JP2001103033A

JP2001103033A - データ伝送装置

Info

Publication number: JP2001103033A
Application number: JP27813599A
Authority: JP
Inventors: Tatsuhiro Nakada; 樹広仲田
Original assignee: Hitachi Denshi KK
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 1999-09-30
Filing date: 1999-09-30
Publication date: 2001-04-13
Also published as: EP1089510A2; EP1089510A3; US7020116B1

Abstract

(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ受信装置において、受信サンプリン
グクロックの同期処理及びフレームタイミング、シンボ
ルタイミングの制御を、常に適切に行うことを目的とす
る。【解決手段】直交周波数分割多重変調方式を用いたデ
ータ伝送装置において、受信装置に、受信信号と所定の
同期シンボル信号との相関演算により得られる相互相関
値系列信号を解析してシンボル間干渉が最小となる有効
相関ピークを検出し、該検出した有効相関ピークに基づ
いて当該受信装置の受信サンプリングクロック同期処理
及びフレームタイミング、シンボルタイミングの制御を
行うようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はデータ伝送装置、特
に直交周波数分割多重変調(ＯＦＤＭ:OrthogonalFreque
ncy Divisional Multiplexing)方式を用いたデータ伝送
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体向けディジタル音声放送
や、地上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適し
た変調方式として、マルチパスフェージングやゴースト
に強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式
（Orthogonal Frequency DivisionMultiplex：ＯＦＤ
Ｍ)が注目を浴びている。このＯＦＤＭ方式は、マル
チキャリア変調方式の一種であって、互いに直交するｎ
本(ｎは数十〜数百)の搬送波にディジタル変調を施した
伝送方式である。そして、図２に示すように、多数のデ
ィジタル変調波を加算し、Ｉ軸、Ｑ軸を直交変調して得
られた変調信号を送信する。上記ディジタル変調方式
としては４相差動位相偏移変調方式(ＤＱＰＳＫ：Diffe
rential Quadrature Phase ShiftKeying)が一般的によ
く用いられるが、１６値直交振幅変調方式(１６ＱＡ
Ｍ：16Quadrature Amplitude Modulation)や、３２ＱＡ
Ｍなどの多値変調方式を用いることも可能である。ま
た、図３に示すように、ＯＦＤＭのシンボル構成は、有
効データシンボルに遅延波の影響を軽減するためのガー
ドインターバルが付加された構成である。ガードインタ
ーバルは、有効データシンボルの信号が、巡回的になる
ように付加される信号である。ガードインターバルの
付加により、ガード内の遅延時間の遅延波に対しては、
そのシンボル間干渉による劣化を避けることが出来るた
め、マルチパスフェージングに対して強い耐性を有して
いる。

【０００３】一方、ＯＦＤＭ方式は各キャリア間の周波
数間隔が狭いため、送受信装置間のキャリア周波数誤差
や復調系のサンプリングクロック周波数誤差によるキャ
リア間の干渉を生じ易く、それらの周波数に高い精度を
必要とする。そのため、受信装置がＯＦＤＭ信号を正し
く受信し続けるためには、受信装置のサンプリングクロ
ック周波数を送信信号のサンプリングクロック周波数に
一致させるサンプリングクロック再生処理の必要があ
る。また、受信信号のフレーム周期やシンボル周期が
時間的に変動する場合には、受信装置のサンプリングク
ロック周波数をその変動に追随させる必要がある。その
ため、送信側においては、ＯＦＤＭ送信信号を、有効デ
ータシンボルと数種類の同期シンボル群から伝送フレー
ムを構成して伝送する。該伝送フレームの構成例を図
４に示す。受信側では、この同期シンボルに基づいて同
期引き込み処理を行い、送信側、受信側のサンプリング
クロック周波数の同期をとり、ＯＦＤＭ信号の復調を行
っている。

【０００４】次に、この伝送フレームを送信する送信装
置を図５に示し、動作を説明する。図４に示す様に、第
１のシンボルは無信号同期シンボル(以下、ヌルシンボ
ル)であり、ヌルシンボル発生器５４にて生成される。
このヌルシンボルはＩ，Ｑ軸共に、その振幅レベルが
０であり、時間軸上の特定の位置を大まかに検出するた
めのシンボルである。第２のシンボルは、振幅が一定
で、シンボル期間にわたって伝送帯域内の下限周波数か
ら上限周波数まで時間とともに一定の割合で周波数が変
化しているシンボル(以下、スイープシンボル)であり、
スイープシンボル発生器５５にて生成される。このス
イープシンボルは、その自己相関関数が鋭いピーク値を
持つことから、この性質を利用してヌルシンボルと比べ
て高精度で時間軸上の特定の時点を得ることが可能であ
る。第３シンボル以降のシンボルは、有効データを伝送
するデータシンボルから構成されており、数十から数百
シンボルのデータシンボルが連続している。このデー
タシンボルは、コンステレーションマッピング部５１に
てマッピングされたデータを、ＩＦＦＴ(Inverse Fast
Fourie Transform)演算部５２にてＩＦＦＴ演算し、時
間軸信号に変換する。ガードインターバル付加部５３で
は、ＩＦＦＴ演算部５２からの信号にガードインターバ
ルを付加して、ＯＦＤＭ信号のデータシンボルが生成さ
れる。これら同期シンボル及びデータシンボルから伝送
フレームを構成し、セレクタ５６からは、フレーム構成
されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が出力される。この
信号はＤ／Ａ変換部５７に入力してディジタル／アナロ
グ変換された後、ベースバンド(ＢＢ)／ＩＦ変換部５８
にて中間周波数(ＩＦ：ＩｎｔｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）帯域にアップコンバートされ、伝送フレーム単位
で、ＯＦＤＭ方式の送信信号を送信する。

【０００５】図６に示す受信装置においては、受信信号
を、ＩＦ帯域に変換した後、ＩＦ／ＢＢ変換部６１にて
ＩＦ帯域の信号からベースバンドの周波数帯域の信号に
変換し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を得る。そし
て、このベースバンドＯＦＤＭ信号を、ＶＣＯ６７から
のサンプリングクロックを用いてＡ／Ｄ変換部６２にて
サンプリングし、受信サンプル値系列の信号を得る。次
に、Ａ／Ｄ変換部６２でサンプリングする際のサンプリ
ングクロック周波数を、送信信号のサンプリングクロッ
ク周波数に一致させる、受信側サンプリングクロック再
生処理、及び受信サンプル値系列信号のフレームやシン
ボルの遷移点を検出して、受信装置におけるフレームや
シンボル周期のタイミングを制御する一連の処理につい
て、図８を参照して説明する。上記のフレームタイミン
グやシンボルタイミングは、フレームカウンタ６８のＲ
ＥＳ端子にて、受信サンプリングクロック単位でカウン
トしている。まず、第一段階として、ヌルシンボル検出
部６３では、Ａ／Ｄ変換部６２からの受信サンプル値系
列信号からヌルシンボルの開始点を検出し、伝送フレー
ムの大まかな開始時点を示す信号ＮＳを出力する。Ｎ
Ｓはフレームカウンタ６８に入力され、時刻ＴＣ_１
に、フレームカウンタ６８のカウント値をリセットす
る。フレームカウンタ６８は、受信サンプリングクロッ
ク単位でカウントし続け、現時点でのフレームやシンボ
ルのタイミングを大まかに決定する。第二段階では、ヌ
ルシンボル検出部６３にて検出されたフレームの開始時
点が誤差を含んでいるため、更に高精度に、伝送フレー
ムの時間軸上の特定の時点を検出する。そのため、ま
ず、第一段階にて得られた、ヌルシンボル開始位置に基
づき、時間軸上に、所定の長さの時間窓を設ける。一
般的に、この時間窓の長さは、スイープシンボル信号を
含む長さを有している。

【０００６】スイープシンボル相関演算部６４では、こ
の時間窓に含まれる受信サンプル値系列信号と、あらか
じめ記憶されているスイープシンボル信号との相互相関
計算を、時間窓を時間軸上で順次移動させながら各時間
窓の位置毎に行い、相互相関値系列信号を算出する。
ここで、この時間窓は、スイープシンボルの前後に、十
数サンプル程度移動させ、少なくとも受信信号のスイー
プシンボル期間を含むようにする。スイープシンボル
は、自己相関関数が鋭いピーク値を持つため、受信スイ
ープシンボルとあらかじめ記憶されているスイープシン
ボルが一致したとき、相関値は大な値となり、受信スイ
ープシンボルが時間軸上でずれた場合には、相関値はほ
ぼ０となる。このようにして時間窓を移動させたとき
の相互相関値系列は、図７のようになる。次に、相関最
大値位置検出部６５で、相互相関値系列から最大値を検
出する。相関最大値は、時間窓の位置が受信信号におけ
るスイープシンボルの位置と一致したときに最大とな
る。そして、相関最大値を出力した時の時間窓の位置
と、前記第一段階で検出したヌルシンボル開始位置に基
づいてカウントしたスイープシンボルの時点との時間軸
上における誤差を、受信サンプリングクロック単位で算
出し、誤差情報ＥＲＲを出力する。相関最大値位置検出
部６５は、受信サンプル値系列におけるスイープシンボ
ル位置を高精度に検出することが可能であるため、時刻
ＴＣ₃ では相関最大値位置検出部６５にて得られた誤差
情報ＥＲＲを、フレームカウンタ６８のＬＤ端子に入力
し、カウント値を補正する。このカウント値の補正
は、例えば時刻ＴＣ₃におけるカウント値を誤差情報Ｅ
ＲＲの値だけ前後に補正することにより、次のフレーム
の開始時点(ＴＣ₄ )における受信サンプル値系列のフレ
ームタイミングとフレームカウンタ６８のフレームタイ
ミングが一致する。

【０００７】また、この誤差情報ＥＲＲは、送信側のサ
ンプリングクロックでカウントした１フレーム期間と、
受信サンプリングクロックにてカウントした１フレーム
期間との時間的な誤差を、受信サンプリングクロック単
位でカウントした値であり、受信サンプリングクロック
の周波数誤差として換算される。そのため、ＶＣＯ制御
部６６では、この相関最大値位置検出部６５からの誤差
情報ＥＲＲより、ＶＣＯ６７の出力クロック周波数を可
変制御するための信号を出力する。ＶＣＯ６７は、Ｖ
ＣＯ制御部６６からの周波数制御信号に基づいて可変制
御されたサンプリングクロックを出力する。この周波数
制御を、第３フレーム以降も同様に行うことで、受信し
たＯＦＤＭ信号をサンプリングするサンプリングクロッ
クを、常に送信側のクロックに同期させることが出来
る。また、図８の第４フレームのように、受信サンプリ
ングクロック周波数制御がほぼ安定した後は、受信サン
プリングクロック周波数の微妙な誤差は、フレームカウ
ンタ６８のカウント値に反映させない様、受信サンプリ
ング誤差情報ＥＲＲの値が所定の範囲内(例えば±１以
内)に収まっていた場合は、カウント値の補正を行わな
い。これは、受信サンプリングクロック周波数の制御
をサンプル単位で行っているために、受信サンプリング
クロック周波数の誤差を、１フレームで±１クロック以
内に制御することが出来ないためである。以上の処理に
より、受信サンプル値系列とフレームカウンタ６８のカ
ウント値が同期するため、受信サンプル値系列上のフレ
ームやシンボルの遷移点等の特定の時点を、正確に知る
ことが出来る。

【０００８】次に、上記の受信サンプリングクロック再
生処理およびフレームタイミング、シンボルタイミング
の制御が確立した後の復調処理について説明する。まず
Ａ／Ｄ変換器６２からの受信サンプル値系列信号は、Ｆ
ＦＴ(Fast FourieTransform：高速フーリエ変換)演算部
６９に入力される。この受信サンプル値系列信号をＦＦ
Ｔ演算部６９に入力する際のタイミング、即ち、ＦＦＴ
の時間窓は、一般的にガードインターバルを有効に活用
するため、図９に示す様に、シンボルの後方期間の受信
サンプル値系列を入力する。ここで、ＯＦＤＭ変調信号
はガードインターバルを有しているため、図１０に示す
様に、山や建物による反射波が入力したとしても遅延時
間がガードインターバル期間内であれば、前後のシンボ
ルが混入することはない。しかし、図１１に示す様に、
ガードインターバル期間以上の遅延時間を有する反射波
が存在した場合は、前のシンボルが混入し、シンボル間
干渉が発生する。つまり、ＯＦＤＭ信号におけるシンボ
ル間干渉は、ガウス雑音の混入とみなされるため、結果
的にＣ／Ｎ（キャリア対雑音比：Carrier／Noise)の劣
化として現れ、符号誤り率が劣化する。ここで、ＦＦＴ
演算部６９に入力されたデータ(受信サンプル値系列信
号)は、高速フーリエ変換され、時間軸信号から周波数
軸信号に変換される。そして、復調処理部６Ａは、ＦＦ
Ｔ演算部６９で周波数軸に変換されたデータを、各キャ
リア毎に変調方式に基づいて復調を行い、復調結果を出
力する。以上の処理により、ＯＦＤＭ変調方式を用いた
ディジタル信号伝送を行うことが出来る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術による送
信装置及び受信装置を用いて伝送を行う場合において、
移動体伝送等の劣悪な伝送路条件での伝送を考える。こ
のような伝送路では、送信装置から受信装置に直接伝搬
される主波と、建物や山等に反射した様々な反射波と
が、それぞれ所定遅延時間を伴って伝搬されるため、受
信装置では、それらの合成波が受信されることになる。
また、移動体伝送では、このような反射波の遅延時間や
レベル等が刻々と変動し、さらには主波が建物等で遮断
されて、主波のレベルが小さくなり、反射波のレベルの
方が大きくなることもある。これに対して、固定回線伝
送においては、一般的に送信装置から受信装置まで見通
しのきく場所を選んで回線設計が行われるため、レベル
の大きな主波が安定して存在し、移動体伝送ほど劣悪な
伝送路条件になることは少ない。しかし、複数の中継局
において、同一の周波数で中継伝送するＳＦＮ(SingleF
requency Network)方式の場合、中継局と中継局の中間
地点付近では伝搬の伝搬遅延時間差によるレベルの大き
な２つの信号の合成波が受信されることとなる。この場
合、先に受信装置に到達した信号を主波、後から到達し
た信号を反射波としてみなすことが出来る。

【００１０】このような反射波が主波に混入した時の受
信したスイープシンボル信号と受信装置に予め記憶され
ているスイープシンボル信号との相互相関値の算出の例
を、図１２、図１３に示す。図１２はレベルの大きい主
波と、主波よりもレベルは小さいが、ある遅延時間を伴
った反射波が存在する伝送路条件の場合を示す。この
ような反射波が混入すると、受信装置の相互相関値系列
中に、主波と反射波のレベル及び遅延時間に応じたピー
クがそれぞれ発生する。図１２ではグラフの中央に主
波による相関ピークが存在し、その右側に反射波による
相関ピークが存在している。受信装置の相関最大値位置
検出部６５では、図１２に示された様な相互相関値系列
中から最大値を検出する。この場合、グラフの中央に、
主波による相関最大値が存在しているため、相関最大値
位置検出部６５では、この主波による相関ピークを最大
値として検出し、来れに基づいて、受信サンプリングク
ロック同期処理及びフレームタイミング、シンボルタイ
ミングの制御を行っている。この時の受信信号の模式図
を図１０に示す。ここで、図１０は反射波の遅延時間
がガードインターバル期間よりも短い状態を示してい
る。この場合、相関最大値は、レベルの大きな主波によ
るものであるため、ＦＦＴ演算部６９の時間窓は主波の
タイミングに基づいて決定される。従って、前後のシ
ンボルが混入することは無く、シンボル間干渉は発生し
ない。

【００１１】これに対して、図１３に示す例は、主波
と、主波よりもレベルが大きく、更に遅延時間がガード
インターバル長よりも短い反射波が存在する伝送路条件
の場合を示している。図１３のグラフ中央には主波に
よる相関ピークがあり、グラフ右側に主波よりも大きな
レベルの反射波による相関ピークが示されている。この
様な場合、相関最大値位置検出部６５では、図１３に示
されたように相互相関値系列中において、グラフの右側
の反射波による相関ピークが最大値であるため、それを
最大値として検出する。これにより、この反射波による
相関ピークに基づいてフレームタイミング及びシンボル
タイミングの制御が行われる。この場合の受信信号の状
態を図１４に示す。つまり、この場合は、フレームカ
ウンタ８２によるフレームタイミング及びシンボルタイ
ミングは、上記の様に反射波に基づいて制御されるた
め、ＦＦＴ演算部６９の時間窓も、反射波のタイミング
で決定される。この様に、ＦＦＴ時間窓が反射波に同期
してしまうため、ＦＦＴ演算部６９に入力される受信サ
ンプル値系列信号には、現在のシンボルの主波と反射波
に加えて、次のシンボルの主波が合成されて入力してし
まい、シンボル間干渉が生じてしまう。つまり、次の
シンボルの主波は現在のシンボルに雑音として混入する
ため、結果としてＣ／Ｎの劣化が発生し、符号誤り率が
劣化してしまう。このＣ／Ｎ劣化の例を示すと、有効シ
ンボル長が５１．２μｓｅｃの場合で、主波よりも５ｄ
Ｂレベルが高く、遅延時間が１．５μｓの反射波が混入
した場合に、Ｃ／Ｎは約２１ｄＢに劣化してしまうとい
う欠点が挙げられる。

【００１２】次に、図２２は、主波と、主波よりも更に
レベルが大きく、遅延時間がガードインターバル長より
も長い反射波が存在する伝送路条件の場合を示してい
る。図２２のグラフ中央には主波による相関ピークがあ
り、グラフの右側には主波よりも更に大きなレベルの反
射波による相関ピークが示されている。このような場合
においては、ＦＦＴ演算部６９の時間窓を反射波のタイ
ミングに合わせて設定した方が、シンボル間干渉の度合
いが少なくなる場合がある。このような場合の例を、図
２３の模式図、図２４を用いて説明する。図２３の様
に、主波のタイミングに基づきＦＦＴ時間窓を設定した
場合には、ガードインターバルを超えて混入した前のシ
ンボルの反射波が現在のシンボルに混入し、シンボル間
干渉を引き起こす。一方、反射波のタイミングに基づ
いてＦＦＴ時間窓を設定した場合には、次のシンボルの
主波が現在のシンボルに混入するため、同様にシンボル
間干渉を引き起こす。つまり、ガードインターバル長よ
り長い遅延時間の反射波が混入したときに、主波のタイ
ミングに基づいてＦＦＴ時間窓を設定した場合と、反射
波のタイミングに基づいてＦＦＴ時間窓を設定した場合
とで、何れの場合もシンボル間干渉を引き起こすが、前
のシンボルの反射波が混入するか、次のシンボルの主波
が混入するかの違いにより、発生するシンボル間干渉の
度合いは異なる。

【００１３】図２４は、ガードインターバル長より遅延
時間の長い反射波が存在する時に、ＦＦＴ時間窓を主波
あるいは反射波のどちらに同期させた方がシンボル間干
渉の度合いが少なくなるかを示した図である。ここで、
図２４の縦軸は、主波と反射波のレベルの比率(Ｄ／Ｕ
比)をデシベル単位で表し、横軸は反射波の遅延時間を
表すものである。なお、この場合は、ＯＦＤＭデータ
シンボルの有効シンボル長を５１．２μｓ、ガードイン
ターバル長を１．６μｓとしている。この図において、
グラフの上側部分の領域(白色部分)では、主波のタイミ
ングでＦＦＴ時間窓を設けた方がシンボル間干渉が少な
く、グラフの下側部分の領域(斜線部分)では反射波のタ
イミングでＦＦＴ時間窓を設けた方がシンボル間干渉が
少なくなることを表している。また、遅延時間がガー
ドインターバル期間内で、反射波よりも主波のレベルの
方が大きな場合には、前述のように、ＦＦＴの時間窓を
常に主波のタイミングで設けることで、シンボル間干渉
はなくなる。このように、ガードインターバル長を超え
る遅延時間を伴った反射波が存在する場合、主波あるい
は反射波のどちらのタイミングでＦＦＴ時間窓を設けた
方がシンボル間干渉が少なくなるかは、反射波の遅延時
間とレベルにより異なる。

【００１４】ここで、移動体伝送での運用を考慮する
と、前述の様に、伝送路状況は刻々と変化するため、相
互相関値系列は図１２や図１３の例に示したように変化
する。例えば、あるフレームでは主波による相関ピーク
が大きくなり、次のフレームでは反射波による相関ピー
クが大きくなったりと、相互相関値系列における主波と
反射波の相関ピーク値の変動が激しくなる。前述の様
に、相関最大値位置検出部６５は、この様な相互相関値
系列の変動に追従してしまうため、伝送路状況によって
最大値を検出したときの時間窓の位置が変動し、誤差情
報ＥＲＲの値も変動してしまう。これがＶＣＯ制御部６
６に反映され、結果的にＶＣＯ６７から出力される受信
サンプリングクロック周波数も変動してしまい、復調処
理部６Ａにおいて正しい復調処理が出来なくなる。更
に、誤差情報ＥＲＲの変動は、フレームカウンタ６８の
カウンタ値をも変動させることになるため、フレームタ
イミング及びシンボルタイミングも変動してしまうとい
う欠点が生じる。そこで本発明は上記欠点を除去し、Ｏ
ＦＤＭ方式で伝送を行うディジタル伝送装置において、
受信サンプリングクロックの同期処理及びフレームタイ
ミング、シンボルタイミングの制御を、常に適切に行う
ことを目的とする。また、伝送路状況が変動する移動体
伝送等の運用において、相互相関ピーク値が変動する場
合でも、受信側サンプリングクロック周波数を送信側サ
ンプリングクロック周波数に常に同期させ、安定して供
給し続けることを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ
伝送装置において、受信装置に、受信信号と所定の同期
シンボル信号との相関演算により得られる相互相関値系
列信号を解析してシンボル間干渉が最小となる有効相関
ピークを検出し、該検出した有効相関ピークに基づいて
当該受信装置の受信サンプリングクロック同期処理及び
フレームタイミング、シンボルタイミングの制御を行う
ようにしたものである。また、直交周波数分割多重変調
方式を用いたデータ伝送装置において、受信装置に、受
信信号と所定の同期シンボル信号との相関演算により得
られる相互相関値系列信号を解析し、相関ピークが所定
値以上で、シンボル間干渉が最小となる有効相関ピーク
を検出し、該検出した有効相関ピークに基づいて当該受
信装置の受信サンプリングクロック同期処理及びフレー
ムタイミング、シンボルタイミングの制御を行う制御信
号を生成するようにしたものである。更に、上記有効相
関ピークを検出できない場合は、当該受信装置の受信サ
ンプリングクロック同期処理及びフレームタイミング、
シンボルタイミングの制御を保留し、直前の制御状態を
保持するようにしたものである。そして、上記有効相関
ピークに基づいて受信サンプリングクロック周波数を送
信側のサンプリングクロックに同期させるように制御す
るものである。即ち、受信装置において、受信信号と所
定の同期シンボルとの相互相関演算を施して相互相関値
系列信号を得る。そして、得られた相互相関値系列中か
ら主波あるいは反射波により生成された複数の相関ピー
クを検出する。ここで、検出された相関ピーク値と所定
値との大小関係を比較し、検出された相関ピーク値の方
が所定値よりも大きな場合は、有効相関ピークとして判
断し、所定レベル以上の電力を有する主波あるいは反射
波の相関ピークを検出する。そして、主波あるいは反射
波のどちらの相関ピークのタイミングでＦＦＴ時間窓を
設けた方が良いかを判断し、同期確立用の相関ピークを
特定する。

【００１６】以上の処理により得られた同期確立用の有
効相関ピークに基づいて、受信装置の受信サンプリング
クロック同期処理及びフレームタイミング、シンボルタ
イミングの制御を行うものである。ここで、伝送路状況
の変動等により、安定して存在していた同期確立用の有
効相関ピークのレベルが減少し、所定値よりも相関ピー
ク値の方が小くなる場合、伝送路状況が劣悪で、安定し
た受信信号が受信装置に到達していないものと判断し
て、受信装置の受信サンプリングクロック同期処理及び
フレームタイミング、シンボルタイミングの制御を保留
し、安定して受信された時の制御状態を保持したまま復
調を行うようにしたものである。この様に、受信装置の
受信サンプリングクロック同期処理、フレームタイミン
グ、シンボルタイミングの制御を最適な相関ピークに基
づいて行うことにより、シンボル間干渉を抑えることが
出来、符号誤り率の劣化も抑えることが出来る。さら
に、移動体伝送等の運用において伝送路状況が変動し、
受信装置において相互相関ピーク値が変動する場合にお
いても、安定した有効相関ピークに基づいて受信サンプ
リングクロック周波数の同期処理を行うことができ、受
信サンプリングクロック周波数を送信サンプリングクロ
ック周波数に常に同期させ、受信サンプリングクロック
を安定して供給し続けることが可能となる。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるディジタル伝
送装置の受信装置について、図１の実施形態により詳細
に説明する。送信装置から伝送され伝送路を経由して受
信装置に到達した受信信号は、従来の技術と同様に、ま
ず、ＩＦ／ＢＢ変換部６１にて中間周波数(ＩＦ)帯域の
信号からベースバンド周波数帯域の信号に変換される。
ＩＦ／ＢＢ変換部６１からの出力は、Ａ／Ｄ変換部６２
にて受信サンプリングクロックを用いてアナログ／ディ
ジタル変換される。Ａ／Ｄ変換部６２により得られた
受信サンプル値系列信号は、ヌルシンボル検出部６３と
スイープシンボル相関演算部６４及びＦＦＴ演算部に入
力される。ヌルシンボル検出部６３では、受信サンプ
ル値系列信号からヌルシンボルを検出し、フレームの開
始時点を大まかに検出する。ヌルシンボル検出部６３
の出力ＮＳは、スイープシンボル相関演算部６４に入力
され、フレーム開始信号ＮＳのタイミングに基づいて受
信サンプル値系列信号と、予め設定されているスイープ
シンボルとの相互相関演算を行い、相互相関値系列を得
る。

【００１８】以下、本発明による有効相関位置検出部１
を含む受信装置の動作を説明する。有効相関位置検出部
１の構成を図１５に示す。有効相関位置検出部１は、
有効相関ピーク検出部１１と制御状態保護部１２から構
成される。また、図１６に有効相関ピーク検出部１１
の詳細な構成を示す。スイープシンボル相関演算部６４
の出力である相互相関値系列信号は、ＤＦＦ(Ｄ形フリ
ップフロップ)１１４に入力され、ＤＦＦ１１４の出力
はＤＦＦ１１５に入力される。ここで、相互相関値系
列信号を、図１７に示すように、Ｃ(Ｔ)(但しＴはサン
プル番号で自然数)と定義すると、ＤＦＦ１１４の入力
はＣ(Ｔ)、ＤＦＦ１１５の入力はＣ(Ｔ-1)、ＤＦＦ１１
５の出力はＣ(Ｔ-2)として表すことが出来る。前述のよ
うに、受信信号における主波とは、受信装置に最も早く
到達した信号であり、これは相互相関値系列Ｃ(Ｔ)にお
ける相関ピークの中で最も早い時点、即ちＴが最も小さ
い時点での相関ピークが主波による相関ピークであり、
それに続く相関ピークは反射波によるものとなる。相互
相関値系列Ｃ(Ｔ)中にピークが存在するということは、
Ｃ(Ｔ)の微分係数(ｄＣ(Ｔ)／ｄＴ)が、Ｔを大きくする
につれて増大し、ピークの最大値を迎えた後、Ｃ(Ｔ)の
微分係数が減少する傾向にあれば、ピークが存在したこ
とになり、その時のピークの最大値がピーク値として与
えられる。

【００１９】このことをサンプル値系列で表現すると、
微分係数は、Ｃ(ｎ)−Ｃ(ｎ−１)（ｎは自然数）と表
されるので、Ｃ(Ｔ-1)−Ｃ(Ｔ-2)＞０（微分係数が増大傾向）…………（１）かつ、Ｃ(Ｔ)−Ｃ(Ｔ-1)＜０（微分係数が減少傾向）…………（２）である時、相互相関値系列信号中にピークが存在したこ
とになり、また、この時のピーク値はＣ(Ｔ-1)である。
上記の式（１）を有効相関ピーク検出部１１の構成によ
り説明すると、ＤＦＦ１１４の出力信号であるＣ(T-1)
から、ＤＦＦ１１５の出力信号であるＣ(T-2)を減算器
１１７にて減算する。減算器１１７は、Ｃ(T-1)−Ｃ(T-
2)の減算を行い、演算結果が正数であるか、あるいは負
数であるかを示すために、減算結果の最上位符号ビット
を出力する。２の補数で減算を行った場合、符号ビット
が０であれば減算結果が正数であること示し、１であれ
ば負数であることを示している。また、上記の式（２）
も同様に、有効相関ピーク検出部１１の構成により説明
すると、ＤＦＦ１１４への入力信号であるＣ(Ｔ)からＤ
ＦＦ１１４の出力信号であるＣ(Ｔ-1)を減算器１１６に
て減算する。減算器１１６はＣ(Ｔ)−Ｃ(Ｔ-1)の減算
を行い、同様に演算結果の正負を示す符号ビットを出力
する。ここで、ピークが存在するということは、式
（１）と（２）が同時に成立した時であるので、減算器
１１７の減算結果が正数、即ち減算器１１７の出力が
０、かつ、減算器１１６の減算結果が負数、即ち減算器
１１６の出力が１の時に成立する。

【００２０】次に、減算器１１７の出力を反転器１１８
に入力し信号を反転してＡＮＤ回路１１９に入力する。
ＡＮＤ回路１１９のもう一方の入力には、減算器１１
６の出力が入力され、ＡＮＤ回路１１９の出力は２入力
が共に１、即ち相関ピークが存在した時に１、そうでな
い時には０を出力する。しかし、図７、図１２、図１３
等に示される相互相関値系列において、上記の処理によ
り検出された相関ピークは、相互相関値系列波形のレベ
ルが小さい部分においても、数多く存在する。これら
レベルの小さい相関ピークは、相互相関演算の時間窓が
主波あるいは反射波のスイープシンボルに一致した時に
発生する相関ピークではなく、雑音により発生するもの
である。従って、このような雑音による相関ピークを除
くために、図１８に示すように相互相関値系列中に所定
のしきい値を設定し、相関ピークの値が所定の値以上で
あるときに有効な相関ピークとして判断する。このよ
うにして、得られた相互相関値系列中から主波あるいは
反射波により生成された複数の有効相関ピークを検出す
る。

【００２１】この動作を説明すると、この所定値をしき
い値発生器１１１から出力させる。所定値はあらかじめ
固定の値に設定したり、受信サンプル値系列のレベルの
逓倍に設定して受信サンプル値系列のレベルに追従させ
たりして決定する。しきい値発生器１１１からの出力
は、比較器１１２の−端子に入力される。また、比較器
１１２の＋端子入力には、相関ピークの値であるＣ(Ｔ-
1)、即ち、ＤＦＦ１１４の出力を入力する。比較器１
１２では、ＤＦＦ１１４の出力値としきい値発生器１１
１からの出力値との大小関係を比較し、ＤＦＦ１１４の
出力値の方が大きい時に１を出力し、有効な相関ピーク
であることを示す。以上、相関ピークが存在することを
示すフラグであるＡＮＤ回路１１９の出力と、相関ピー
クが所定のレベルを有し、有効であることを示すフラグ
である比較器１１２の出力が、両方とも１である時に有
効な相関ピークが得られる。ここで、ＡＮＤ回路１１９
の出力をＡＮＤ回路１１３の一方の入力に接続し、比較
器１１２の出力をＡＮＤ回路１１３のもう一方の入力に
接続する。これにより、ＡＮＤ回路１１３からは、こ
れら２入力が両方とも１の時に、ＶＰＫ信号として１を
出力し、１が出力された時、有効な相関ピークがあった
ことを示す。

【００２２】また、上記の相関ピーク検出処理におい
て、相関値系列カウンタ１１Ａでは、相互相関値系列の
サンプル番号Ｔをカウントし、対応する相関ピークのカ
ウント値、即ち、有効相関ピークが複数あった場合、そ
れぞれのサンプル番号Ｔを出力する。上記各ＶＰＫ信号
は、干渉判別部１１ＣのＰＫ端子に入力され、ＤＡＴＡ
端子には、その時のＤＦＦ１１４の出力、即ち対応する
各相関ピーク値が入力され、ＬＯＣ端子には、その時の
相関値系列カウンタ１１Ａの出力、即ち、対応する各サ
ンプル番号が入力される。干渉判別部１１Ｃでは、上記
のようにＰＫ端子が１になった時、ＤＡＴＡ端子の各相
関ピーク値とＬＯＣ端子の各サンプル番号を有効である
として、それらを記憶する。つまり、例えば、図１８
に示す様な場合には、主波と反射波により生成された２
つの有効相関ピーク値と対応する各サンプル番号が記憶
される。そして、これら有効相関ピーク値から、主波と
反射波のレベル差(Ｄ／Ｕ比)を算出する。また、当該
サンプル番号から反射波の遅延時間を算出する。これら
の算出したＤ／Ｕ比と遅延時間の関係を、図２４に示す
関係を用いて、主波あるいは反射波のどちらの相関ピー
クに同期してＦＦＴ時間窓を設けた方がシンボル間干渉
が少ないかを判断し、判断結果から、最もシンボル間干
渉の少ない相関ピークを同期確立用とする。

【００２３】また、有効相関ピークが存在した時のサン
プル番号をＶＬＯＣとして出力し、有効な相関ピークが
存在することを示すフラグ(ＰＫＦ)に１を出力する。し
かし、相互相関値系列中に有効な相関ピークが存在せ
ず、ＶＰＫ信号が全て０の場合には、同様にＰＫＦとし
て０を出力する。干渉判別部１１Ｃからの有効相関ピー
クのサンプル番号を示すＶＬＯＣ信号は位置補正回路１
１Ｂに入力される。位置補正回路１１Ｂは、このＶＬＯ
Ｃ信号から、即ち、同期確立用のスイープシンボル位置
から、フレーム開始タイミングを算出し、フレームカウ
ンタ６８のカウント値との誤差信号ＭＥＲＲを出力す
る。ここで、フレームカウンタ６８によるフレーム開
始タイミングと、同期確立用のスイープシンボル位置か
ら想定されるフレーム開始タイミングが一致していれば
誤差信号ＭＥＲＲは０となり、誤差が生じていれば、そ
のサンプリングクロック単位の誤差量を出力する。以上
の処理により、有効相関ピーク検出部１１は相互相関系
列中における相関ピークを検出し、最もシンボル間干渉
が少ない相関ピークを判別する。そして有効相関ピー
クが存在すれば、有効相関ピークが存在することを示す
フラグであるＰＫＦ信号とフレームカウンタ６８との誤
差を示すＭＥＲＲ信号を出力する。

【００２４】次に、制御状態保護部１２の構成を図１９
に示し、その動作を説明する。前述のように、移動体伝
送での運用においては、相互相関値系列における主波お
よび反射波の相関ピーク値の変動は激しくなることがあ
り、受信サンプリングクロック周波数の変動、及びフレ
ームタイミング、シンボルタイミングの変動が発生する
ことがある。制御状態保護部１２は、伝送路状況が安定
しており、受信装置に安定した受信サンプリングクロッ
クが供給され、フレームタイミング及びシンボルタイミ
ングも安定しており、レベルの大きな主波が安定して到
達している場合は、受信装置において、主波による有効
相関ピークを同期確立用とし、これに基づいて、受信サ
ンプリングクロック周波数の制御、フレームタイミン
グ、シンボルタイミングの制御を行うように動作させ
る。しかし、伝送路状況が劣悪で、安定した主波が受信
装置に到達していない場合には、受信装置における上記
の制御を保留させ、安定して受信された時の状態のまま
で復調を行わせるという機能を有している。この制御状
態保護部１２の動作を、図２１に示すタイミングチャー
トを用いて詳しく説明する。

【００２５】有効相関ピーク検出部１１から出力される
誤差情報ＭＥＲＲは、同期の未確立時には大きな値で変
動し、受信サンプリングクロック周波数制御およびフレ
ームタイミング、シンボルタイミングの制御が行われ
る。その後、同期が確立し、伝送路状況も安定している
場合、誤差情報ＭＥＲＲの変動は少なくなる(例えば、
変動量が±１以内)。比較器１２１では、入力された誤
差情報ＭＥＲＲが、所定範囲内(例えば±１）であると
きは、安定した受信状態であることを示して、１を出力
する。しかし、安定していた伝送路状況が変動し、図２
０に示す様な相互相関値系列になり、図１６の比較器１
１２における主波の相関ピーク値が、しきい値発生器１
１１のレベルよりも小さくなった時は、誤差情報ＭＥＲ
Ｒの変動が急激に大きくなり、所定範囲（例えば±１)
を超えた値になる。この時、比較器１２１は、伝送路
状況が変動し、不安定になったとして、０を出力する。
また、有効な相関ピークが存在することを示すフラグで
あるＰＫＦは、ＡＮＤ回路１２２に入力される。ＡＮ
Ｄ回路１２２のもう一方の入力には比較器１２１からの
出力が入力されている。ＡＮＤ回路１２２は、ＰＫＦ
が１、即ち有効な相関ピークが存在することと、比較器
１２１の出力が１、即ち安定した伝送路状態であること
の２つの条件が成立した時に１を出力する。

【００２６】ＡＮＤ回路１２２の出力は、アップダウン
カウンタ１２４のＵ／Ｄ端子に入力される。アップダ
ウンカウンタ１２４は、Ｕ／Ｄ端子の信号が１ならばカ
ウント値をアップカウントさせ、０であればカウント値
をダウンカウントさせる。アップダウンカウンタ１２４
では、カウント値をカウンタ上限値発生器１２３(図２
１では出力値を例えば１０に設定）から出力される値ま
でカウントしたら、その時(ｔ₁)からＵ／Ｄ端子に０が
入力されるまで、カウント値を保持する。このように、
カウント値がカウンタ上限値発生器１２３の値で保持さ
れているということは、伝送路上状況が定常的に安定し
ている期間(ｔ₁〜ｔ₂)であることを示している。アップ
ダウンカウンタ１２４の出力は比較器１２６に入力さ
れ、比較器１２６のもう一方の入力には保護値発生器１
２５の出力が接続されている。比較器１２６は、アップ
ダウンカウンタ１２４の出力と保護値発生器１２５に設
定された所定の値との大小関係を比較し、保護値発生器
１２５の値よりアップダウンカウンタ１２４の値の方が
大きい場合には１を出力し、小さい場合には０を出力す
る。

【００２７】また、保護値発生器１２５は、カウンタ上
限値発生器１２３の値よりも小さな値にあらかじめ設定
されている(図２１の場合、例えば５に設定)。ｔ₁〜ｔ₂
期間のように安定した伝送路状況にある時は、保護値発
生器１２５の値よりアップダウンカウンタ１２４の値の
方が大きいため、比較器１２６の出力は１となる。比較
器１２６からの出力はＡＮＤ回路１２９に入力され、Ａ
ＮＤ回路１２９のもう片方の入力には、ＡＮＤ回路１２
２の出力を反転器１２８で反転させた信号が入力されて
いる。従って、安定期間(ｔ₀〜ｔ₂)では、ＡＮＤ回路１
２２の出力は１であるため、ＡＮＤ回路１２９への入力
は反転器１２８にて反転されて０になり、ＡＮＤ回路１
２９の２入力は１と０になって出力は０となる。ＡＮＤ
回路１２９の出力はセレクタ１２Ａの切換え端子に接続
され、セレクタ１２Ａは切換え端子の信号が０の時はＩ
０端子の信号を誤差情報信号ＥＲＲとして出力し、１の
時はＩ１端子の信号を出力する。従って、ｔ₀〜ｔ₂期間
では、切換え端子入力の値は０であるので、Ｉ０端子の
信号、即ちＭＥＲＲ信号を誤差情報ＥＲＲとしてそのま
ま出力して、受信サンプリングクロック周波数を送信側
のサンプリングクロック周波数に同期するように制御す
る。

【００２８】しかし、伝送路状況が定常的に安定した状
態から一瞬不安定な状態に変動した時(ｔ₂〜ｔ₃)は、伝
送路状態を示すＡＮＤ回路１２２の出力が０となり、ア
ップダウンカウンタ１２４は、ダウンカウントを始め
る。しかしながらこの場合、アップダウンカウンタ１
２４のカウント値が保護値発生器１２５の値よりも大き
いため、比較器１２６は１を出力する。そしてこの場
合、ＡＮＤ回路１２２の信号は０になり、反転器１２８
にて反転されるため、ＡＮＤ回路１２９の入力信号は１
となり、ＡＮＤ回路１２９は１を出力する。従って、Ａ
ＮＤ回路１２９からの１の出力により、セレクタ１２Ａ
はＩ１端子側に切り換えられ、ＶＣＯ６７を制御するた
めの誤差情報信号ＥＲＲを０にする０値発生器１２７か
らの信号０を誤差情報信号ＥＲＲとして出力する。誤差
情報信号ＥＲＲが０になると、ＶＣＯ制御部６６では、
受信サンプリングクロック周波数誤差が無いものとし
て、ＶＣＯ６７の周波数制御電圧を現状の値に保持す
る。このように、定常的に伝送路が安定状態にあった時
から伝送路状況が一瞬変動して不安定になった場合に
は、安定して受信していた時の制御状態を保持して、復
調動作を行う。そして、安定した伝送路状況にあるｔ₃
〜ｔ₄期間は、上記ｔ₀〜ｔ₂期間の時と同様の処理を行
い、誤差情報としてＭＥＲＲをそのまま出力する。

【００２９】次に、ｔ₄〜ｔ₆期間のように伝送路状況が
連続的に不安定となった場合について説明する。まず、
アップダウンカウンタ１２４の出力値が保護値発生器１
２５の値よりも大きくて比較器１２６から１が出力され
るｔ₄〜ｔ₅期間では、ｔ₂〜ｔ₃期間と同様な処理を行
い、誤差情報信号ＥＲＲを０とし、現状の制御状態を保
持する。しかし、アップダウンコンバータ１２４の出力
が保護値発生器１２５の値よりも小さくなった時
(ｔ₅)、比較器１２６の出力は０となり、ＡＮＤ回路１
２９の出力も０となる。従って、ｔ₅〜ｔ₆の期間、セレ
クタ１２Ａは、Ｉ０端子側に切り換わり、誤差情報ＥＲ
Ｒとして、入力されるＭＥＲＲ信号をそのまま出力す
る。即ちこの動作は、伝送路状況が保護発生器１２５に
設定された値(期間)よりも長く連続して不安定になった
時は、受信装置の制御状態が送信装置側に同期していな
い可能性が高いため、受信サンプリングクロック周波数
制御、及びフレームタイミング、シンボルタイミングの
制御を再び行うものである。以上説明した本発明による
受信装置では、同期確立用相関ピークに基づいて、フレ
ームタイミング及びシンボルタイミングを制御している
が、本発明の機能はフレームタイミング及びシンボルタ
イミングの制御は安定させて、ＦＦＴ時間窓のみを時間
軸方向にずらすことによっても達成することが可能であ
る。

【００３０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による受信
装置では、伝送路状態が劣悪で主波と反射波の合成波が
受信信号として受信され、さらに主波よりも反射波のレ
ベルの方が大きくなる場合においても、フレームタイミ
ング及びシンボルタイミングの制御、即ち、ＦＦＴ演算
部の時間窓の制御をシンボル間干渉が最小となるように
制御することで、符号誤り率の劣化を抑えることが可能
となる。さらに、移動体伝送等の運用において伝送路状
況が変動し、受信装置における相関ピーク値が変動する
場合において、伝送路状況が劣悪で安定した主波が受信
装置に到達していない場合には、受信サンプリングクロ
ック周波数の制御を保留し、安定して受信された時の状
態を保持することで、受信サンプリングクロックを安定
して供給し続けることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による受信装置の一実施例の構成を示す
ブロック図

【図２】ＯＦＤＭ変調信号の１例を示す波形図

【図３】ＯＦＤＭシンボルの１例を示す波形図

【図４】ＯＦＤＭ変調信号の伝送フレームの構成を示す
波形図

【図５】従来技術における送信装置の構成を示すブロッ
ク図

【図６】従来技術における受信装置の構成を示すブロッ
ク図

【図７】相互相関値系列信号の状態を示す図

【図８】フレームカウンタ８２の動作を説明するタイム
チャート

【図９】ＦＦＴ演算部６９の時間窓を説明する模式図

【図１０】ガードインターバル期間内の反射波の混入状
況を説明する模式図

【図１１】ガードインターバル期間外の反射波の混入状
況を説明する模式図

【図１２】反射波(レベル小)が混入した時の相互相関値
系列信号の状態を示す図

【図１３】反射波(レベル大)が混入した時の相互相関値
系列信号の状態を示す図

【図１４】反射波に同期した時のＦＦＴ時間窓を説明す
る模式図

【図１５】本発明の有効相関位置検出部１の１構成例を
示すブロック図

【図１６】本発明の有効相関ピーク検出部１１の１構成
例を示すブロック図

【図１７】相互相関値系列Ｃ(Ｔ)を説明する模式図

【図１８】相互相関値系列信号の状態を示す図

【図１９】本発明の制御状態保護部１２の１構成例を示
すブロック図

【図２０】主波相関ピークが所定値を超えない相互相関
値系列信号状態を示す図

【図２１】本発明の制御状態保護部１２の動作を説明す
るタイミングチャート

【図２２】相互相関値系列信号の状態を示す図

【図２３】反射波混入時のＦＦＴ時間窓を表す模式図

【図２４】主波、反射波のどちらに同期した方がシンボ
ル間干渉が少ないかを示す図

【符号の説明】

１：有効相関位置検出部、１１：有効相関ピーク検出
部、１２：制御状態保護部、６１：ＩＦ／ＢＢ変換部、
６２：Ａ／Ｄ変換部、６３：ヌルシンボル検出部、６
４：スイープシンボル相関演算部、６６：ＶＣＯ制御
部、６７：ＶＣＯ、６８：フレームカウンタ、６９：Ｆ
ＦＴ演算部、６Ａ：復調処理部、１１１：しきい値発生
器、１１２：比較器、１１３：ＡＮＤ回路、１１４，１
１５：Ｄ形フリップフロップ、１１６，１１７：減算
器、１１８：反転回路、１１９：ＡＮＤ回路、１１Ａ：
相関値系列カウンタ、１１Ｂ：位置補正回路、１１Ｃ：
干渉判別部、１２１，：１２６比較器、１２２，１２
９：ＡＮＤ回路、１２３：カウンタ上限値発生器、１２
４：アップダウンカウンタ、１２５：保護値発生器、１
２７：０値発生器、１２８：反転回路、１２Ａ：セレク
タ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直交周波数分割多重変調方式を用いたデ
ータ伝送装置において、受信装置に、受信信号と所定の
同期シンボル信号との相関演算により得られる相互相関
値系列信号を解析してシンボル間干渉が最小となる有効
相関ピークを検出し、該検出した有効相関ピークに基づ
いて当該受信装置の受信サンプリングクロック同期処理
及びフレームタイミング、シンボルタイミングの制御を
行う手段を有することを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項２】直交周波数分割多重変調方式を用いたデ
ータ伝送装置において、受信装置に、受信信号と所定の
同期シンボル信号との相関演算により得られる相互相関
値系列信号を解析し、相関ピークが所定値以上で、シン
ボル間干渉が最小となる有効相関ピークを検出し、該検
出した有効相関ピークに基づいて当該受信装置の受信サ
ンプリングクロック同期処理及びフレームタイミング、
シンボルタイミングの制御を行う制御信号を生成する手
段を有することを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項３】請求項１乃至２に記載のデータ伝送装置
において、上記有効相関ピークを検出できない場合、当
該受信装置の受信サンプリングクロック同期処理及びフ
レームタイミング、シンボルタイミングの制御を保留
し、直前の制御状態を保持する構成としたことを特徴と
するデータ伝送装置。
【請求項４】請求項１乃至３に記載のデータ伝送装置
において、上記有効相関ピークに基づいて受信サンプリ
ングクロック周波数を送信側のサンプリングクロックに
同期させるように制御する手段を設けたことを特徴とす
るデータ伝送装置。