JP2001190070A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】正負何れの過電流でも検出してスイッチング素
子を保護する 【解決手段】可変発振回路１４を有するスイッチング信
号生成手段１２と、このスイッチング信号が供給される
一対のスイッチング素子２２，２４と、これら一対のス
イッチング素子の接続点にトランス２６の一次コイル２
６ａを介して接続された共振用コンデンサ２８と、トラ
ンスの二次側に設けられた整流回路２９と、共振用コン
デンサと接地間に接続された過電力検出素子用の抵抗器
３０と、過電力検出素子の両端電圧のうちプラス側の電
圧を第１の基準電圧と比較する第１の電圧比較器３２
と、過電力検出素子の両端電圧のうちマイナス側の電圧
を第２の基準電圧と比較する第２の電圧比較器３４とを
有する。抵抗器３０には何れのスイッチング素子がオン
しても、そのときの過電流が流れるので、このときの比
較出力Ｐｃで可変発振回路の発振動作が停止するように
制御される。これでスイッチング素子を過電流から保護
できる。
子を保護する 【解決手段】可変発振回路１４を有するスイッチング信
号生成手段１２と、このスイッチング信号が供給される
一対のスイッチング素子２２，２４と、これら一対のス
イッチング素子の接続点にトランス２６の一次コイル２
６ａを介して接続された共振用コンデンサ２８と、トラ
ンスの二次側に設けられた整流回路２９と、共振用コン
デンサと接地間に接続された過電力検出素子用の抵抗器
３０と、過電力検出素子の両端電圧のうちプラス側の電
圧を第１の基準電圧と比較する第１の電圧比較器３２
と、過電力検出素子の両端電圧のうちマイナス側の電圧
を第２の基準電圧と比較する第２の電圧比較器３４とを
有する。抵抗器３０には何れのスイッチング素子がオン
しても、そのときの過電流が流れるので、このときの比
較出力Ｐｃで可変発振回路の発振動作が停止するように
制御される。これでスイッチング素子を過電流から保護
できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はスイッチング電源
装置に関する。詳しくは、過負荷や負荷ショート時のよ
うな過電力状態のとき、正負の過電力状態の何れも検出
できるようにして、過電力からスイッチング素子を確実
に保護できるようにしたものである。
装置に関する。詳しくは、過負荷や負荷ショート時のよ
うな過電力状態のとき、正負の過電力状態の何れも検出
できるようにして、過電力からスイッチング素子を確実
に保護できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源装置として電流共振方
式によるものが知られている。この電流共振方式のスイ
ッチング電源装置の中でも、ＳＥＰＰ（Single Ended P
ush Pull）構成のものの従来例を図３に示す。
式によるものが知られている。この電流共振方式のスイ
ッチング電源装置の中でも、ＳＥＰＰ（Single Ended P
ush Pull）構成のものの従来例を図３に示す。
【０００３】図３に示すスイッチング電源装置１ではス
イッチング信号生成手段１２として可変発振回路１４が
設けられ、その発振信号がドライブ回路（ドライバー）
１６に供給されて、例えば互いに逆相関係の一対のスイ
ッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが生成される。スイッチン
グ生成手段１２をＩＣ回路で構成する場合には、発振周
波数を決める発振素子（コンデンサや抵抗器など）はこ
のＩＣ回路に外付けされる。
イッチング信号生成手段１２として可変発振回路１４が
設けられ、その発振信号がドライブ回路（ドライバー）
１６に供給されて、例えば互いに逆相関係の一対のスイ
ッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが生成される。スイッチン
グ生成手段１２をＩＣ回路で構成する場合には、発振周
波数を決める発振素子（コンデンサや抵抗器など）はこ
のＩＣ回路に外付けされる。
【０００４】一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーは
ＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供
給される。スイッチング素子２２，２４としてはバイポ
ーラトランジスタなどが使用される。これら一対のトラ
ンジスタ２２，２４の接続中点ｐと一方のトランジスタ
２４のコレクタとの間には、絶縁トランス２６の一次コ
イル２６ａを介して共振用のコンデンサ２８が接続され
る。
ＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供
給される。スイッチング素子２２，２４としてはバイポ
ーラトランジスタなどが使用される。これら一対のトラ
ンジスタ２２，２４の接続中点ｐと一方のトランジスタ
２４のコレクタとの間には、絶縁トランス２６の一次コ
イル２６ａを介して共振用のコンデンサ２８が接続され
る。
【０００５】絶縁トランス２６の二次コイル２６ｂを流
れる二次電流はダイオードやコンデンサなどで構成され
た整流回路２９によって両波整流および平滑される。し
たがって出力端子２９ａに得られる電圧が出力電圧とし
て負荷（図示はしない）に供給される。
れる二次電流はダイオードやコンデンサなどで構成され
た整流回路２９によって両波整流および平滑される。し
たがって出力端子２９ａに得られる電圧が出力電圧とし
て負荷（図示はしない）に供給される。
【０００６】トランジスタ２４とコンデンサ２８の接続
中点ｑと接地間には過負荷か過電流などによる過電力状
態を検出するための検出素子３０が接続される。この検
出素子３０として図の例では抵抗器が使用され、コンデ
ンサ２８および抵抗器３０を流れる電流による電圧降下
Ｖｏが次段の比較器３２で検出される。
中点ｑと接地間には過負荷か過電流などによる過電力状
態を検出するための検出素子３０が接続される。この検
出素子３０として図の例では抵抗器が使用され、コンデ
ンサ２８および抵抗器３０を流れる電流による電圧降下
Ｖｏが次段の比較器３２で検出される。
【０００７】電圧比較器３２のプラス端子（非反端端
子）は接続中点ｑに接続され、そのマイナス端子（反転
端子）は基準電源３４に接続される。その比較出力Ｐｃ
が可変発振回路１４に対する発振制御信号として供給さ
れる。この例では可変発振回路１４の発振を停止するこ
とでドライブ回路１６への発振出力の供給が停止するよ
うに構成されている。なお、ＩＣ回路の構成上、ドライ
ブ回路１６の共通端子ＣＯＭは接続中点ｑに接続されて
いる。
子）は接続中点ｑに接続され、そのマイナス端子（反転
端子）は基準電源３４に接続される。その比較出力Ｐｃ
が可変発振回路１４に対する発振制御信号として供給さ
れる。この例では可変発振回路１４の発振を停止するこ
とでドライブ回路１６への発振出力の供給が停止するよ
うに構成されている。なお、ＩＣ回路の構成上、ドライ
ブ回路１６の共通端子ＣＯＭは接続中点ｑに接続されて
いる。
【０００８】さて、この構成においてトランジスタ２
２，２４がそれぞれオン状態のときの過電力検出状態を
次に説明する。まず、互いに逆相関係にあるスイッチン
グ信号Ｓｐ、Ｓｐバー（図４Ａ，Ｂ）によって一方のト
ランジスタ２２がオン状態となる。このときに負荷側が
過電流状態となって絶縁トランス２６の一次コイル２６
ａ側に過電流が流れたときには、その過電流は、「トラ
ンジスタ２２−一次コイル２６ａ−共振用コンデンサ２
８−抵抗器３０−接地」のように流れるから、抵抗器３
０の両端にはこの過電流に応じた電圧降下を生ずる。こ
の降下電圧Ｖｏ（図４Ｃ参照）が比較器３２で基準電圧
Ｖｒｅｆと比較される。その結果、基準電圧Ｖｒｅｆを
越えるような降下電圧Ｖｏが得られたときにはこの比較
器３２から比較出力Ｐｃ（図４Ｄ）が得られる。比較出
力Ｐｃは可変発振回路１４に制御信号として供給され、
この例では可変発振回路１４の発振が停止する。発振が
停止すると、発振信号がドライブ回路１６に供給されな
くなるので、一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーは
得られず、トランジスタ２２は直ちにカットオフ状態と
なる。これによって過電流からトランジスタ２２が保護
される。
２，２４がそれぞれオン状態のときの過電力検出状態を
次に説明する。まず、互いに逆相関係にあるスイッチン
グ信号Ｓｐ、Ｓｐバー（図４Ａ，Ｂ）によって一方のト
ランジスタ２２がオン状態となる。このときに負荷側が
過電流状態となって絶縁トランス２６の一次コイル２６
ａ側に過電流が流れたときには、その過電流は、「トラ
ンジスタ２２−一次コイル２６ａ−共振用コンデンサ２
８−抵抗器３０−接地」のように流れるから、抵抗器３
０の両端にはこの過電流に応じた電圧降下を生ずる。こ
の降下電圧Ｖｏ（図４Ｃ参照）が比較器３２で基準電圧
Ｖｒｅｆと比較される。その結果、基準電圧Ｖｒｅｆを
越えるような降下電圧Ｖｏが得られたときにはこの比較
器３２から比較出力Ｐｃ（図４Ｄ）が得られる。比較出
力Ｐｃは可変発振回路１４に制御信号として供給され、
この例では可変発振回路１４の発振が停止する。発振が
停止すると、発振信号がドライブ回路１６に供給されな
くなるので、一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーは
得られず、トランジスタ２２は直ちにカットオフ状態と
なる。これによって過電流からトランジスタ２２が保護
される。
【０００９】次に、他方のトランジスタ２４がオンして
いるタイミングに過電流状態となったときには、そのと
きの過電流は、「コンデンサ２８−インダクタンス素子
２７−一次コイル２６ａ−トランジスタ２４−コンデン
サ２８」なる閉ループを流れる。つまり、この場合には
このような閉ループ内を過電流が流れ、抵抗器３０には
流入しない。したがって抵抗器３０によって過電流を検
出できないから、比較出力Ｐｃが得られず、可変発振回
路１４は発振状態を維持する。このため、少なくともト
ランジスタ２４がオンしている期間は過電力状態を検出
できないから、最悪の場合、この過電流によってトラン
ジスタ２４が破壊されるおそれがある。
いるタイミングに過電流状態となったときには、そのと
きの過電流は、「コンデンサ２８−インダクタンス素子
２７−一次コイル２６ａ−トランジスタ２４−コンデン
サ２８」なる閉ループを流れる。つまり、この場合には
このような閉ループ内を過電流が流れ、抵抗器３０には
流入しない。したがって抵抗器３０によって過電流を検
出できないから、比較出力Ｐｃが得られず、可変発振回
路１４は発振状態を維持する。このため、少なくともト
ランジスタ２４がオンしている期間は過電力状態を検出
できないから、最悪の場合、この過電流によってトラン
ジスタ２４が破壊されるおそれがある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このように、図３に示
すような従来のスイッチング電源装置１０では、少なく
とも一方のトランジスタ、この例では他方のスイッチン
グ用トランジスタ２４がオン状態になっているときで、
過負荷や負荷ショートなどのような過電圧状態や過電流
状態（大電流状態）に陥った場合には、一次コイル２６
ａ側を流れる過電流が検出素子である抵抗器３０に流れ
ないようになっているため、過電流を検出できない。し
たがって場合によってはトランジスタ２４が過電流で破
壊されるおそれがある。
すような従来のスイッチング電源装置１０では、少なく
とも一方のトランジスタ、この例では他方のスイッチン
グ用トランジスタ２４がオン状態になっているときで、
過負荷や負荷ショートなどのような過電圧状態や過電流
状態（大電流状態）に陥った場合には、一次コイル２６
ａ側を流れる過電流が検出素子である抵抗器３０に流れ
ないようになっているため、過電流を検出できない。し
たがって場合によってはトランジスタ２４が過電流で破
壊されるおそれがある。
【００１１】また、過電流による電圧レベルは接続中点
ｑと接地間の電位を検出しているために、ドライブ回路
１６の共通端子ＣＯＭの電位と、スイッチング信号生成
手段１２であるＩＣ回路の基準電位（接地電位）との間
に電位差が生じ、これがためにスイッチング信号生成手
段１２特にドライブ回路１６が誤動作するおそれがあ
る。
ｑと接地間の電位を検出しているために、ドライブ回路
１６の共通端子ＣＯＭの電位と、スイッチング信号生成
手段１２であるＩＣ回路の基準電位（接地電位）との間
に電位差が生じ、これがためにスイッチング信号生成手
段１２特にドライブ回路１６が誤動作するおそれがあ
る。
【００１２】さらに、抵抗器３０に流れる電流は不連続
になるため、トランジスタ２４のオフ時に、トランジス
タ２４として特にＭＯＳ型電界効果トランジスタを使用
したとき、過電流が接地側に流れないために、電界効果
トランジスタの寄生インダクタンスに静電エネルギーが
蓄積され、このエネルギーが同じく電界効果トランジス
タの寄生容量を充電して、サージ電圧を発生させること
がある。このサージ電圧が断続的に発生することになる
からこの断続によりノイズが発生し、このノイズによっ
て誤動作を引き起こすおそれがある。
になるため、トランジスタ２４のオフ時に、トランジス
タ２４として特にＭＯＳ型電界効果トランジスタを使用
したとき、過電流が接地側に流れないために、電界効果
トランジスタの寄生インダクタンスに静電エネルギーが
蓄積され、このエネルギーが同じく電界効果トランジス
タの寄生容量を充電して、サージ電圧を発生させること
がある。このサージ電圧が断続的に発生することになる
からこの断続によりノイズが発生し、このノイズによっ
て誤動作を引き起こすおそれがある。
【００１３】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、特に一対のスイッチング素子
のうち、何れのスイッチング素子がオン状態となっても
このスイッチング素子を流れる電流を検出素子で検出で
きるようにして、過電力状態から一対のスイッチング素
子を確実に保護できるようにしたものである。
を解決したものであって、特に一対のスイッチング素子
のうち、何れのスイッチング素子がオン状態となっても
このスイッチング素子を流れる電流を検出素子で検出で
きるようにして、過電力状態から一対のスイッチング素
子を確実に保護できるようにしたものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項１に記載したこの発明に係るスイッチング電
源装置では、可変発振回路を有するスイッチング信号生
成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のス
イッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接
続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用
コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流
回路と、上記共振用コンデンサと接地間に接続された過
電力検出素子と、上記過電力検出素子の両端電圧のうち
プラス側の電圧を第１の基準電圧と比較する第１の電圧
比較器と、上記過電力検出素子の両端電圧のうちマイナ
ス側の電圧を第２の基準電圧と比較する第２の電圧比較
器とを有し、これら電圧比較器の比較出力で上記可変発
振回路が制御されるようになされたことを特徴とする。
め、請求項１に記載したこの発明に係るスイッチング電
源装置では、可変発振回路を有するスイッチング信号生
成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のス
イッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接
続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用
コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流
回路と、上記共振用コンデンサと接地間に接続された過
電力検出素子と、上記過電力検出素子の両端電圧のうち
プラス側の電圧を第１の基準電圧と比較する第１の電圧
比較器と、上記過電力検出素子の両端電圧のうちマイナ
ス側の電圧を第２の基準電圧と比較する第２の電圧比較
器とを有し、これら電圧比較器の比較出力で上記可変発
振回路が制御されるようになされたことを特徴とする。
【００１５】この発明では、一方のトランジスタがオン
したときでも、他方のトランジスタがオンしたときで
も、何れも検出素子にそのときの電流が流れるように、
検出素子を接続中点ｑから切り離し、直接接地する。
したときでも、他方のトランジスタがオンしたときで
も、何れも検出素子にそのときの電流が流れるように、
検出素子を接続中点ｑから切り離し、直接接地する。
【００１６】そうすれば、一方のトランジスタがオンし
たときでも検出素子である抵抗器に電流が流れ、他方の
トランジスタがオンしたときでもこの抵抗器に電流が流
れるから、何れの場合でも過電力状態を確実に検出でき
る。
たときでも検出素子である抵抗器に電流が流れ、他方の
トランジスタがオンしたときでもこの抵抗器に電流が流
れるから、何れの場合でも過電力状態を確実に検出でき
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】続いて、この発明に係るスイッチ
ング電源装置の一実施形態を図面を参照して詳細に説明
する。図１は従来と同じくＳＥＰＰ（Single Ended Pus
h Pull）構成のスイッチング電源装置にこの発明を適用
した場合の一実施形態を示す。したがってその構成は図
３に示す従来構成と殆ど同じである。
ング電源装置の一実施形態を図面を参照して詳細に説明
する。図１は従来と同じくＳＥＰＰ（Single Ended Pus
h Pull）構成のスイッチング電源装置にこの発明を適用
した場合の一実施形態を示す。したがってその構成は図
３に示す従来構成と殆ど同じである。
【００１８】この発明に係るスイッチング電源装置１で
は、この例ではＩＣ回路として構成されたスイッチング
信号生成手段１２内に可変発振回路１４が設けられ、そ
の発振信号がドライブ回路（ドライバー）１６に供給さ
れて、例えば互いに逆相関係になされた一対のスイッチ
ング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが生成される。スイッチング信
号Ｓｐ、Ｓｐバーの一例を図２Ａ，Ｂに示す。スイッチ
ング生成手段１２をＩＣ回路で構成する場合には、発振
周波数を決める発振素子（コンデンサや抵抗器など）は
このＩＣ回路に外付けされる。
は、この例ではＩＣ回路として構成されたスイッチング
信号生成手段１２内に可変発振回路１４が設けられ、そ
の発振信号がドライブ回路（ドライバー）１６に供給さ
れて、例えば互いに逆相関係になされた一対のスイッチ
ング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが生成される。スイッチング信
号Ｓｐ、Ｓｐバーの一例を図２Ａ，Ｂに示す。スイッチ
ング生成手段１２をＩＣ回路で構成する場合には、発振
周波数を決める発振素子（コンデンサや抵抗器など）は
このＩＣ回路に外付けされる。
【００１９】一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーは
ＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供
給される。スイッチング素子２２，２４としてこの実施
形態ではＮＰＮ型のバイポーラトランジスタが使用され
るが、ＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）など
を使用することもできる。これら一対のトランジスタ２
２，２４の接続中点ｐには、絶縁トランス２６の一次コ
イル２６ａを介して共振用のコンデンサ２８が接続され
る。ＳＥＰＰ構成の一方のトランジスタ２４のコレクタ
側は接地されると共に、ドライブ回路１６の共通端子Ｃ
ＯＭがこのコレクタに接続されて接地される。
ＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供
給される。スイッチング素子２２，２４としてこの実施
形態ではＮＰＮ型のバイポーラトランジスタが使用され
るが、ＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）など
を使用することもできる。これら一対のトランジスタ２
２，２４の接続中点ｐには、絶縁トランス２６の一次コ
イル２６ａを介して共振用のコンデンサ２８が接続され
る。ＳＥＰＰ構成の一方のトランジスタ２４のコレクタ
側は接地されると共に、ドライブ回路１６の共通端子Ｃ
ＯＭがこのコレクタに接続されて接地される。
【００２０】絶縁トランス２６の二次コイル２６ｂを流
れる二次電流はダイオードやコンデンサなどで構成され
た整流回路２９によって両波整流および平滑される。し
たがって出力端子２９ａに得られる充電電圧が出力電圧
として負荷（図示はしない）に供給される。
れる二次電流はダイオードやコンデンサなどで構成され
た整流回路２９によって両波整流および平滑される。し
たがって出力端子２９ａに得られる充電電圧が出力電圧
として負荷（図示はしない）に供給される。
【００２１】コンデンサ２８と接地間には、二次側の過
負荷や過電流などによる過電力状態を検出するための検
出素子３０が接続される。この検出素子３０として図の
例では抵抗器が使用され、コンデンサ２８を介して抵抗
器３０に流れる電流によって電圧降下Ｖｏが生ずる。こ
の降下電圧Ｖｏのうちプラス側の電圧を検出するため第
１の電圧比較器３２が設けられる。そのため、第１の電
圧比較器３２のプラス端子が接続中点ｒａに接続され、
そのマイナス端子がプラス側の基準電圧源３４に接続さ
れる。基準電圧源３４のマイナス側が抵抗器３０の他方
の接続中点ｒｂに接続（接地）される。
負荷や過電流などによる過電力状態を検出するための検
出素子３０が接続される。この検出素子３０として図の
例では抵抗器が使用され、コンデンサ２８を介して抵抗
器３０に流れる電流によって電圧降下Ｖｏが生ずる。こ
の降下電圧Ｖｏのうちプラス側の電圧を検出するため第
１の電圧比較器３２が設けられる。そのため、第１の電
圧比較器３２のプラス端子が接続中点ｒａに接続され、
そのマイナス端子がプラス側の基準電圧源３４に接続さ
れる。基準電圧源３４のマイナス側が抵抗器３０の他方
の接続中点ｒｂに接続（接地）される。
【００２２】この発明ではさらに抵抗器３０に発生する
マイナス側の電圧が第２の電圧比較器３６で検出され
る。そのため、第２の電圧比較器３６のマイナス端子が
接続中点ｒａに接続され、そのプラス端子が第２の基準
電圧源３８に接続される。第２の電圧比較器３６はマイ
ナス電圧を検出するため、第２の基準電圧源３８の極性
は反転されて接続され、他方（正極側）は接続中点ｒｂ
に接続（接地）される。
マイナス側の電圧が第２の電圧比較器３６で検出され
る。そのため、第２の電圧比較器３６のマイナス端子が
接続中点ｒａに接続され、そのプラス端子が第２の基準
電圧源３８に接続される。第２の電圧比較器３６はマイ
ナス電圧を検出するため、第２の基準電圧源３８の極性
は反転されて接続され、他方（正極側）は接続中点ｒｂ
に接続（接地）される。
【００２３】第１と第２の電圧比較器３２，３６のそれ
ぞれの比較出力Ｐｃａ、Ｐｃｂはオア回路４０によって
論理和されて制御信号Ｐｃとなされる。この制御信号Ｐ
ｃで可変発振回路１４が制御される。この実施形態では
制御信号Ｐｃによって可変発振回路１４の発振状態が停
止するように制御される。発振が停止すると可変発振回
路１４の出力である発振信号は得られない。もちろん、
一次コイル２６ａを流れる一次側電流が最小となる発振
周波数となるように制御することもできる。
ぞれの比較出力Ｐｃａ、Ｐｃｂはオア回路４０によって
論理和されて制御信号Ｐｃとなされる。この制御信号Ｐ
ｃで可変発振回路１４が制御される。この実施形態では
制御信号Ｐｃによって可変発振回路１４の発振状態が停
止するように制御される。発振が停止すると可変発振回
路１４の出力である発振信号は得られない。もちろん、
一次コイル２６ａを流れる一次側電流が最小となる発振
周波数となるように制御することもできる。
【００２４】さて、このように構成されたスイッチング
電源装置１０において、一対のスイッチング信号Ｓｐ、
Ｓｐバーによってトランジスタ２２，２４は交互にオン
オフが繰り返され、そのときの一次コイル２６ａを流れ
る電流によって二次コイル２６ｂ側に電流が誘起され
る。その電流が充電用コンデンサ（図示はしない）に流
れて所定の電圧が得られる。この出力電圧が負荷に供給
される。また、図示はしないが負荷に供給する電圧を安
定化するため、従来から周知のように出力電圧が監視さ
れ、出力電圧の変動に応じて例えば可変発振回路１４の
発振周波数を可変するような閉ループ制御が行われる。
電源装置１０において、一対のスイッチング信号Ｓｐ、
Ｓｐバーによってトランジスタ２２，２４は交互にオン
オフが繰り返され、そのときの一次コイル２６ａを流れ
る電流によって二次コイル２６ｂ側に電流が誘起され
る。その電流が充電用コンデンサ（図示はしない）に流
れて所定の電圧が得られる。この出力電圧が負荷に供給
される。また、図示はしないが負荷に供給する電圧を安
定化するため、従来から周知のように出力電圧が監視さ
れ、出力電圧の変動に応じて例えば可変発振回路１４の
発振周波数を可変するような閉ループ制御が行われる。
【００２５】さて、この構成においてトランジスタ２
２，２４がそれぞれオン状態となったときの過電力検出
状態を次に説明する。まず、互いに逆相関係にあるスイ
ッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバー（図２Ａ，Ｂ）のうち、一
方のスイッチング信号Ｓｐによって期間Ｔａの間、一方
のトランジスタ２２がオン状態となる。このときに例え
ば負荷がショートして過電流状態となり、絶縁トランス
２６の一次コイル２６ａ側に過電流が流れたときには、
その過電流は、「トランジスタ２２−一次コイル２６ａ
−共振用コンデンサ２８−抵抗器３０−接地」のように
流れるから、抵抗器３０の両端にはこの過電流に応じた
プラスの電圧降下を生ずる。この降下電圧Ｖｏ（図２Ｃ
参照）が第１の比較器３２でプラスの基準電圧（第１の
基準電圧、図２Ｃ参照）Ｖｒｅｆと比較される。
２，２４がそれぞれオン状態となったときの過電力検出
状態を次に説明する。まず、互いに逆相関係にあるスイ
ッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバー（図２Ａ，Ｂ）のうち、一
方のスイッチング信号Ｓｐによって期間Ｔａの間、一方
のトランジスタ２２がオン状態となる。このときに例え
ば負荷がショートして過電流状態となり、絶縁トランス
２６の一次コイル２６ａ側に過電流が流れたときには、
その過電流は、「トランジスタ２２−一次コイル２６ａ
−共振用コンデンサ２８−抵抗器３０−接地」のように
流れるから、抵抗器３０の両端にはこの過電流に応じた
プラスの電圧降下を生ずる。この降下電圧Ｖｏ（図２Ｃ
参照）が第１の比較器３２でプラスの基準電圧（第１の
基準電圧、図２Ｃ参照）Ｖｒｅｆと比較される。
【００２６】その結果、第１の基準電圧Ｖｒｅｆを越え
るような降下電圧Ｖｏが得られたときには第１の電圧比
較器３２から比較出力Ｐｃａ（図２Ｄ）が得られる。比
較出力Ｐｃａはオア回路３６を介して可変発振回路１４
に制御信号Ｐｃとして供給される。制御信号Ｐｃの供給
によって、この実施形態では可変発振回路１４の発振が
停止する。発振が停止すると、発振信号がドライブ回路
１６に供給されなくなるので、一対のスイッチング信号
Ｓｐ、Ｓｐバーが生成されなくなり、トランジスタ２２
は直ちにカットオフ状態となる。これによって過電流か
らトランジスタ２２が保護される。
るような降下電圧Ｖｏが得られたときには第１の電圧比
較器３２から比較出力Ｐｃａ（図２Ｄ）が得られる。比
較出力Ｐｃａはオア回路３６を介して可変発振回路１４
に制御信号Ｐｃとして供給される。制御信号Ｐｃの供給
によって、この実施形態では可変発振回路１４の発振が
停止する。発振が停止すると、発振信号がドライブ回路
１６に供給されなくなるので、一対のスイッチング信号
Ｓｐ、Ｓｐバーが生成されなくなり、トランジスタ２２
は直ちにカットオフ状態となる。これによって過電流か
らトランジスタ２２が保護される。
【００２７】次に、他方のトランジスタ２４がオンして
いるタイミング（期間Ｔｂ）に過電流状態となったとき
には、そのときの過電流は、「コンデンサ２８−インダ
クタンス素子２７−一次コイル２６ａ−トランジスタ２
４−接地−抵抗器３０−コンデンサ２８」なる閉ループ
を流れる。つまり、この場合においても抵抗器３０には
過電流が流れ、この過電流による電圧降下が発生する。
ただし、このときの過電流の流れる方向は、先に説明し
たのとは逆向きになるので、マイナスの降下電圧−Ｖ
ｏ′となる。このマイナスの降下電圧−Ｖｏ′が第２の
基準電圧−Ｖｒｅｆと比較され、基準電圧−Ｖｒｅｆよ
りも大きいとき（絶対値で）には、第２の電圧比較器３
４より第２の比較出力Ｐｃｂ（図２Ｄ）が得られる。比
較出力Ｐｃａはオア回路３６を介して可変発振回路１４
に制御信号Ｐｃとして供給され、上述したと同じように
可変発振回路１４の発振が停止する。発振が停止する
と、一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが得られ
ず、トランジスタ２４は直ちにカットオフ状態となる。
これによって過電流からトランジスタ２４が保護され
る。
いるタイミング（期間Ｔｂ）に過電流状態となったとき
には、そのときの過電流は、「コンデンサ２８−インダ
クタンス素子２７−一次コイル２６ａ−トランジスタ２
４−接地−抵抗器３０−コンデンサ２８」なる閉ループ
を流れる。つまり、この場合においても抵抗器３０には
過電流が流れ、この過電流による電圧降下が発生する。
ただし、このときの過電流の流れる方向は、先に説明し
たのとは逆向きになるので、マイナスの降下電圧−Ｖ
ｏ′となる。このマイナスの降下電圧−Ｖｏ′が第２の
基準電圧−Ｖｒｅｆと比較され、基準電圧−Ｖｒｅｆよ
りも大きいとき（絶対値で）には、第２の電圧比較器３
４より第２の比較出力Ｐｃｂ（図２Ｄ）が得られる。比
較出力Ｐｃａはオア回路３６を介して可変発振回路１４
に制御信号Ｐｃとして供給され、上述したと同じように
可変発振回路１４の発振が停止する。発振が停止する
と、一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが得られ
ず、トランジスタ２４は直ちにカットオフ状態となる。
これによって過電流からトランジスタ２４が保護され
る。
【００２８】このようにトランジスタ２２，２４のどち
らがオン状態のとき過電流状態となっても両トランジス
タ２２，２４を過電流などの過電力状態から確実に保護
できる。
らがオン状態のとき過電流状態となっても両トランジス
タ２２，２４を過電流などの過電力状態から確実に保護
できる。
【００２９】また、ドライブ回路１６の共通端子ＣＯＭ
は他方のトランジスタ２４のコレクタに接続され、この
コレクタは接地されているので、ドライブ回路１６の共
通端子ＣＯＭの電位と、スイッチング信号生成手段１２
であるＩＣ回路の基準電位（接地電位）との間は電位差
が発生しない。そのために、この電位差の発生によるス
イッチング信号生成手段１２、特にドライブ回路１６の
誤動作するおそれがない。
は他方のトランジスタ２４のコレクタに接続され、この
コレクタは接地されているので、ドライブ回路１６の共
通端子ＣＯＭの電位と、スイッチング信号生成手段１２
であるＩＣ回路の基準電位（接地電位）との間は電位差
が発生しない。そのために、この電位差の発生によるス
イッチング信号生成手段１２、特にドライブ回路１６の
誤動作するおそれがない。
【００３０】さらに、トランジスタ２２がオンのときで
も、トランジスタ２４がオンのときでも抵抗器３０には
過電流が流れるため、流れる電流が不連続になるような
ことはない。そのため、従来のようにサージ電圧による
ノイズの発生を効果的に抑制できる。
も、トランジスタ２４がオンのときでも抵抗器３０には
過電流が流れるため、流れる電流が不連続になるような
ことはない。そのため、従来のようにサージ電圧による
ノイズの発生を効果的に抑制できる。
【００３１】この実施形態ではＳＥＰＰ構成のスイッチ
ング電源装置に適用したが、プッシュプル型のスイッチ
ング電源装置やハーフブリッジ構成のスイッチング電源
装置などにもこの発明を適用できる。
ング電源装置に適用したが、プッシュプル型のスイッチ
ング電源装置やハーフブリッジ構成のスイッチング電源
装置などにもこの発明を適用できる。
【００３２】例えば、ハーフブリッジ構成のスイッチン
グ電源装置でも、共振用コンデンサと接地間に過電力検
出素子である抵抗器を接続すると共に、直流電源には接
続されていないスイッチング用トランジスタの一方の電
極（ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを使用する場合
ではそのエミッタ）を接地すればよい。検出素子に流れ
る過電流によるプラス、マイナス方向の降下電圧は上述
と同じく２つの電圧比較器で検出すればよい。
グ電源装置でも、共振用コンデンサと接地間に過電力検
出素子である抵抗器を接続すると共に、直流電源には接
続されていないスイッチング用トランジスタの一方の電
極（ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを使用する場合
ではそのエミッタ）を接地すればよい。検出素子に流れ
る過電流によるプラス、マイナス方向の降下電圧は上述
と同じく２つの電圧比較器で検出すればよい。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明では一対の
スイッチング素子を流れる過電流をそれぞれ過電流検出
素子に流れるように工夫したものである。これによれ
ば、単一の検出素子で一方のスイッチング素子がオン状
態のとき、このスイッチング素子を流れる過電流を検出
素子に流すことができると共に、他方のスイッチング素
子がオン状態となされているとき、このスイッチング素
子を流れる過電流を同じ検出素子に流すことができるか
ら、過電流などの過電力状態から何れのスイッチング素
子も確実に保護することができる。
スイッチング素子を流れる過電流をそれぞれ過電流検出
素子に流れるように工夫したものである。これによれ
ば、単一の検出素子で一方のスイッチング素子がオン状
態のとき、このスイッチング素子を流れる過電流を検出
素子に流すことができると共に、他方のスイッチング素
子がオン状態となされているとき、このスイッチング素
子を流れる過電流を同じ検出素子に流すことができるか
ら、過電流などの過電力状態から何れのスイッチング素
子も確実に保護することができる。
【００３４】また、スイッチング信号生成手段に可変発
振回路のドライブ回路を設け、このドライブ回路に共通
端子が設けられているようなときでも、この共通端子を
接地することができるから、この共通端子と接地間に不
要な電位差が生じるようなことがなくなる。そのためド
ライブ回路の動作上の不安定さを確実に回避できる。
振回路のドライブ回路を設け、このドライブ回路に共通
端子が設けられているようなときでも、この共通端子を
接地することができるから、この共通端子と接地間に不
要な電位差が生じるようなことがなくなる。そのためド
ライブ回路の動作上の不安定さを確実に回避できる。
【００３５】もちろん、正負何れの方向の過電流でもこ
れを検出素子で検出できるから、サージ電圧によるノイ
ズ発生を抑制できるなどの効果を有する。したがってこ
の発明に係るスイッチング電源装置は、各種電子機器の
電源装置としてのＳＥＰＰ構成のスイッチングコンバー
タなどに適用して極めて好適である。
れを検出素子で検出できるから、サージ電圧によるノイ
ズ発生を抑制できるなどの効果を有する。したがってこ
の発明に係るスイッチング電源装置は、各種電子機器の
電源装置としてのＳＥＰＰ構成のスイッチングコンバー
タなどに適用して極めて好適である。
【図１】この発明に係るスイッチング電源装置を、ＳＥ
ＰＰ構成のスイッチング電源装置に適用したときの一実
施形態を示す接続図である。
ＰＰ構成のスイッチング電源装置に適用したときの一実
施形態を示す接続図である。
【図２】その動作説明に供する波形図である。
【図３】従来のスイッチング電源装置の接続図である。
【図４】その動作説明に供する波形図である。
１０・・・電源装置、１２・・・スイッチング信号生成
手段、１４・・・可変発振回路、１６・・・ドライブ回
路、２２，２４・・・スイッチングトランジスタ、２６
・・・絶縁トランス、２８・・・共振用コンデンサ、３
０・・・検出素子である抵抗器、３２，３４・・・比較
器
手段、１４・・・可変発振回路、１６・・・ドライブ回
路、２２，２４・・・スイッチングトランジスタ、２６
・・・絶縁トランス、２８・・・共振用コンデンサ、３
０・・・検出素子である抵抗器、３２，３４・・・比較
器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高濱 昌信 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA20 BB26 BB57 BB62 DD02 DD26 DD32 EE04 FD41 XX04 XX15 XX24 XX35 XX42
Claims (4)
- 【請求項１】 可変発振回路を有するスイッチング信号
生成手段と、 このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング
素子と、 これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一
次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、 上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、 上記共振用コンデンサと接地間に接続された過電力検出
素子と、 上記過電力検出素子の両端電圧のうちプラス側の電圧を
第１の基準電圧と比較する第１の電圧比較器と、 上記過電力検出素子の両端電圧のうちマイナス側の電圧
を第２の基準電圧と比較する第２の電圧比較器とを有
し、 これら電圧比較器の比較出力で上記可変発振回路が制御
されるようになされたことを特徴とするスイッチング電
源装置。 - 【請求項２】 上記過電力検出素子は、抵抗器であるこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 上記可変発振回路の発振出力が供給され
るドライブ回路を有し、 このドライブ回路の出力が上
記スイッチング信号として供給されると共に、 このドライブ回路の共通端子が接地されるようになされ
たことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装
置。 - 【請求項４】 上記一対のスイッチング素子はＳＥＰＰ
接続されると共に、逆相関係のスイッチング信号が上記
スイッチング素子に供給されるようになされたことを特
徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP37532499A JP2001190070A (ja) | 1999-12-28 | 1999-12-28 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP37532499A JP2001190070A (ja) | 1999-12-28 | 1999-12-28 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001190070A true JP2001190070A (ja) | 2001-07-10 |
Family
ID=18505335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP37532499A Pending JP2001190070A (ja) | 1999-12-28 | 1999-12-28 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001190070A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001309657A (ja) * | 2000-04-20 | 2001-11-02 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| KR101262180B1 (ko) | 2006-07-14 | 2013-05-14 | 삼성디스플레이 주식회사 | 인버터용 트랜스포머의 전류 감지 장치 및 전류 감지 방법 |
| JP2018113762A (ja) * | 2017-01-11 | 2018-07-19 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
1999
- 1999-12-28 JP JP37532499A patent/JP2001190070A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001309657A (ja) * | 2000-04-20 | 2001-11-02 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| KR101262180B1 (ko) | 2006-07-14 | 2013-05-14 | 삼성디스플레이 주식회사 | 인버터용 트랜스포머의 전류 감지 장치 및 전류 감지 방법 |
| JP2018113762A (ja) * | 2017-01-11 | 2018-07-19 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090626 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090915 |
|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20090916 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20091028 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20091109 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100302 |