数本の線材を束ねたものでも良い。本ブラ
シレスＤＣモータでは、図４〜図６に示すように励磁コ
イル３６をループ状に成形していないので、当該モータ
のインダクタンスに影響する励磁コイルのターン数は０
であり、本ブラシレスＤＣモータの自己インダクタンス
は極めて小さい。また、本ブラシレスモータでは、従来
の重ね巻と同じ導体数にしているので、励磁コイルの電
気抵抗は重ね巻とほぼ同じであり、インダクタンスだけ
を小さくしている。

【００６１】磁気回路設計の実施例においては、巻線コ
アと永久磁石のギャップを大きくして、又は磁石の厚み
を増やし、又は希土類磁石の変わりにフェライト磁石を
採用して、巻線コイルの磁気回路の磁気抵抗が向上され
ることにより、コイルのインダクタンスを低減する。

【００６２】Ｂ．対策方法２：上記式(８)より、モータ
回転数ｎと着磁の極対数ｐが大きくなるほど要求される
電気的時定数は小さくなる。システムの効率を考慮する
と回路の抵抗は増やせないので、モータのインダクタン
スＬを小さくする必要がある。しかし、モータの出力、
トルク定数及び体格などの制限により、要求されるイン
ダクタンスを形成できない可能性がある。従って、転流
の過渡過程時間を転流間隔時間の１／２以内に終了でき
ない事態が発生する。また、モータの回転速度が速い時
は、転流時間における転流間隔時間の割合が大きくな
り、転流期間中に転流相の逆起電圧が大きく変わる。転
流相の逆起電圧の大きさに対応して転流相の電流変化率
を制御しないと、転流の過渡過程時間を転流間隔時間の
１／２以内に終了させることができない事態が発生す
る。

【００６３】このような場合は、ＯＦＦ相の逆起電圧の
変化に対応してＯＦＦ相の電流変化率を制御し、逆起電
圧の極性が変わる前にＯＦＦ相の電流を遮断する必要が
ある。その方法を図７〜図１０を参照して説明する。

【００６４】図７は、前述の逆起電圧の極性が変わる前
にＯＦＦ相の電流を遮断するための第１の方法を示すフ
ローチャートである。先ず制御回路２１は、モータの回
転角速度（ω）を計測及び推定し（ステップＳ１）、そ
の回転角速度（ω）に基づいて転流間隔時間を計算する
（ステップＳ２）。モータ回転角速度の計測及び推定
は、モータの回転パルス、回転絶対位置の演算又はモー
タの逆起電圧の推定により実行する。その後、モータの
回転角速度ωを変数として、例えば制御回路２１は、Ｏ
ＦＦ相に与えるＰＷＭ信号のデューティ比Duty2を下記
のように変更する（ステップＳ３）。

【００６５】制御回路２１では、モータ電流Ｉ、ＯＮ相
に与えるＰＷＭ信号のデューティ比Duty1及びモータ回
転角速度ωの３つの信号から、ＯＦＦ相に与えるＰＷＭ
信号のデューティ比Duty2を演算する。その演算式は、
次式(９)に示す関数ｆで表わされる。

【００６６】 Duty2 ＝ f(I,Duty1，ω,Vb,R,Km) …(９) 次に、関数ｆの例を説明する。図３のモータ駆動回路２
３に供給される電源電圧をＶb、励磁コイルａ〜ｅの中
心接続点（各相の合流点）の電圧をＶnとし、Ｖn＝(1/
2)Ｖbと仮定する。そして、ある相に対するＰＷＭ信号
のデューティ比をDuty2とすると、その相の電圧方程式
は次式(１０)のようになる。

【００６７】 Duty2＝f(I,Dutyl,ω,Vb,R,Km)＝0.5＋Km×ω／２Vb …(10) この式を次式(１１)のように変更して、ＯＦＦ相のＰＷ
Ｍ信号のデューティ比を計算する（ステップＳ３）。

【００６８】 Duty2＝f(I,Dutyl,ω,Vb,R,Km)＝0.5＋g(ω) ×Km×ω／２Vb …(11) ここで、Ｒは各相のコイル抵抗であり、Ｋｍはモータの
電圧定数[volt・sec]である。

【００６９】このデューティ比の計算に基づいて制御回
路２１は、ＯＦＦ相の電流変化率をなるべく立ち上がり
相の電流変化率と同じになるように制御し、かつ転流の
過渡過程時間を制御する。制御回路２１は、転流初め(t
l)から転流間隔時間の半分(t3)を経過する前に、ＯＦＦ
相の電流をＯＦＦさせる（ステップＳ４）。

【００７０】図８は、ステップＳ４において、ＯＦＦ相
の電流をＯＦＦさせるための処理の具体例を示すフロー
チャートである。先ず転流開始信号を受けると（ステッ
プＳ１１）、転流経過時間（ｔ）をカウントする（ステ
ップＳ１２）。そして、このステップＳ１２におけるカ
ウント値が目標の転流の過渡過程時間（Ｔ１）になった
か否かを判断する（ステップＳ１３）。ステップＳ１３
においてカウント値が転流の過渡過程時間（(t2-t1)/
２）になったと判断した場合は、ＯＦＦ相の供給電圧を
零にする（ステップＳ１４）。

【００７１】ところで、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせる
には、下記の３つの方法ａ）〜ｃ）がある。

【００７２】ａ）立上り相と立下り相の電流変化率をな
るべく一致させるように、ＯＦＦ相の供給電圧（ＰＷＭ
駆動デューティ）をＯＦＦ相の逆起電圧の変化に応じて
小さくして電流を０まで落とす。

【００７３】ｂ）ＯＦＦ相の供給電圧を０にして電流を
強制的に０まで落とす。

【００７４】ｃ）前記ａ），ｂ）の両方の処理をするこ
とにより、電流を０まで落とす。

【００７５】図９は、前述の逆起電圧の極性が変わる前
にＯＦＦ相の電流を遮断するための第２の方法を示すフ
ローチャートである。先ず制御回路２１は、モータの回
転電気角度（θ）を計測し（ステップＳ２１）、その回
転電気角度（θ）に基づいてモータの回転角速度（ω）
を計算する（ステップＳ２２）。その後、例えば、制御
回路２１は、ＯＦＦ相に与えるＰＷＭ信号のデューティ
比Duty2を、下式(１２) Duty2 = f(I,Dutyl,ω,Vb,R,Km) = 0.5＋Km×ω/2Vb …(12) を用いて計算していたのを、下式(１３)に変更して計算
する（ステップＳ２３）。

【００７６】 Duty2=f(I,Dutyl,ω,θ,Vb,R,Km)=0.5＋g(ω,θ)×Km×ω/2Vb …(13) このデューティ比の計算に基づいて制御回路２１は、Ｏ
ＦＦ相の電流変化率をなるべく立ち上がり相の電流変化
率と同じになるように制御し、かつ転流の過渡過程時間
を制御する。そして、制御回路２１は、ＯＦＦ相の逆起
電圧の極性が変わる前に、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせ
る（ステップＳ２４）。

【００７７】図１０は、ステップＳ２４において、ＯＦ
Ｆ相の電流をＯＦＦさせるための処理の具体例を示すフ
ローチャートである。先ず制御回路２１は、転流開始時
のモータの回転位置θ1を示す信号を受けると（ステッ
プＳ３１）、そのモータの回転位置θ1に基づいて、次
の転流の回転位置θ2を計算する（ステップＳ３２）。
そして、転流開始時のモータの回転位置θ1と次の転流
の回転位置θ2を用いて、ＯＦＦ相の逆起電圧の極性が
変わる回転位置θ3を計算し、現時点のモータの回転電
気角度θと回転位置θ3を比較し（ステップＳ３３）、
現時点のモータの回転電気角度θと回転位置θ3とが同
一になったと判断したときに、ＯＦＦ相への供給電圧を
０とすることで（ステップＳ３４）、ＯＦＦ相の逆起電
圧の極性が変わる前に、ＯＦＦ相の電流をＯＦＦさせ
る。

【００７８】

【発明の効果】以上の様に本発明によれば、転流時の電
流変化率（立ち上り及び立ち下がり相の電流変化率）を
制御する電流変化率制御手段を有すると共に、複数の励
磁相を有するブラシレスモータの駆動制御装置におい
て、電流変化率制御手段は、転流動作において相電流が
過渡状態になっている時間である転流の過渡時間を、あ
る転流の開始時間から次の転流の開始時間までに要する
時間である転流間隔時間の１／２以内に終了させるの
で、モータ及びモータの駆動回路の電気的時定数を適宜
に設計し、かつＯＦＦ相の電流をＯＦＦ相の逆起電圧の
極性が変わる前にＯＦＦさせて、転流相の電流の変化率
をなるべく一致させた状態を維持しながら、ＯＦＦ相の
電流が逆上昇する現象を抑えることができる。従って、
本発明によれば、ブラシレスモータにおける電流変動、
トルク変動及び騒音の発生を抑制することができる。そ
こで、本発明に係るブラシレスモータとその駆動制御装
置を電動式パワーステアリング装置のアシストモータ及
びその駆動制御装置として用いれば、低騒音でかつ操舵
フィーリングの良い電動式パワーステアリング装置を構
築することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係るブラシレスモータとその
駆動制御装置におけるＯＦＦ相の電流変化の例を示す波
形図である。

【図２】本発明の実施例に係る５相ブラシレスモータの
断面図である。

【図３】本発明の実施例に係るモータ駆動制御装置を示
す回路図である。

【図４】本発明の実施例に係るブラシレスモータの巻線
の第１の巻き方を示す説明図である。

【図５】本発明の実施例に係るブラシレスモータの巻線
の第２の巻き方を示す説明図である。

【図６】本発明の実施例に係るブラシレスモータの巻線
の第３の巻き方を示す説明図である。

【図７】逆起電圧の極性が変わる前にＯＦＦ相の電流を
遮断するための第１の方法を示すフローチャートであ
る。

【図８】図７に示す方法におけるＯＦＦ相の電流をＯＦ
Ｆさせるための処理の具体例を示すフローチャートであ
る。

【図９】逆起電圧の極性が変わる前にＯＦＦ相の電流を
遮断するための第２の方法を示すフローチャートであ
る。

【図１０】図９に示す方法におけるＯＦＦ相の電流をＯ
ＦＦさせるための処理の具体例を示すフローチャートで
ある。

【図１１】５相ブラシレスモータの各相の励磁電流例を
示す波形図である。

【図１２】従来の励磁電流切替時の各相の電流変化及び
電磁トルク変化の一例を示す波形図である。

【図１３】従来のブラシレスモータにおけるＯＦＦ相の
電流変化例を示す波形図である。

【符号の説明】

１５相ブラシレスモータ２円筒形ハウジング３軸受４回転軸５永久磁石６ステータ７ロータ８永久磁石１１位相検出素子１２コイル回路２０モータ駆動制御装置２１制御回路２２ＦＥＴゲート駆動回路２３モータ駆動回路２４電流検出回路２５ロータ位置検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H019 AA02 BB01 BB05 BB15 BB19 BB22 CC03 5H560 AA08 AA10 BB05 BB07 BB12 DA02 DA20 DC02 DC12 EB01 RR01 RR05 SS02 TT15 UA05 XA02 XA12 5H603 AA01 BB01 BB07 BB10 BB12 CA01 CA05 CB01 CC03 CD01 CD06 CD21

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】駆動回路のインピーダンスを含む電気的時
定数が転流間隔時間の１／６以下となっていることを特
徴とするブラシレスモータ。
【請求項２】１つの励磁コイルの巻線が、第１巻線溝を
通し、相数分の溝ピッチだけ離れた第２巻線溝を通って
ティースを往復した後、同ピッチで次の第３巻線溝を通
るように順次巻回され、ステータを１周して前記第１巻
線溝に戻るように巻回されている請求項１に記載のブラ
シレスモータ。
【請求項３】転流時の電流変化率を制御する電流変化率
制御手段を有すると共に、複数の励磁相を有するブラシ
レスモータの駆動制御装置において、前記電流変化率制
御手段は、転流動作において相電流が過渡状態になって
いる時間である転流の過渡時間を、ある転流の開始時間
から次の転流の開始時間までに要する時間である転流間
隔時間の１／２以内に終了させることを特徴とするブラ
シレスモータの駆動制御装置。
【請求項４】駆動回路のインピーダンスを含むブラシレ
スモータの電気的時定数が前記転流間隔時間の１／６以
下である請求項３に記載のブラシレスモータの駆動制御
装置。
【請求項５】前記電流変化率制御手段は、前記転流の過
渡時間を、ブラシレスモータの回転速度を変数とした転
流相の電流制御によって制御するようになっている請求
項３又は４に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
【請求項６】前記電流変化率制御手段は、前記転流の過
渡時間を、ブラシレスモータの回転電気角度を変数とし
た転流相の電流制御によって制御するようになっている
請求項３又は４に記載のブラシレスモータの駆動制御装
置。
【請求項７】前記電流変化率制御手段が、励磁コイルに
おける転流相の中の立ち下がり相への駆動電流を供給す
る期間を制限するようになっている請求項３乃至６のい
ずれかに記載のブラシレスモータの駆動制御装置。