JP2001178014A

JP2001178014A - 車輌用直流電源装置

Info

Publication number: JP2001178014A
Application number: JP35756499A
Authority: JP
Inventors: Masamitsu Kumazawa; 正光熊澤
Original assignee: Nissin Electric Co Ltd
Current assignee: Nissin Electric Co Ltd
Priority date: 1999-12-16
Filing date: 1999-12-16
Publication date: 2001-06-29

Abstract

(57)【要約】【課題】４２Ｖを出力する交流発電機３２に対して、
点弧位相制御を簡単な構成で実現し、１４Ｖ出力も得ら
れる車輌用直流電源装置を実現する。【解決手段】前記交流発電機３２は、原動機の回転速
度に対応してその回転速度が大きく変動し、時間による
点弧位相制御を用いることができないけれども、前記４
２Ｖの電圧、したがって電機子巻線４２から出力される
各相の相電圧は、前記回転速度変動に対して励磁回路４
１が界磁巻線４０への界磁電流を調整することによって
一定に制御されていることに着目し、制御回路３６は、
前記相電圧と、基準電圧源４３によって作成された基準
電圧とに基づいて、サイリスタ３３ｃの点弧位相制御を
行う。したがって、基準電圧等を調整することによっ
て、回転速度に拘わらず、常に一定の１４Ｖの直流電圧
を、前記相電圧と基準電圧とを比較する簡単な回路で得
ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、１つの車輌用交流
発電機から、相互に独立した高圧と低圧との複数種類の
電圧供給を行う車輌用直流電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、乗用車用の電装品は１２Ｖ仕様が
主流であり、電圧は、交流発電機の出力を整流した直流
電圧が１４Ｖ、バッテリ電圧が１２Ｖの仕様となってい
る。一方、制御性能の向上を求め、自動車制御系の制御
は機械制御から電気制御へ移行しており、負荷である車
載電装品は増加の傾向にある。この負荷の増大による電
流の増加は、ワイヤーハーネス量の増加という問題をも
たらすので、次世代の車輌用電源システムとして、直流
電源系統を高圧化して電流を低減することで、前記ワイ
ヤーハーネスのサイズおよび重量を低減する提案がなさ
れている。

【０００３】たとえば、Kassakian,J."Herausforderung
en der neuen 42V Architektur undFortschritte in de
r internationalen Akzeptanz"("Challenges of the Ne
w 42Volt Architecture and Progress on Its Intrenat
ional Acceptance")1998,VDI Berichte NR.1415,pp.21-
35には、交流発電機の出力を高圧化し、整流後の直流電
圧が４２Ｖ（バッテリ電圧の仕様は３６Ｖ）となる回路
とし、さらに従来の電装品との互換のための直流１４Ｖ
（バッテリ電圧の仕様は１２Ｖ）の系統とを併せ持つ車
輌用直流電源システムが提案されている。

【０００４】上記高低２種類の電圧を供給するにあたっ
ては、たとえば図８で示すように、車輌用直流電源装置
１の交流発電機２の出力電圧を高圧の４２Ｖとし、三相
ブリッジ整流器３での整流後の直流電圧を、直接高圧の
バッテリ４および負荷５に与えるとともに、４２Ｖから
１４Ｖに変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ６によって降
圧し、低圧のバッテリ７および負荷８に与えることが考
えられる。前記交流発電機２は図示しない原動機によっ
て駆動され、その三相の電機子巻線９に発生した三相交
流電圧が前記三相ブリッジ整流器３で全波整流されて、
前記高圧の直流電圧が得られている。

【０００５】前記交流発電機２の界磁巻線１０には、励
磁回路１１を介して、起動時にはバッテリ４から（他
励）、起動後は整流後の直流電圧（自励）によって界磁
電流が与えられる。その界磁電流を該励磁回路１１が調
整することによって、電機子巻線９に発生する交流電圧
が前記４２Ｖの一定電圧に制御される。前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータ６は、それ自体の出力電圧制御機能によって
前記４２Ｖの入力電圧から１４Ｖの出力電圧を得てお
り、１４Ｖ出力は４２Ｖ電源の変動の影響を受けず、し
たがって直流４２Ｖ電源出力と直流１４Ｖ電源出力とは
それぞれ独立して制御されることになる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】車輌用の電源系統とし
て、前記負荷８の容量が百Ａを超える場合もあり、この
ような大容量のために、上記のようにＤＣ−ＤＣコンバ
ータ６を用いる構成では、インダクタ等が大型化して変
換効率が８５％程度になり、数Ａ程度の一般家電機器の
ＤＣ−ＤＣコンバータに比べて効率が悪いという問題が
あり、またコストや設置スペースが嵩むという問題もあ
る。

【０００７】そこで、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを用い
ることなく、高低２種類の電圧を供給するようにした車
輌用直流電源装置が特開平５−９１６７８号公報で示さ
れている。その従来技術を図９で示す。図９において、
前述の図８に対応する部分には、同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。

【０００８】この従来技術では、車輌用直流電源装置２
１内の前記三相ブリッジ整流器３をダイオードの極性に
よって参照符３ａ，３ｂで示す２組に区分し、またバッ
テリ４も参照符４ａ，４ｂで示す２組に区分し、前記２
組のダイオード３ａ，３ｂを使用して、前記電機子巻線
９の交流出力を全波整流して前記高圧の負荷５およびバ
ッテリ４ａ，４ｂに与え、前記ダイオード３ａとサイリ
スタ３ｃとによる全波整流出力を、前記低圧の負荷８お
よびバッテリ４ａに与える。前記サイリスタ３ｃは、分
圧抵抗ｒ１，ｒ２を介して与えられるバッテリ４ａ，４
ｂによる高圧の出力電圧の分圧値と、バッテリ４ａのみ
による低圧の出力電圧のとの差に対応して、制御回路２
２によってｏｎ／ｏｆｆ制御される。サイリスタ３ｃか
らバッテリ４ａへの間には、前記ｏｎ／ｏｆｆ制御によ
る電圧変動を平滑化するためのフィルタ回路２３が介在
されている。

【０００９】上述のような従来技術では、バッテリ４ａ
の出力電圧とバッテリ４ａ，４ｂの出力電圧との差に対
応してサイリスタ３ｃがｏｎまたはｏｆｆ制御されるだ
けであり、たとえば界磁電流が大きい状態で、オーディ
オなどの大容量の負荷の使用が中止されると、相によっ
ては制御回路２２による制御が追いつかず（サイリスタ
３ｃをなかなかｏｆｆできず）、バッテリ４ａに過充電
してしまう虞がある。一方、整流後の直流電圧が高くな
りすぎた場合には、バッテリに水の電気分解を来して水
素が発生してしまうので、前記整流後の直流電圧はバッ
テリ４ａの出力電圧に対して、或る一定の電圧に制御し
なければならない。

【００１０】このため、前記サイリスタ３ｃを点弧位相
制御する必要がある。ここで、一般的な点弧位相制御
は、たとえばトランスによって線間電圧に同相の正弦波
を作成し、その正弦波の零クロスで発生する同期パルス
に応答して立上がり、放電によって低下してゆくコンデ
ンサの充電電圧を、フィードバックレベルでスライスし
て点弧位相を決定することで実現されている。

【００１１】しかしながら、交流発電機２は、原動機の
回転速度に対応してその回転速度が大きく、たとえば十
倍以上も変動し、上述のような時間による点弧制御を用
いることができないという問題がある。また、制御回路
が複雑であるという問題がある。

【００１２】本発明の目的は、簡単な構成で、回転速度
に拘わらず、常に一定の直流電圧を得ることができる車
輌用直流電源装置を提供することである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明の車輌用直流電源
装置は、界磁電流を調整することによって発電電圧が一
定に制御される車輌用の三相交流発電機に関して適用さ
れ、複数レベルの電圧出力を導出する直流電源装置にお
いて、ブリッジ整流回路を備え、前記三相交流発電機の
電機子巻線の交流出力を全波整流して第１の直流電圧を
出力する第１の直流出力回路と、点弧位相制御可能な整
流素子を有するブリッジ整流回路を備え、前記交流発電
機の電機子巻線の交流出力を全波整流して前記第１の直
流電圧よりも低い第２の直流電圧を出力する第２の直流
出力回路と、予め定める基準電圧を作成する基準電圧源
と、各相の相電圧と前記基準電圧とに基づいて点弧位相
制御を行う制御回路とを含むことを特徴とする。

【００１４】上記の構成によれば、点弧位相制御を行っ
て第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧を出力する
にあたって、車輌用の三相交流発電機は、原動機の回転
速度に対応してその回転速度が大きく変動し、時間によ
る点弧位相制御を用いることができないけれども、前記
第１の直流電圧、したがって電機子巻線から出力される
各相の相電圧は、前記回転速度変動に対して界磁巻線へ
の界磁電流を調整することによって一定に制御されてい
ることに着目し、その相電圧と基準電圧とに基づいて点
弧位相制御を行う。

【００１５】したがって、基準電圧等を調整することに
よって、回転速度に拘わらず、常に一定の第２の直流電
圧を、前記相電圧と基準電圧とを比較する簡単な回路で
得ることができる。

【００１６】また、本発明の車輌用直流電源装置では、
前記制御回路は、或る相の点弧位相制御を行うにあたっ
て、その相に対して相回転順位の次位の相の相電圧が前
記基準電圧以上となった時点で点弧制御を行うことを特
徴とする。

【００１７】上記の構成によれば、通常の点弧位相制御
に用いられるような、制御を行う相、たとえばＵ相の電
圧が、相回転順位の前位の相、したがってＷ相の電圧以
上となる時点を位相基準点とするのではなく、相回転順
位の次位の相、したがってＶ相の電圧が、前記相回転順
位の前位のＷ相の電圧以上となる時点を位相基準点と
し、その位相基準点から、その相の相電圧が０となるま
でを制御範囲とする。すなわち、前記Ｕ相の電圧がＷ相
の電圧以上となる時点を位相基準点の０°とした場合、
６０°〜１８０°の範囲が制御範囲となる。

【００１８】制御範囲をこのように限定することによっ
て、前記のように或る相の点弧位相制御を行うにあたっ
て、その相に対して相回転順位の次位の相の相電圧が基
準電圧以上となった時点で点弧制御を行うだけで、常に
一定の第２の直流電圧を得ることができ、前記相電圧と
基準電圧とを比較する簡単な回路で制御回路を実現する
ことができる。

【００１９】さらにまた、本発明の車輌用直流電源装置
では、前記制御回路は、或る相の点弧位相制御を行うに
あたって、その制御電圧も、前記相回転順位の次位の相
から供給することを特徴とする。

【００２０】上記の構成によれば、点弧位相制御を行う
相（Ｕ）の次位の相（Ｖ）から、点弧タイミングの検知
だけでなく、制御電圧を供給することによって、前記の
ように該次位の相（Ｖ）の相電圧は、その点弧位相制御
を行うべき相（Ｕ）の相電圧に対して６０°遅れている
ので、その点弧位相制御を行うべき相（Ｕ）の前記制御
範囲における該次位の相（Ｖ）の相電圧は高く、自相
（Ｕ）の相電圧を制御電圧に用いる場合に比べて、制御
電圧を高くすることができる。

【００２１】また、本発明の車輌用直流電源装置では、
前記制御回路は、制御電圧を、第１の直流出力回路が接
続されるバッテリから供給することを特徴とする。

【００２２】上記の構成によれば、比較的高い第１の直
流電圧を制御電圧に用いるので、制御電圧を高くするこ
とができる。

【００２３】さらにまた、本発明の車輌用直流電源装置
では、前記基準電圧源は、フィードバック回路によって
帰還される前記第２の直流電圧に応答して、前記基準電
圧を変化することを特徴とする。

【００２４】上記の構成によれば、負荷の軽重に対応し
ても点弧位相の制御が行われるので、第２の直流電圧、
したがって第２の直流出力回路に接続されるバッテリの
電圧が予め定められた値に安定し、バッテリの過充電を
防止することができる。

【００２５】また、本発明の車輌用直流電源装置では、
前記基準電圧源は、過電流保護回路からの出力に応答し
て、前記基準電圧を変化することを特徴とする。

【００２６】上記の構成によれば、過負荷となると点弧
位相が遅くされ、負荷側への供給電力が小さくされるの
で、過負荷状態が継続することを防止することができ
る。

【００２７】

【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１〜図３に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。

【００２８】図１は、本発明の実施の第１の形態の車輌
用直流電源装置３１の概略的構成を示すブロック図であ
る。この車輌用直流電源装置３１では、高低２種類の電
圧を供給するにあたって、交流発電機３２の出力電圧を
第１の直流電圧である高圧の４２Ｖとし、ダイオード３
３ａ，３３ｂによって構成される第１の直流出力回路で
ある三相ブリッジ整流器での全波整流後の直流電圧を、
直接高圧のバッテリ３４および負荷３５に与えるととも
に、前記第１の直流出力回路のブリッジ整流器の一部で
あるダイオード３３ａとサイリスタ３３ｃとによって構
成される第２の直流出力回路である三相混合ブリッジ整
流器の制御回路３６による点弧位相制御によって、前記
４２Ｖから第２の直流電圧である１４Ｖに変換された全
波整流後の直流電圧を、低圧のバッテリ３７および負荷
３８に与える。

【００２９】前記高圧のバッテリ３４および負荷３５
は、高圧の出力端子ＰＨと接地レベルの出力端子ＰＣと
の間に接続され、前記低圧のバッテリ３７および負荷３
８は、低圧の出力端子ＰＬと前記出力端子ＰＣとの間に
接続される。また、前記出力端子ＰＬ，ＰＣ間には、平
滑リアクトルＬおよびコンデンサＣ０から成り、前記サ
イリスタ３３ｃの点弧位相制御による電圧変動を平滑化
するためのフィルタ回路３９が介在されている。

【００３０】前記交流発電機３２の界磁巻線４０には、
励磁回路４１を介して、起動時にはバッテリ３４から
（他励）、起動後は整流後の直流電圧（自励）によって
界磁電流が与えられる。その界磁電流を該励磁回路４１
が調整することによって、電機子巻線４２に発生する交
流電圧の整流後の平均直流出力電圧が前記４２Ｖの一定
電圧になるように制御される。一方、前記制御回路３６
には、前記高圧のバッテリ３４の出力電圧を用いて作成
された基準電圧が基準電圧源４３から与えられており、
該制御回路３６は、その基準電圧と各相の相電圧とを用
いて、以下に示すようにして、前記サイリスタ３３ｃの
点弧位相制御を行い、整流後の平均直流出力電圧が前記
１４Ｖになるように制御する。

【００３１】図２は、前記基準電圧源４３および制御回
路３６の具体的構成を示す上記車輌用直流電源装置３１
のブロック図である。この図２において、前記交流発電
機３２、励磁回路４１、フィルタ回路３９およびサイリ
スタ３３ｃの点弧によるサージ電圧を吸収するためのス
ナバ回路は省略している。基準電圧源４３は、前記出力
端子ＰＨ，ＰＣ間に直列に接続される抵抗Ｒ１およびツ
ェナダイオードＺＤ１から成り、前記ダイオード３３
ａ，３３ｂによって構成される三相ブリッジ整流器での
全波整流後の直流電圧がバッテリ３４で平滑化された電
圧を用いて、前記ツェナダイオードＺＤ１による一定の
ツェナ電圧Ｖｚｄを出力する。

【００３２】制御回路３６は、判定回路４４と、駆動回
路４５とを備えて構成されている。たとえばＵ相のサイ
リスタ３３ｃｕを制御するにあたって、交流発電機３２
の出力端子ＰＶからのＶ相の相電圧Ｖｖが、前記判定回
路４４に取込まれ、入力抵抗Ｒｕ１を介して、制御トラ
ンジスタＱｕ１で前記ツェナ電圧Ｖｚｄと比較され、Ｖ
ｖ＋Ｖｂｅ＞Ｖｚｄとなると該制御トランジスタＱｕ１
がｏｎし、ベース電流制限用の抵抗Ｒｕ２から、前記駆
動回路４５の制御トランジスタＱｕ２を介して、前記サ
イリスタ３３ｃｕに点弧パルスが与えられる。前記Ｖｂ
ｅは、制御トランジスタＱｕ１のベース−エミッタ間電
圧である。制御トランジスタＱｕ１に関連して、該制御
トランジスタＱｕ１のｏｎ／ｏｆｆ動作によるサージ吸
収用のダイオードＤｕ１，Ｄｕ２が設けられ、また制御
トランジスタＱｕ２の出力は、ダイオードＤｕ３および
抵抗Ｒｕ３，Ｒｕ４を介してサイリスタ３３ｃｕに与え
られる。

【００３３】同様に、Ｖ相のサイリスタ３３ｃｖに関し
ては、交流発電機３２の出力端子ＰＷからのＷ相の相電
圧Ｖｗと前記ツェナ電圧Ｖｚｄとに基づいて、制御トラ
ンジスタＱｖ１，Ｑｖ２、抵抗Ｒｖ１〜Ｒｖ４およびダ
イオードＤｖ〜Ｄｖ３によって点弧位相制御され、Ｗ相
のサイリスタ３３ｃｗに関しては、交流発電機３２の出
力端子ＰＵからのＵ相の相電圧Ｖｕと前記ツェナ電圧Ｖ
ｚｄとに基づいて、制御トランジスタＱｗ１，Ｑｗ２、
抵抗Ｒｗ１〜Ｒｗ４およびダイオードＤｗ〜Ｄｗ３によ
って点弧位相制御される。

【００３４】図３は、サイリスタ３３ｃの点弧位相の制
御を説明するための波形図である。以下、Ｕ相の制御を
行う場合について説明する。前述のとおり、第１の直流
電圧は平均電圧が４２Ｖ（ピーク電圧は、４２Ｖ÷１．
０５×１．３５＝４６Ｖ）の一定電圧に制御されてお
り、整流後のリップル電圧はバッテリ３４によって吸収
され、十分平滑化されているものとする。

【００３５】図３（ａ）は、交流発電機３２の電機子巻
線４２に発生する相電圧であり、図３（ｂ）は、ダイオ
ード３３ａおよびサイリスタ３３ｃから成る三相混合ブ
リッジ整流器によるその整流後の電圧である。通常、サ
イリスタの点弧位相制御は、図３（ａ）で示すように、
波形の零クロス点からの角度α（＝時間）で制御され
る。たとえば、前記Ｕ相では、その電圧が、相回転順位
の前位の相、したがってＷ相の電圧以上となる時点が位
相基準点ｔ０とされる。これに対して、本発明は、制御
範囲が狭くなるけれども、前記位相基準点を、相回転順
位の次位の相、したがってＶ相の電圧が、前記相回転順
位の前位のＷ相の電圧以上となる時点を位相基準点ｔ
０’とし、その位相基準点ｔ０’から、その相の相電圧
が０となる時点ｔ１までを制御範囲βとする。すなわ
ち、前記位相基準点ｔ０を０°とした場合、６０°〜１
８０°の範囲が制御範囲となる。前記第２の直流電圧は
平均電圧が１４Ｖであるので、このような制御範囲で
も、所望とする電圧出力を得ることができる。

【００３６】点弧位相制御によって前記１４Ｖの平均電
圧を得るための点弧角は、図３（ｃ）においてハッチン
グを施して示す部分となり、その角度αは、 α＝ｃｏｓ^-1（１４Ｖ／４２Ｖ×２−１）≒１１０° となる。

【００３７】前記Ｕ相の例でα＝１１０°は、Ｖ相がＷ
相より大きくなる前記位相基準点ｔ０’から５０°進ん
だタイミングｔ２であり、これは電圧値で言えば、ダイ
オード３３ａ，３３ｂから成る三相ブリッジ整流器の出
力側のピーク値が前記４６Ｖ、であるので、Ｗ相では、４６Ｖ×ｓｉｎ（１８０°＋５０°）＝−３５Ｖであり、Ｖ相では、４６Ｖ×ｓｉｎ（３５０°）＝−８Ｖであり、またこのときＶ相とＷ相との負極側ダイオード
３３ａが導通していて整流回路出力の負極側が同電位と
なっていることから、整流回路出力の負極側からＶ相を
見た電位で、３５−８＝２７Ｖとなる点であり、この点は常に一定となる。Ｖ相、Ｗ相
についても同様に点弧のタイミングを決定することがで
きる。

【００３８】したがって、前記ツェナ電圧Ｖｚｄを、こ
の２７Ｖに設定しておくことによって、前記１４Ｖの前
記平均電圧を得られることが理解される。図３（ｕ）、
図３（ｖ）および図３（ｗ）に、それぞれ前記サイリス
タ３３ｃｕ，３３ｃｖ，３３ｃｗのｏｎ／ｏｆｆ動作を
示す。

【００３９】通常の三相交流発電機は、５０〜６０Ｈｚ
の一定速度で回転しているのに対して、車輌用の三相交
流発電機は、原動機の回転速度に対応してその回転速度
が大きく変動し、時間による点弧位相制御を用いること
ができないけれども、上記のように第１の直流電圧が４
２Ｖの一定電圧に制御されていることに着目し、その相
電圧と基準電圧である前記ツェナ電圧Ｖｚｄとに基づい
て点弧位相制御を行うようにするとともに、或る相Ｕ，
Ｖ，Ｗの点弧位相制御を行うにあたって、制御範囲を限
定し、その相Ｕ，Ｖ，Ｗに対して相回転順位の次位の相
Ｖ，Ｗ，Ｕの相電圧Ｖｖ，Ｖｗ，Ｖｕが前記ツェナ電圧
Ｖｚｄ以上となった時点で点弧制御を行うだけであるの
で、前記ツェナ電圧Ｖｚｄを調整することによって、回
転速度に拘わらず、常に一定の第２の直流電圧を、前記
相電圧とツェナ電圧Ｖｚｄとを比較する簡単な回路で得
ることができる。

【００４０】また、前記サイリスタ３３ｃは整流動作と
位相制御とを兼用し、かつ該サイリスタ３３ｃの損失は
わずかな導通損のみであり、さらに制御回路３６は小信
号の電子回路で構成されるので、集積化が可能で、交流
発電機３２の内部に内蔵可能であり、小型化・一体化を
図ることもできる。

【００４１】本発明の実施の第２の形態について、図４
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００４２】図４は、本発明の実施の第２の形態の車輌
用直流電源装置５１のブロック図である。この図４にお
いても、前記交流発電機３２、励磁回路４１、フィルタ
回路３９およびサイリスタ３３ｃの点弧によるサージ電
圧を吸収するためのスナバ回路は省略している。この車
輌用直流電源装置５１において、前述の車輌用直流電源
装置３１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を
付して、その説明を省略する。

【００４３】この車輌用直流電源装置５１の制御回路５
６では、前記判定回路４４と、駆動回路４５との間に、
アンプ５２が設けられている。ＮＰＮ形の前記制御トラ
ンジスタＱｕ１からの点弧パルスは、前記ベース電流制
限用の抵抗Ｒｕ２からＰＮＰ形の制御トランジスタＱｕ
３のベースに与えられ、そのコレクタ電流は、抵抗Ｒｕ
５およびＮＰＮ形の制御トランジスタＱｕ４によって折
返されて、ベース電流制限用の抵抗Ｒｕ６から、ＰＮＰ
形の前記制御トランジスタＱｕ２のベースに与えられ
る。こうして、前記制御トランジスタＱｕ３，Ｑｕ４に
よって前記点弧パルスが増幅されて、制御トランジスタ
Ｑｕ２に与えられる。

【００４４】同様に、Ｖ相については、制御トランジス
タＱｖ３，Ｑｖ４および抵抗Ｒｖ５，Ｒｖ６によって点
弧パルスが増幅され、Ｗ相については、制御トランジス
タＱｗ３，Ｑｗ４および抵抗Ｒｗ５，Ｒｗ６によって点
弧パルスが増幅される。

【００４５】この車輌用直流電源装置５１では、制御回
路５６は、制御電圧を、第１の直流出力回路が接続され
るバッテリ３４から供給して前記点弧パルスを増幅する
ので、比較的高い第１の直流電圧を制御電圧に用い、該
制御電圧を高くすることができる。

【００４６】本発明の実施の第３の形態について、図５
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００４７】図５は、本発明の実施の第３の形態の車輌
用直流電源装置６１のブロック図である。この車輌用直
流電源装置６１において、前述の車輌用直流電源装置５
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。

【００４８】この車輌用直流電源装置５１の制御回路６
６では、前記アンプが、前記ＮＰＮ形の制御トランジス
タＱｕ４，Ｑｖ４，Ｑｗ４の１段構成となっている。こ
れに対応して、判定用の第１段目の制御トランジスタＱ
ｕ１１，Ｑｖ１１，Ｑｗ１１はＰＮＰ形となり、第２段
目の制御トランジスタＱｕ１２，Ｑｖ１２，Ｑｗ１２は
ＮＰＮ形となっている。また、制御トランジスタＱｕ１
２，Ｑｖ１２，Ｑｗ１２と、制御トランジスタＱｕ４，
Ｑｖ４，Ｑｗ４との間は、それぞれ結合用のコンデンサ
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗによって接続され、前記点弧パルス
は、サイリスタ３３ｃｕ，３３ｃｖ，３３ｃｗの点弧の
瞬間のみ与えられる省電力な構成となっている。

【００４９】本発明の実施の第４の形態について、図６
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００５０】図６は、本発明の実施の第４の形態の車輌
用直流電源装置７１のブロック図である。この車輌用直
流電源装置７１において、前述の車輌用直流電源装置３
１，５１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を
付して、その説明を省略する。

【００５１】この車輌用直流電源装置７１では、制御回
路７６は、或る相の点弧位相制御を行うにあたって、点
弧タイミングの検知だけでなく、その制御電圧も、前記
相回転順位の次位の相から供給する。すなわち、たとえ
ばＵ相の点弧位相制御を行う場合、制御トランジスタＱ
ｕ２は、次位のＶ相からの制御電圧によって、前記点弧
パルスを増幅して、サイリスタ３３ｃｕへ出力する。同
様に、制御トランジスタＱｖ２は、Ｗ相からの制御電圧
によって点弧パルスを増幅してサイリスタ３３ｃｖへ出
力し、制御トランジスタＱｗ２は、Ｕ相からの制御電圧
によって点弧パルスを増幅してサイリスタ３３ｃｗへ出
力する。

【００５２】このように構成することによって、制御電
圧を供給する相は、点弧位相制御を行うべき相の相電圧
に対して６０°遅れているので、その点弧位相制御を行
うべき相の前記制御範囲βにおける該制御電圧を供給す
る相の相電圧は高く、前記車輌用直流電源装置３１のよ
うに点弧位相制御を行うべき相自体の相電圧を制御電圧
に用いる場合に比べて、制御電圧を高くすることができ
る。

【００５３】本発明の実施の第５の形態について、図７
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００５４】図７は、本発明の実施の第５の形態の車輌
用直流電源装置８１のブロック図である。この車輌用直
流電源装置８１において、前述の車輌用直流電源装置６
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。

【００５５】この車輌用直流電源装置８１では、制御回
路８６は、前記制御回路６６に、さらにフィードバック
回路８２および過電流制限回路８３を備えて構成されて
いる。フィードバック回路８２は、ツェナダイオードＺ
Ｄ２、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３および制御トランジスタＱ１
を備えて構成されている。ツェナダイオードＺＤ２およ
び分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路は前記出力端子ＰＬ，
ＰＣ間に接続されており、該出力端子ＰＬ，ＰＣ間の電
圧からツェナダイオードＺＤ２のツェナ電圧を減算した
電圧を、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧が制御トラ
ンジスタＱ１のベースに与えられる。制御トランジスタ
Ｑ１のコレクタは、抵抗Ｒｕ７，Ｒｖ７，Ｒｗ７をそれ
ぞれ介して、前記制御トランジスタＱｕ１１，Ｑｖ１
１，Ｑｗ１１のベースに接続される。

【００５６】したがって、第２の直流電圧が高くなる
と、制御トランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉ１が増加
し、該電流Ｉ１は前記電機子巻線４２の出力電圧を分圧
することになるので、制御トランジスタＱｕ１１，Ｑｖ
１１，Ｑｗ１１がｏｎする電圧は前記ツェナ電圧Ｖｚｄ
よりも高く、したがって点弧角が遅くなって前記第２の
直流電圧を低くするように制御される。これに対して、
第２の直流電圧が低くなると、前記点弧角が速くなって
前記第２の直流電圧を高くするように制御される。

【００５７】このようにして、前記第２の直流電圧に対
応したフィードバック制御を行い、負荷の軽重に対応し
ても点弧位相の制御を行うので、三相混合ブリッジ整流
器におけるｏｎ電圧降下、平滑リアクトルＬやワイヤー
ハーネスによる電圧降下などに対しても、バッテリ３７
の電圧が予め定められた値に安定し、該バッテリ３７の
過充電を防止することができる。

【００５８】また、制御トランジスタＱｕ１１，Ｑｖ１
１，Ｑｗ１１のベース電圧の分圧比を決定する抵抗Ｒｕ
１，Ｒｖ１，Ｒｗ１：Ｒｕ７，Ｒｖ７，Ｒｗ７および制
御トランジスタＱ１のベース電圧の分圧比を決定する分
圧抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値ならびに制御トランジスタＱ
１の電流増幅率を調整することによって、第２の直流電
圧の出力特性を調整することができるとともに、前記ツ
ェナ電圧Ｖｚｄを任意に設定することができる。さらに
また、前記出力特性の調整によって、フィルタ回路３９
の平滑リアクトルＬおよびコンデンサＣ０の値も、任意
に設定することができるようになる。

【００５９】同様に、過電流制限回路８３は、電流検知
抵抗Ｒ４および制御トランジスタＱ２を備えて構成され
ている。電流検知抵抗Ｒ４は、前記ダイオード３３ａの
アノードと出力端子ＰＣとの間の負荷ラインに直列に介
在されている。制御トランジスタＱ２のベース−エミッ
タ間には前記電流検知抵抗Ｒ４が介在され、コレクタ
は、抵抗Ｒｕ８，Ｒｖ８，Ｒｗ８をそれぞれ介して、前
記制御トランジスタＱｕ１１，Ｑｖ１１，Ｑｗ１１のベ
ースに接続される。

【００６０】したがって、負荷電流が大きくなる程、制
御トランジスタＱ２のコレクタ電流Ｉ２が増加し、該電
流Ｉ２は前記電流Ｉ１とともに電機子巻線４２の出力電
圧を分圧することになるので、制御トランジスタＱｕ１
１，Ｑｖ１１，Ｑｗ１１がｏｎする電圧は前記ツェナ電
圧Ｖｚｄよりも高く、したがって点弧角が遅くなって前
記第２の直流電圧を低くするように制御される。これに
対して、第２の直流電圧が低くなると、前記点弧角が速
くなって前記第２の直流電圧を高くするように制御され
る。

【００６１】このようにして、過負荷となると点弧位相
が遅くされ、負荷側への供給電力が小さくされるので、
過負荷状態が継続することを防止することができる。

【００６２】なお、直流１４Ｖ系の負荷３８の容量が低
下すると、バッテリ３７の出力電圧が上昇して点弧角が
後退し、平滑リアクトルＬへの電流が断続状態となる。
電流が連続状態であると、第２の直流電圧は前述のよう
に図３（ｃ）のハッチング部分の平均電圧で考えられた
けれども、断続状態となると、平滑リアクトルＬの両端
の電圧はともにバッテリ３７の出力電圧に等しくなり、
１５Ｖ以上で点弧されれば充電は続けられることにな
る。この状態は、バッテリ３７から水素の発生を来し、
好ましくない。そこで、上記フィードバック制御は、第
２の直流電圧が１５Ｖ＋αで、第１の直流電圧が４５Ｖ
（該第１の直流電圧は最大４５Ｖ）より大きくなるよう
にし、この状態で点弧パルスを発生しないように設定さ
れる。同様に、過電流に対し、点弧位相の後退やパルス
カットの保護を設けることも可能である。

【００６３】

【発明の効果】本発明の車輌用直流電源装置は、界磁電
流を調整することによって発電電圧が一定に制御される
車輌用の三相交流発電機に関して適用され、点弧位相制
御を行って第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧を
出力するにあたって、原動機の回転速度変動に対応して
界磁電流が調整され、前記第１の直流電圧が一定に制御
されていることに利用して、その第１の直流電圧の相電
圧と基準電圧とに基づいて点弧位相制御を行う。

【００６４】それゆえ、基準電圧等を調整することによ
って、回転速度に拘わらず、常に一定の第２の直流電圧
を、前記相電圧と基準電圧とを比較する簡単な回路で得
ることができる。

【００６５】また、本発明の車輌用直流電源装置は、制
御範囲を限定して、或る相の点弧位相制御を行うにあた
って、その相に対して相回転順位の次位の相の相電圧が
前記基準電圧以上となった時点で点弧制御を行う。

【００６６】それゆえ、制御範囲は狭くなるけれども、
前記相電圧と基準電圧とを比較する簡単な回路で制御回
路を実現することができる。

【００６７】さらにまた、本発明の車輌用直流電源装置
は、或る相の点弧位相制御を行うにあたって、点弧タイ
ミングの検知だけでなく、その制御電圧も、前記相回転
順位の次位の相から供給する。

【００６８】それゆえ、その次位の相の相電圧は、点弧
位相制御を行うべき相の相電圧に対して６０°遅れてい
るので、自相の相電圧を制御電圧に用いる場合に比べ
て、制御電圧を高くすることができる。

【００６９】また、本発明の車輌用直流電源装置は、制
御電圧を、第１の直流出力回路が接続されるバッテリか
ら供給する。

【００７０】それゆえ、比較的高い第１の直流電圧を制
御電圧に用いるので、制御電圧を高くすることができ
る。

【００７１】さらにまた、本発明の車輌用直流電源装置
は、フィードバック回路によって帰還される前記第２の
直流電圧に応答して、基準電圧を変化する。

【００７２】それゆえ、負荷の軽重に対応しても点弧位
相の制御が行われるので、第２の直流電圧、したがって
第２の直流出力回路に接続されるバッテリの電圧が予め
定められた値に安定し、バッテリの過充電を防止するこ
とができる。

【００７３】また、本発明の車輌用直流電源装置は、過
電流保護回路からの出力に応答して、前記基準電圧を変
化する。

【００７４】それゆえ、過負荷となると点弧位相が遅く
され、負荷側への供給電力が小さくされるので、過負荷
状態が継続することを防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の第１の形態の車輌用直流電源装
置の概略的構成を示すブロック図である。

【図２】図１における基準電圧源および制御回路の具体
的構成を示すブロック図である。

【図３】サイリスタの点弧位相の制御を説明するための
波形図である。

【図４】本発明の実施の第２の形態の車輌用直流電源装
置のブロック図である。

【図５】本発明の実施の第３の形態の車輌用直流電源装
置のブロック図である。

【図６】本発明の実施の第４の形態の車輌用直流電源装
置のブロック図である。

【図７】本発明の実施の第５の形態の車輌用直流電源装
置のブロック図である。

【図８】高低２種類の電圧を供給することができる車輌
用直流電源装置の一例を示す図である。

【図９】従来技術の車輌用直流電源装置を示す図であ
る。

【符号の説明】

３１，５１，６１，７１，８１車輌用直流電源装置３２交流発電機３３ａダイオード（第１の直流出力回路、第２の直
流出力回路）３３ｂダイオード（第１の直流出力回路）３３ｃサイリスタ（第２の直流出力回路）３４，３７バッテリ３５，３８負荷３６，５６，６６，７６，８６制御回路３９フィルタ回路４０界磁巻線４１励磁回路４２電機子巻線４３基準電圧源４４判定回路４５駆動回路５２アンプ８２フィードバック回路８３過電流制限回路Ｃ０コンデンサＣｕ，Ｃｖ，ＣｗコンデンサＤｕ１〜Ｄｕ３；Ｄｖ１〜Ｄｖ３；Ｄｗ１〜Ｄｗ３
ダイオードＬ平滑リアクトルＰＣ，ＰＨ，ＰＬ出力端子ＰＵ，ＰＶ，ＰＷ出力端子Ｑ１，Ｑ２制御トランジスタＱｕ１〜Ｑｕ４；Ｑｖ１〜Ｑｖ４；Ｑｗ１〜Ｑｗ４
制御トランジスタＱｕ１１，Ｑｕ１２；Ｑｖ１１，Ｑｖ１２；Ｑｗ１１，
Ｑｗ１２制御トランジスタＲ１抵抗Ｒ２，Ｒ３分圧抵抗Ｒ４電流検知抵抗Ｒｕ１，Ｒｖ１，Ｒｖ１入力抵抗Ｒｕ２〜Ｒｕ８；Ｒｖ２〜Ｒｖ８；Ｒｗ２〜Ｒｗ８
抵抗ＺＤ１，ＺＤ２ツェナダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０２Ｐ 9/14 Ｈ０２Ｐ 9/14 ＧＦターム(参考） 5G060 AA04 AA08 BA06 BA08 CA02 CA03 CA13 DA02 5H006 AA05 BB00 CA03 CA07 CB01 CB02 DA04 DB02 DC05 5H420 BB12 CC05 CC09 DD02 DD05 EA03 EA45 EB05 EB40 FF03 FF22 5H590 AA10 AA15 BB15 CA23 CC01 CC18 CD01 CE10 DD16 DD17 DD64 EA13 EB02 FA06 FB01 FB05 FC12 FC15 GA02 HA02 HB06 JA19 JB09

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】界磁電流を調整することによって発電電圧
が一定に制御される車輌用の三相交流発電機に関して適
用され、複数レベルの電圧出力を導出する直流電源装置
において、ブリッジ整流回路を備え、前記三相交流発電機の電機子
巻線の交流出力を全波整流して第１の直流電圧を出力す
る第１の直流出力回路と、点弧位相制御可能な整流素子を有するブリッジ整流回路
を備え、前記交流発電機の電機子巻線の交流出力を全波
整流して前記第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧
を出力する第２の直流出力回路と、予め定める基準電圧を作成する基準電圧源と、各相の相電圧と前記基準電圧とに基づいて点弧位相制御
を行う制御回路とを含むことを特徴とする車輌用直流電
源装置。
【請求項２】前記制御回路は、或る相の点弧位相制御を
行うにあたって、その相に対して相回転順位の次位の相
の相電圧が前記基準電圧以上となった時点で点弧制御を
行うことを特徴とする請求項１記載の車輌用直流電源装
置。
【請求項３】前記制御回路は、或る相の点弧位相制御を
行うにあたって、その制御電圧も、前記相回転順位の次
位の相から供給することを特徴とする請求項１または２
記載の車輌用直流電源装置。
【請求項４】前記制御回路は、制御電圧を、第１の直流
出力回路が接続されるバッテリから供給することを特徴
とする請求項１または２記載の車輌用直流電源装置。
【請求項５】前記基準電圧源は、フィードバック回路に
よって帰還される前記第２の直流電圧に応答して、前記
基準電圧を変化することを特徴とする請求項１〜４の何
れかに記載の車輌用直流電源装置。
【請求項６】前記基準電圧源は、過電流保護回路からの
出力に応答して、前記基準電圧を変化することを特徴と
する請求項１〜５の何れかに記載の車輌用直流電源装
置。