JP2001186780A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】複数組のスイッチアームと電力貯蔵手段とで構
成される電源装置の変換効率を改善する。 【解決手段】順変換回路を構成するスイッチアーム40a
と、逆変換回路を構成するスイッチアーム６０ａと、チ
ョッパ回路の一方の直流側を構成するスイッチアーム８
０ａとをそれぞれ寄生ダイオードを有するユニポーラト
ランジスタで形成し、それぞれの前記トランジスタに規
定電流を流したときのオン電圧を寄生ダイオードの立ち
上がり電圧以下とすることにより、スイッチアームそれ
ぞれを、より高周波動作を可能にしてスイッチング損失
を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、寄生ダイオード
を有するユニポーラトランジスタからなる複数組のスイ
ッチアームと、電力貯蔵手段とを用いて構成する電源装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１２は、この種の電源装置として代表
的なシステム構成図である。

【０００３】図１２において、１は交流電源としての商
用電源、２は電源装置、３は商用電源１側の交流フィル
タ、４は順変換回路、５は平滑コンデンサ、６は逆変換
回路、７は逆変換回路６の出力側の交流フィルタ、８は
チョッパ回路、９は電力貯蔵手段としての電池、１０は
電源装置２の負荷である。

【０００４】この電源装置２において、商用電源１が正
常な場合は、順変換回路４で整流し、平滑コンデンサ５
で平滑した直流電圧を逆変換回路６で商用電源１とほぼ
同じ交流電圧に変換して負荷１０に給電する。また、順
変換回路４の出力からチョッパ回路８を介して電池９を
充電する。商用電源１が停電などの異常時には、電池９
の電力をチョッパ回路８と逆変換回路７とを介して負荷
１０に供給する。すなわち、負荷１０への供給電源は商
用電源１が喪失しても、電池９から無瞬断で負荷１０に
交流電力が供給されるので無停電電源装置（ＵＰＳ）と
呼ばれている。

【０００５】図１３は、図１２に示した電源装置２に備
える複数組のスイッチアームを形成するそれぞれの半導
体スイッチ回路に、バイポーラトランジスタであるＩＧ
ＢＴを用いた場合の詳細回路構成図を示し、順変換回路
と逆変換回路とはそれぞれ１組のスイッチアームで構成
している。

【０００６】図１３において、２ａは電源装置２として
の電源装置、３ａは交流フィルタ３としての交流フィル
タ、４ａは順変換回路４としてのスイッチアーム、５ａ
は平滑コンデンサ５としての平滑コンデンサ、この平滑
コンデンサ５ａはコンデンサ５ａ１とコンデンサ５ａ２
とからなり、６ａは逆変換回路６としてのスイッチアー
ム、７ａは交流フィルタ７としての交流フィルタ、８ａ
はチョッパ回路８を構成するスイッチアーム、８ｂはチ
ョッパ回路８を構成する直流リアクトル、８ｃはチョッ
パ回路８を構成する平滑コンデンサである。

【０００７】すなわち、図１３に示した回路構成では、
周知の如く、スイッチアーム４ａと平滑コンデンサ５ａ
とで整流電源機能を有し、また、スイッチアーム６ａと
平滑コンデンサ５ａとでインバータ機能を有する。

【０００８】図１４は、図１２に示した電源装置とは機
能が異なったシステム構成図を示し、商用電源１が正常
時は開閉器２００を閉路状態にして、商用電源１から負
荷１０に給電しつつ、スイッチアームで構成された順，
逆変換回路６０を整流回路動作にし、この整流電圧を平
滑コンデンサ５０で平滑し、スイッチアームなどで構成
されたチョッパ回路８０を介して電池９０を充電する。
また、商用電源１が停電などの異常時は開閉器２００を
開路状態にして、電池９０の電力をチョッパ回路８０
と、インバータ動作にした順，逆変換回路６０と、交流
フィルタ７０とを介して商用電源１の正常時とほぼ同じ
交流電圧を負荷１０に供給する、所謂、待機式の無停電
電源装置（ＳＰＳ）である。

【０００９】図１５は、上述の図１３，図１４を構成す
るそれぞれのスイッチアームの詳細回路構成図であり、
１例として、図１３に示したスイッチアーム４ａの回路
構成について示し、４ａｐはＰ側の半導体スイッチ回
路、４ａｎはＮ側の半導体スイッチ回路、４ａｐ１，４
ａｎ１はＩＧＢＴ、４ａｐ２，４ａｎ２はダイオード、
４ａｇｐはＩＧＢＴ４ａｐ１のゲート駆動回路、４ａｇ
ｎはＩＧＰＴ４ａｎ１のゲート駆動回路である。

【００１０】図１６は、図１５に示したスイッチアーム
４ａｐの代表的なオン特性を示す。

【００１１】この図からも明らかなように、順方向通流
時のオン特性はバイポーラトランジスタ特有の立ち上が
り電圧Ｖoｔを示し、この立ち上がり電圧ＶoｔはＩＧＢ
Ｔの出力トランジスタ１段では１ボルト程度、３段ダー
リントントランジスタでは３ボルト程度になる。また、
逆方向通流時はバイポーラ素子であるダイオードのオン
電圧特性を示し、Ｖｏｄはこのダイオードの立ち上り電
圧を示す。

【００１２】この種のスイッチアームとしては、順，逆
方向通流時の損失を共に低減するため、ＩＧＢＴとダイ
オードの立ち上がり電圧を出来るだけ低くしている。

【００１３】図１７は、上述の図１３，図１４を構成す
るそれぞれのスイッチアームにＭＯＳＦＥＴを使用した
詳細回路路構成図である。

【００１４】図１７において、４ｂはスイッチアーム、
４ｂｐはＰ側の半導体スイッチ回路、４ｂｎはＮ側の半
導体スイッチ回路、４ｂｐ１，４ｂｎ１はＭＯＳＦＥ
Ｔ、４ｂｐ２，４ｂｎ２はＭＯＳＦＥＴ４ｂｐ１，４ｂ
ｎ１それぞれに内蔵する寄生ダイオード、４ｂｇｐ、４
ｂｇｎはＭＯＳＦＥＴ４ｂｐ１，４ｂｎ１それぞれのゲ
ート駆動回路、４ｃはゲート電源、４ｄは制御回路を示
す。

【００１５】図１８は、図１７に示したＭＯＳＦＥＴ４
ｂｐ１叉は４ｂｎ１のゲート駆動回路の詳細回路構成図
であり、４ｘは半導体スイッチ回路４ｂｐ又は４ｂｎに
対応する半導体スイッチ回路、４ｘｇはゲート駆動回路
４ｂｇｐ叉は４ｂｇｎに対応するゲート駆動回路、４ｘ
ｇ１はゲート電源４ｃから絶縁変圧器４ｘｇ２を介して
ゲート回路４ｘｇ３にゲート駆動電源を供給するゲート
駆動電源回路を示す。また、スイッチング信号は制御回
路４ｄからゲート制御回路４ｘｇ４と絶縁変圧器４ｘｇ
５とを介してゲート回路４ｘｇ３に伝送される。

【００１６】すなわち図１７に示したスイッチアーム４
ｂは、図１８に示したゲート駆動回路２組を用いて構成
している。

【００１７】図１９は、図１６に示したオン特性に対比
する、図１７に示した半導体スイッチ回路のオン特性で
ある。この特性図から明らかなように、順方向通流時の
オン特性はユニポーラ特性となっているが、逆方向通流
時のオン特性は図１６に示した特性と同じくダイオード
特性となっている。これは、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオ
ード特性が図１５に示したダイオードと同じ特性である
ことによる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】半導体素子を用いた電
源装置を実現する上での大きな課題は、変換効率の向
上、装置の性能向上、装置の小型・軽量化と低コスト化
である。

【００１９】図２０は、バイポーラトランジスタを用い
た電源装置としての無停電電源装置の負荷の大きさと効
率の関係の一例を示したものであり、負荷が軽くなると
効率が大きく下がってしまうことを示している。省エネ
の面から無停電電源装置を始めとする半導体電力変換装
置の軽負荷時の効率向上が大きな課題となっている。

【００２０】軽負荷時の効率向上策として、下記１），
２）項が効果的である。１）双方向通流時共、ユニポー
ラ型特性の半導体素子にする。２）スイッチング損失を
実質的に無視出来る程度に半導体素子のスイッチング性
能を高める。

【００２１】上記１），２）項を満たす理想的な半導体
素子とした場合の電圧―電流特性を図２１に示す。すな
わち、図２１に示した特性の半導体素子は双方向通流時
共ユニポーラ型素子である。

【００２２】図２１に示した特性の半導体素子を用い、
そのスイッチング損失を零にした効率特性を、図２０に
示した特性に対応して示したのが図２２であり、実線が
図２１に示す半導体素子で、破線が図２０の再掲特性で
ある。

【００２３】さて、バイポーラトランジスタを無停電電
源装置などの電源装置のスイッチアームに用いた場合の
別の大きな問題点として、スイッチング周波数が高めら
れないことがある。この最大の要因は、バイポーラトラ
ンジスタにはバイポーラ素子特有の蓄積キャリア現象が
発生することである。

【００２４】図２３は、前記蓄積キャリア現象と、図１
５に示したＩＧＢＴによるスイッチアームのスイッチン
グ動作との関係を示したものである。

【００２５】図２３において、スイッチングモードは
ＩＧＢＴ（４ａｐ１）をオフして負荷電流ＩｏをＩＧＢ
Ｔ（４ａｐ１）からダイオード（４ａｎ２）に転流させ
るモードであり、モードは負荷電流Iｏがダイオード
（４ａｎ２）を継続通流しているモードである。モード
はＩＧＢＴ（４ａｐ１）をオンして負荷電流Iｏをダ
イオード（４ａｎ２）からＩＧＢＴ（４ａｐ１）に転流
させるモードである。

【００２６】時刻T１で、ＩＧＢＴ（４ａｐ１）のゲー
トをオフしても、ＩＧＢＴは直ちにオフせず、ある時間
（図示のＴｓｔｇ）電流が流れる。すなわち、時刻T１
でＩＧＢＴ（４ａｐ１）をオフし、同時にＩＧＢＴ（４
ａｎ１）をオンすると、アーム短絡（同図のＰＮ間が短
絡）することを意味している。このため、ＩＧＢＴによ
るスイッチアームでは、ＩＧＢＴ（４ａｐ１）をオフし
てから規定時間ＩＧＢＴ（４ａｎ１）をオンしないよう
にデットタイム（図示のＴｄ）を設けている。

【００２７】現状のＩＧＢＴによるスイッチアームで
は、このデットタイムは１μＳ程度となっている。

【００２８】さて、上述のデットタイムはスイッチアー
ムのスイッチング周波数の上限に大きく影響する。図２
４は、このデットタイムによるスイッチング周波数と無
停電電源装置の出力電圧の関係を示し、デットタイムが
１μｓの場合で示している。すなわちスイッチング周波
数が高くなると、デットタイムによる出力電圧減少が大
きくなることを示している。ＩＧＢＴを用いた現状のス
イッチアームでは、そのスイッチング周波数は数１０ｋ
Ｈｚ程度となっている。

【００２９】次に、図１７に示したＭＯＳＦＥＴによる
スイッチアームの場合には、現状のＭＯＳＦＥＴは図１
９に示すオン特性であることから、ＭＯＳＦＥＴに内蔵
する寄生ダイオードは出来るだけオン電圧を低くなるよ
に設計されているが、この寄生ダイオードの特性から、
現状のＭＯＳＦＥＴを用いたスイッチアームはスイッチ
ング周波数が高められないという問題点がある。

【００３０】以下、この問題点について説明する。

【００３１】一般に、ダイオードの動作周波数は該ダイ
オードの逆回復特性で制限される。

【００３２】図２５は、ＭＯＳＦＥＴが有する寄生ダイ
オードのオフ時の動作（図２３に示した時刻Ｔ５の動作
に対応）を説明する波形図であり、（ａ）は寄生ダイオ
ードの電流波形、（ｂ）は寄生ダイオードの電圧波形、
（ｃ）はオフ時に寄生ダイオードに発生する損失波形を
各々示す。

【００３３】すなわち図２５（ａ）の波形で、斜線部の
電流が寄生ダイオードオフ時の逆回復電流であり、この
ときに発生する損失は（ａ）の電流と（ｂ）の電圧の積
となる。従って、寄生ダイオードのスイッチング損失
は、（ｃ）の損失波形積分値のスイッチング周波数倍と
なる。

【００３４】現状のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、
先述の如く、無停電電源装置などの電源装置の損失低減
から立ち上がり電圧を極力低くなるようにしている。そ
の結果、寄生ダイオードのスイッチング損失は大きくな
り、数１０ｋＨｚ程度がスイッチング周波数の限界とな
っている。

【００３５】上述の如く、現状のＭＯＳＦＥＴは順方向
通流時にはユニポーラ型で、そのスイッチング周波数は
数１００ｋＨｚの性能を有しているにもかかわらず、逆
方向通流特性はバイポーラ特性で、且つその逆回復特性
からスイッチング周波数はＭＯＳＦＥＴの１／１０程度
となっている。

【００３６】この発明の目的は、スイッチング周波数が
高く、且つ、高変換効率の電源装置を提供することにあ
る。

【００３７】

【課題を解決するための手段】この第１の発明は、順変
換回路を構成する少なくとも1組のスイッチアームと、
チョッパ回路の一方の直流側を構成するスイッチアーム
と、逆変換回路を構成する少なくとも1組のスイッチア
ームとが互いに並列接続され、前記チョッパ回路の他方
の直流側には電力貯蔵手段が接続されてなる電源装置で
あって、通常時は、交流電源から順変換回路と逆変換回
路とを介して負荷に給電しつつ、前記順変換回路とチョ
ッパ回路とを介して電力貯蔵手段を充電し、前記交流電
源が異常時には、前記電力貯蔵手段からチョッパ回路と
逆変換回路とを介して前記負荷に給電する電源装置にお
いて、前記それぞれのスイッチアームを形成するそれぞ
れの半導体スイッチ回路を、寄生ダイオードを有するユ
ニポーラトランジスタで構成し、前記寄生ダイオードの
立ち上がり電圧を、前記ユニポーラトランジスタのオン
状態で規定電流を通流したときに生ずるオン電圧以上に
設定したことを特徴とする。

【００３８】第２の発明は、チョッパ回路の一方の直流
側を構成するスイッチアームと、順，逆変換回路を構成
する少なくとも1組のスイッチアームとが互いに並列接
続され、前記チョッパ回路の他方の直流側には電力貯蔵
手段が接続されてなる電源装置であって、通常時は、交
流電源から負荷に給電しつつ、該交流電源から順，逆変
換回路とチョッパ回路とを介して電力貯蔵手段を充電
し、前記交流電源が異常時には、前記電力貯蔵手段から
チョッパ回路と順，逆変換回路とを介して前記負荷に給
電する電源装置において、前記それぞれのスイッチアー
ムを形成するそれぞれの半導体スイッチ回路を、寄生ダ
イオードを有するユニポーラトランジスタで構成し、前
記寄生ダイオードの立ち上がり電圧を、前記ユニポーラ
トランジスタのオン状態で規定電流を通流したときに生
ずるオン電圧以上に設定したことを特徴とする。

【００３９】第３の発明は、順変換回路を構成する少な
くとも1組のスイッチアームと、チョッパ回路の一方の
直流側を構成するスイッチアームと、逆変換回路を構成
する少なくとも1組のスイッチアームとが互いに並列接
続され、前記チョッパ回路の他方の直流側には電力貯蔵
手段が接続されてなる電源装置であって、通常時は、交
流電源から順変換回路と逆変換回路とを介して負荷に給
電しつつ、前記順変換回路とチョッパ回路とを介して電
力貯蔵手段を充電し、前記交流電源が異常時には、前記
電力貯蔵手段からチョッパ回路と逆変換回路とを介して
前記負荷に給電する電源装置において、前記スイッチア
ームを、寄生ダイオードを有するユニポーラトランジス
タのコンプリメンタリ接続で形成し、前記それぞれの寄
生ダイオードの立ち上がり電圧を、対応するユニポーラ
トランジスタのオン状態で規定電流を通流したときに生
ずるオン電圧以上に設定したことを特徴とする。

【００４０】第４の発明は、チョッパ回路の一方の直流
側を構成するスイッチアームと、順，逆変換回路を構成
する少なくとも1組のスイッチアームとが互いに並列接
続され、前記チョッパ回路の他方の直流側には電力貯蔵
手段が接続されてなる電源装置であって、通常時は、交
流電源から負荷に給電しつつ、該交流電源から順，逆変
換回路とチョッパ回路とを介して電力貯蔵手段を充電
し、前記交流電源が異常時には、前記電力貯蔵手段から
チョッパ回路と順，逆変換回路とを介して前記負荷に給
電する電源装置において、前記スイッチアームを、寄生
ダイオードを有するユニポーラトランジスタのコンプリ
メンタリ接続で形成し、前記それぞれの寄生ダイオード
の立ち上がり電圧を、対応するユニポーラトランジスタ
のオン状態で規定電流を通流したときに生ずるオン電圧
以上に設定したことを特徴とする。

【００４１】第５の発明は前記第１叉は第２の発明の電
源装置において、前記ユニポーラトランジスタは、ＭＯ
ＳＦＥＴとしたことを特徴とする。

【００４２】第６の発明は前記第３叉は第４の発明の記
載の電源装置において、前記ユニポーラトランジスタの
一方はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとし、他方はＰチャン
ネルＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とする。

【００４３】第７の発明は前記第１〜第６の発明の電源
装置において、前記規定電流は、この電源装置の出力電
流最大値としたことを特徴とする。

【００４４】第８の発明は前記第１〜第６の発明の電源
装置において、前記規定電流は、ユニポーラトランジス
タの絶対最大定格としたことを特徴とする。

【００４５】この発明は、下記１），２）項に着目して
なされたものである。 １）素子構造上ＭＯＳＦＥＴは、双方向通流可能なユニ
ポーラ型素子である。 ２）バイポーラ型のダイオードを、高速化すると立ち上
がり電圧は増大する。

【００４６】すなわち、ＭＯＳＦＥＴが有する寄生ダイ
オードをの立ち上がり電圧をＭＯＳＦＥＴの規定電流通
流時のオン電圧以上になるようにすると共に、該寄生ダ
イオードのスイッチング周波数をＭＯＳＦＥＴのスイッ
チング周波数と同等程度にしたＭＯＳＦＥＴをスイッチ
アームとした電源装置にして、後述の如く、高変換効率
化と高速動作とを可能にする。

【００４７】

【発明の実施の形態】図１は、この発明の第１例を示す
電源装置の回路構成図であり、図１３に示した従来例回
路構成に対応する回路構成である。

【００４８】図１において、４０ａｐ，４０ａｎ，６０
ａｐ，６０ａｎ，８０ａｐ，８０ａｎは半導体スイッチ
回路、４０ａｐ１，４０ａｎ１，６０ａｐ１，６０ａｎ
１，８０ａｐ１，８０ａｎ１はＭＯＳＦＥＴ、４０ａｐ
２，４０ａｎ２，６０ａｐ２，６０ａｎ２，８０ａｐ
２，８０ａｎ２は前記ＭＯＳＦＥＴそれぞれの寄生ダイ
オードを示す。

【００４９】図2は、図１に示した半導体スイッチ回路
４０ａｐ，４０ａｎ，６０ａｐ，６０ａｎ，８０ａｐ，
８０ａｎにおける順方向通流時と逆方向通流時の電圧―
電流特性について示したものである。この図はユニポー
ラ型素子であるＭＯＳＦＥＴのゲートオン時の素子電流
ー電圧特性図であり、動作範囲（電流値の大きさで示
す）が順方向でＩf、逆方向でＩrで示してある。

【００５０】すなわち、この発明のユニポーラトランジ
スタとしてのＭＯＳＦＥＴでは、図２に示す如く、寄生
ダイオードの立ち上がり電圧ＶｏをＭＯＳＦＥＴに発生
しする電圧Ｖｔより高く設定している。

【００５１】また、図1に示した回路構成におけるユニ
ポーラトランジスタは、図2に示した特性を有するＮチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴで構成できる。

【００５２】図３は、図２に示した特性を実現するため
のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの構造例図であり、４０ｎ
ｄはＭＯＳＦＥＴに内蔵される寄生ダイオード部、４０
ｎｔはＭＯＳＦＥＴ部、寄生ダイオード４０ｎｄの動作
周波数はＭＯＳＦＥＴ部４０ｎｔとほぼ同じ周波数性能
にする。このためには、従来のダイオード素子の高周波
化と同じ手法、例えば、ライフタイムキラーである白金
等をドーピングしたり、電子線照射などによってライフ
タイムコントロールを行う。

【００５３】図４は、この発明の第2の実施例を示す電
源装置の回路構成図であり、半導体スイッチ回路４１ａ
ｎ，６１ａｎ，８１ａｎは、図１に示した半導体スイッ
チ回路４０ａｎ，６０ａｎ，８０ａｎに各々対応した回
路構成であり、この図の例ではＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔの場合で示してある。

【００５４】すなわち図４において、半導体スイッチ回
路４０ａp，６０ａp，８０ａｐは、図１の回路構成と同
じくＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで形成し、これらのＮチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴと、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで
形成された半導体スイッチ回路４１ａｎ，６１ａｎ，６
１ａｎとにより、図示の如く、それぞれコンプリメンタ
リ接続の構成にしている。

【００５５】図５は、この発明の特性を実現するための
ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの構造例図であり、４０ｐｄ
はＭＯＳＦＥＴに内蔵される寄生ダイオード部、４０ｐ
ｔはＭＯＳＦＥＴ部である。この寄生ダイオード４０ｐ
ｄの動作周波数はＭＯＳＦＥＴ部４０ｐｔとほぼ同じ周
波数性能にする。このためには、従来のダイオード素子
の高周波化と同じ手法、例えば、ライフタイムキラーで
ある白金等をドーピングしたり、電子線照射などによっ
てライフタイムコントロールを行う。

【００５６】図６は、図１，図４に示したユニポーラト
ランジスタを用いたスイッチアームのスイッチング動作
を、図２３に示した従来例動作に対応させて、示してい
る。

【００５７】すなわち、この発明のスイッチアームで
は、順・逆方向通流時とも先述の蓄積キャリア時間を有
しないユニポーラ型動作となるので、デットタイムを考
慮しないスイッチング動作を可能にしている。

【００５８】図７は、図４に示したスイッチアームの詳
細回路構成図であり、図１７に示した従来のスイッチア
ームに対応する回路構成である。

【００５９】図７において、４１ｘはスイッチアームで
あり、このスイッチアームは図１７の構成と同じくＰ側
の半導体スイッチ回路４１ｘｐとＮ側の半導体スイッチ
回路４１ｘｎとの直列回路で構成する。すなわち、Ｎチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴである４１ｘｐ１と、Ｐチャンネ
ルＭＯＳＦＥＴである４１ｘｎ１とをコンプリメンタリ
ー接続にする。また、４１ｘｇは４１ｘｐ１，４１ｘｎ
１のゲート駆動回路、４１ｘｇ１はゲート駆動電源回
路、４１ｘｇ２は変圧器、４１ｘｇ３はゲート回路、４
１ｘｇ４はゲート制御回路、４１ｘｇ５は変圧器、４１
ｅはゲート電源、４１ｆは制御回路である。

【００６０】図８は、この発明の第３の実施例を示す電
源装置の回路構成図であり、図１４に示した電源装置へ
の適用例である。

【００６１】図８において、チョッパ回路８０ｂは図１
に示した回路構成と同じであるが、スイッチアーム６０
ｂは順，逆変換回路の機能をし、商用電源１が正常時に
はスイッチアーム６０ｂと平滑コンデンサ５０ｂとで整
流回路動作をし、商用電源１が異常時には、平滑コンデ
ンサ５０ｂとスイッチアーム６０ｂとでインバータ動作
をする。

【００６２】図９は、この発明の第４の実施例を示す電
源装置の回路構成図であり、図８の回路構成と同様に、
図１４に示した電源装置への適用例である。

【００６３】すなわち、図８と異なる点はスイッチアー
ムとして図７に示す回路構成を用いていることである。
従って、チョッパ回路８０ｃは図４に示した回路構成と
同じであるが、スイッチアーム６０ｃは順，逆変換回路
の機能をし、商用電源１が正常時にはスイッチアーム６
０ｃと平滑コンデンサ５０ｃとで整流回路動作をし、商
用電源１が異常時には、平滑コンデンサ５０ｃとスイッ
チアーム６０ｃとでインバータ動作をする。

【００６４】以下に、この発明のユニポーラトランジス
タの逆方向通流時の動作について、補足説明を説明す
る。

【００６５】すなわち、図２に示した波形図で逆方向に
電流Ｉｒ通流すると、寄生ダイオードには僅かな電流
（図２ではＩｏで示してある）が流れる。この寄生ダイ
オードはバイポーラ型素子であるので、この僅かな電流
でも蓄積キャリアが発生する。

【００６６】しかしながら、この発明の電源装置におけ
るユニポーラトランジスタでは、寄生ダイオード部は高
速化されているので、従来のような大きな逆回復電流は
流れない。

【００６７】図１０は、上述のユニポーラトランジスタ
の寄生ダイオードの逆回復特性図（太実線）を示し、図
２５に示した従来の特性に対応して示してある。細線は
図２５の特性の再掲であり、この特性からも、スイッチ
ング損失が大幅に低減されていることが解る。

【００６８】なお、上述の実施例回路は、それぞれ一番
スイッチアーム数の少ない回路構成で説明をしたが、順
変換回路叉は逆変換回路若しくは順，逆変換回路を単
相，三相ブリッジ結線にした構成の電源装置にも、この
発明は適用できる。

【００６９】

【発明の効果】この発明によれば、順方向，逆方向通流
時ともユニポーラ特性にしたので、半導体素子の発生損
失を大幅に低減出来る。

【００７０】図１１は、その効果を説明する図であり、
（ａ）はユニポーラトランジスタの電流波形で双方向通
流時とも正弦波電流の場合で示し、（ｂ）は該トランジ
スタの電圧波形で、細線が従来例で使用されたＩＧＢ
Ｔ、太線がこの発明で使用されたＭＯＳＦＥＴの場合を
示し、（ｃ）は発生する損失で、細線が前記ＩＧＢＴ、
太線が前記ＭＯＳＦＥＴの場合を示し、（ｃ）で斜線部
分がこの発明によって改善される損失部分を示し、この
発明により、双方向通流時ともにユニポーラトランジス
タにすると、発生する損失は大幅に低減していることを
示している。

【００７１】また、この発明によれば、寄生ダイオード
の立ち上がり電圧を従来より大幅に高めて、ＭＯＳＦＥ
Ｔと同程度のスイッチング周波数で動作出来るようにし
ているので、インバータ周波数を大幅に高められ、図２
１に示した理想的な特性により近づいている。

【００７２】さらに、この発明によれば、スイッチアー
ムをコンプリメンタリ接続で構成して、双方の半導体ス
イッチ回路のソース電位を共通にしているので、該半導
体スイッチ回路のゲート駆動電源、制御電源が共通に出
来るので、無停電電源装置などの電源装置の小型・軽量
化、低価格化がは図れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施例を示す電源装置の回路
構成図

【図２】図１の動作を説明する波形図

【図３】図１のユニポーラトランジスタの構成例図

【図４】図４はこの発明の第２の実施例を示す電源装置
の回路構成図

【図５】図４のユニポーラトランジスタの構成例図。

【図６】図１のスイッチ動作を説明する波形図

【図７】図１のスイッチアームの詳細回路構成図

【図８】この発明の第３の実施例を示す電源装置の回路
構成図

【図９】この発明の第４の実施例を示す電源装置の回路
構成図。

【図１０】この発明によるユニポーラトランジスタの寄
生ダイオードの特性図

【図１１】この発明の効果を説明する図

【図１２】電源装置の代表的なシステム構成図

【図１３】ＩＧＢＴを用いた従来の電源装置の回路構成
図

【図１４】電源装置の図１２とは別のシステム構成図

【図１５】ＩＧＢＴによる従来のスイッチアームの回路
構成図

【図１６】図１５の半導体スイッチ回路の特性を説明す
る図

【図１７】ＭＯＳＦＥＴを用いた従来のスイッチアーム
の回路構成図

【図１８】図１７の半導体スイッチ回路の詳細説明図

【図１９】図１７の半導体スイッチ回路の特性を説明す
る図

【図２０】図１５に示した回路の効率特性を説明する図

【図２１】理想的なユニポーラ型素子の特性を説明する
図

【図２２】図２１に示した特性の素子を用いた場合の効
率特性を説明する図

【図２３】図１５のスイッチ動作を説明する図

【図２４】図１５のスイッチ特性を説明する図

【図２５】従来のダイオードの特性を説明する図

【符号の説明】

１…商用電源、２，２ａ，２０，２０ａ，２０ｂ，２０
ｃ，２１…電源装置、３，３ａ，３０ａ…交流フィル
タ、４，４１ａ…順変換回路、５，５ａ，５ａ１，５ａ
２，８ｃ，５０，５０ａ，５０ｂ，５０ｃ…平滑コンデ
ンサ、６，６ａ，６０，６１ａ…逆変換回路、６０ｂ，
６０ｃ…順，逆変換回路、７，７ａ，７０，７０ａ，７
０ｂ，７０ｃ…交流フィルタ、８，８０，８２ｂ，８２
ｃ…チョッパ回路、９，９０，９０ｂ，９０ｃ…電池、
１０…負荷、４ａ，４ｂ，６ａ，８ａ，４０ａ，４１
ａ，４１ｘ，６０ａ，６１ａ，６０ｂ，６０ｃ，８０
ａ，８１ａ…スイッチアーム、４ａｐ，４ａｎ，４ｂ
ｐ，４ｂｎ，４ｘ，４０ａｐ，４０ａｎ，４１ａｎ，４
１ｘｐ，４１ｘｎ，６０ａｐ，６０ａｎ，６１ａｎ，８
０ａｐ，８０ａｎ，８１ａｎ…半導体スイッチ回路、４
ａｐ１，４ａｎ１…ＩＧＢＴ、４ａｐ２，４ａｎ２…ダ
イオード、４ｂｐ１，４ｂｎ１，４ｘ１，４０ｎｔ，４
０ｐｔ，４０ａｐ１，４０ａｎ１，４０ｘｐ１，４１ａ
ｎ１，４１ｘｐ１，４１ｘｎ１，６０ａｐ１，６０ａｎ
１，６１ａｎ１，８０ａｐ１，８０ａｎ１，８１ａｎ１
…ＭＯＳＦＥＴ、４ｂｐ２，４ｂｎ２，４ｘ２，４０ｎ
ｄ，４０ｐｄ，４０ａｐ２，４０ａｎ２，４０ｘｎ２，
４１ａｎ２，６０ａｐ２，６０ａｎ２，６１ａｎ２，８
０ａｐ２，８０ａｎ２，８１ａｎ２…寄生ダイオード、
８ｂ，８０ｂ…直流リアクトル、２００，２００ｂ，２
００ｃ…開閉器、４ｃ，４１ｅ…ゲート電源、４ｄ，４
１ｆ…制御回路、４ｘｇ，４ｂｇｐ，４ｂｇｎ，４１ｘ
ｇ，４ａｇｐ，４ａｇｎ…ゲート駆動回路、４ｘｇ１，
４１ｘｇ１…ゲート電源回路、４ｘｇ２，４ｘｇ５，４
１ｘｇ２，４１ｘｇ５…変圧器、４ｘｇ４，４１ｘｇ４
…ゲート制御回路、４ｘｇ３，４１ｘｇ３…ゲート回
路。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 順変換回路を構成する少なくとも1組の
   スイッチアームと、チョッパ回路の一方の直流側を構成
   するスイッチアームと、逆変換回路を構成する少なくと
   も1組のスイッチアームとが互いに並列接続され、 前記チョッパ回路の他方の直流側には電力貯蔵手段が接
   続されてなる電源装置であって、 通常時は、交流電源から順変換回路と逆変換回路とを介
   して負荷に給電しつつ、前記順変換回路とチョッパ回路
   とを介して電力貯蔵手段を充電し、 前記交流電源が異常時には、前記電力貯蔵手段からチョ
   ッパ回路と逆変換回路とを介して前記負荷に給電する電
   源装置において、 前記それぞれのスイッチアームを形成するそれぞれの半
   導体スイッチ回路を、寄生ダイオードを有するユニポー
   ラトランジスタで構成し、 前記寄生ダイオードの立ち上がり電圧を、前記ユニポー
   ラトランジスタのオン状態で規定電流を通流したときに
   生ずるオン電圧以上に設定したことを特徴とする電源装
   置。
2. 【請求項２】 チョッパ回路の一方の直流側を構成する
   スイッチアームと、順，逆変換回路を構成する少なくと
   も1組のスイッチアームとが互いに並列接続され、 前記チョッパ回路の他方の直流側には電力貯蔵手段が接
   続されてなる電源装置であって、 通常時は、交流電源から負荷に給電しつつ、該交流電源
   から順，逆変換回路とチョッパ回路とを介して電力貯蔵
   手段を充電し、 前記交流電源が異常時には、前記電力貯蔵手段からチョ
   ッパ回路と順，逆変換回路とを介して前記負荷に給電す
   る電源装置において、 前記それぞれのスイッチアームを形成するそれぞれの半
   導体スイッチ回路を、寄生ダイオードを有するユニポー
   ラトランジスタで構成し、 前記寄生ダイオードの立ち上がり電圧を、前記ユニポー
   ラトランジスタのオン状態で規定電流を通流したときに
   生ずるオン電圧以上に設定したことを特徴とする電源装
   置。
3. 【請求項３】 順変換回路を構成する少なくとも1組の
   スイッチアームと、チョッパ回路の一方の直流側を構成
   するスイッチアームと、逆変換回路を構成する少なくと
   も1組のスイッチアームとが互いに並列接続され、 前記チョッパ回路の他方の直流側には電力貯蔵手段が接
   続されてなる電源装置であって、 通常時は、交流電源から順変換回路と逆変換回路とを介
   して負荷に給電しつつ、前記順変換回路とチョッパ回路
   とを介して電力貯蔵手段を充電し、 前記交流電源が異常時には、前記電力貯蔵手段からチョ
   ッパ回路と逆変換回路とを介して前記負荷に給電する電
   源装置において、 前記スイッチアームを、寄生ダイオードを有するユニポ
   ーラトランジスタのコンプリメンタリ接続で形成し、 前記それぞれの寄生ダイオードの立ち上がり電圧を、対
   応するユニポーラトランジスタのオン状態で規定電流を
   通流したときに生ずるオン電圧以上に設定したことを特
   徴とする電源装置。
4. 【請求項４】 チョッパ回路の一方の直流側を構成する
   スイッチアームと、順，逆変換回路を構成する少なくと
   も1組のスイッチアームとが互いに並列接続され、 前記チョッパ回路の他方の直流側には電力貯蔵手段が接
   続されてなる電源装置であって、 通常時は、交流電源から負荷に給電しつつ、該交流電源
   から順，逆変換回路とチョッパ回路とを介して電力貯蔵
   手段を充電し、 前記交流電源が異常時には、前記電力貯蔵手段からチョ
   ッパ回路と順，逆変換回路とを介して前記負荷に給電す
   る電源装置において、 前記スイッチアームを、寄生ダイオードを有するユニポ
   ーラトランジスタのコンプリメンタリ接続で形成し、 前記それぞれの寄生ダイオードの立ち上がり電圧を、対
   応するユニポーラトランジスタのオン状態で規定電流を
   通流したときに生ずるオン電圧以上に設定したことを特
   徴とする電源装置。
5. 【請求項５】 請求項１叉は２記載の電源装置におい
   て、 前記ユニポーラトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴとしたこ
   とを特徴とする電源装置。
6. 【請求項６】 請求項３叉は４に記載の電源装置におい
   て、 前記ユニポーラトランジスタの一方はＮチャンネルＭＯ
   ＳＦＥＴとし、他方はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとした
   ことを特徴とする電源装置。
7. 【請求項７】 請求項１乃至６のいずれかに記載の電源
   装置において、 前記規定電流は、この電源装置の出力電流最大値とした
   ことを特徴とする電源装置。
8. 【請求項８】 請求項１乃至６のいずれかに記載の電源
   装置において、 前記規定電流は、ユニポーラトランジスタの絶対最大定
   格としたことを特徴とする電源装置。