JP2001024472A - Matched filter and communication system - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 チップサイズの増大、複雑化を来さず、実効
的なインパルス応答時間を確保する構造を有するマッチ
ドフィルタ及びそれを用いる通信システムを提供する。
【解決手段】 弾性表面波基板２上には、第１段の入力
すだれ状電極３及び出力すだれ状電極４と、第２段の出
力すだれ状電極７及び入力すだれ状電極６とが配置され
ている。また、第１段と第２段は中間端子５で電気的に
接続されている。入力信号は、入力端子１から入力さ
れ、中間端子５を経由し、出力端子８から出力整合信号
として出力される。入力すだれ状電極３及び出力すだれ
状電極７は、拡散信号からの整合信号変換が可能となる
ように、符号化（位相変調）、開口重み付けが施されて
いる。
(57) [Problem] To provide a matched filter having a structure for ensuring an effective impulse response time without increasing the chip size and complicating, and a communication system using the same. SOLUTION: A first-stage input interdigital electrode 3 and an output interdigital electrode 4 and a second-stage output interdigital electrode 7 and an input interdigital electrode 6 are arranged on a surface acoustic wave substrate 2. I have. The first and second stages are electrically connected by an intermediate terminal 5. The input signal is input from the input terminal 1, passes through the intermediate terminal 5, and is output from the output terminal 8 as an output matching signal. The input interdigital transducer 3 and the output interdigital transducer 7 are coded (phase modulated) and aperture-weighted so that a matching signal can be converted from a spread signal.
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信用マッチドフィルタ及び通信システムに係り、特に
チップサイズの増大、複雑化を来さず、実効的なインパ
ルス応答時間を確保する構造を有するマッチドフィルタ
及びそれを用いる通信システムに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a matched filter and a communication system for spread spectrum communication, and more particularly to a matched filter having a structure for ensuring an effective impulse response time without increasing the chip size and complicating the communication. And a communication system using the same.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１４は、従来の弾性表面波型マッチド
フィルタの模式図である。弾性表面波基板２上には入力
すだれ状電極１０と出力すだれ状電極１１が配置されて
いる。入力信号は入力端子９から入力され、出力端子１
２から出力整合信号が出力される。出力すだれ状電極１
１は、拡散信号からの整合信号変換が可能となるよう
に、符号化（位相変調）、開口重み付けが施されてい
る。2. Description of the Related Art FIG. 14 is a schematic view of a conventional surface acoustic wave type matched filter. An input interdigital transducer 10 and an output interdigital transducer 11 are arranged on the surface acoustic wave substrate 2. An input signal is input from an input terminal 9 and an output terminal 1
2 outputs an output matching signal. Output interdigital transducer 1
No. 1 is subjected to encoding (phase modulation) and aperture weighting so that a matched signal can be converted from a spread signal.
【０００３】従来の符号化重み付け電極は、信号のＰＮ
符号長に比例した（実効表面波速度／情報速度）の長さ
が必要となり、情報速度が遅い場合は結局デバイスサイ
ズの増大を来す。[0003] Conventional coding weighting electrodes use the PN of the signal.
A length (effective surface wave velocity / information rate) proportional to the code length is required. If the information rate is low, the device size eventually increases.
【０００４】図１５は、１５チップｍ系列に対する従来
の１段の１５チップマッチドフィルタのサイドローブ、
ピーク比を最小とする重み付け係数を示したものであ
る。番号の若い方が出力端子側に相当する。ｍ系列を用
いる場合、信号に位相情報を重畳する場合は少なく、主
に同位相信号による同期信号抽出用として用いられる場
合が多いため、考慮した信号は偶相関に対応したものだ
けとした。サイドローブ、ピーク比として−２７．３ｄ
Ｂの値が得られている。FIG. 15 shows a side lobe of a conventional one-stage 15-chip matched filter for a 15-chip m series.
9 shows a weighting coefficient for minimizing a peak ratio. The lower number corresponds to the output terminal side. When the m-sequence is used, there are few cases where phase information is superimposed on a signal, and in many cases it is mainly used for synchronizing signal extraction based on the in-phase signal. Therefore, only signals corresponding to even correlation are considered. -27.3d as side lobe, peak ratio
The value of B is obtained.
【０００５】図１６は、１３チップバーカー符号系列に
対する従来の１段の１３チップマッチドフィルタのサイ
ドローブ、ピーク比を最小とする重み付け係数を示した
ものである。番号の若い方が出力端子側に相当する。バ
ーカー符号系列を用いる場合、信号に位相情報を重畳す
る場合が多いため、考慮した信号は偶相関、奇相関に対
応したものとした。サイドローブ、ピーク比として−２
４．６ｄＢの値が得られている。FIG. 16 shows weighting coefficients for minimizing a side lobe and a peak ratio of a conventional one-stage 13-chip matched filter for a 13-chip Barker code sequence. The lower number corresponds to the output terminal side. When a Barker code sequence is used, phase information is often superimposed on a signal. Therefore, the considered signal corresponds to an even correlation and an odd correlation. -2 as side lobe, peak ratio
A value of 4.6 dB has been obtained.
【０００６】図１７は、従来のデジタル処理型マッチド
フィルタの機能ブロック図である。各々の信号は、１／
ｆ（ｆはクロック周波数）の遅延部１６を通過後抽出さ
れ、各タップ係数（ａ１〜ａｎ）を掛けた後、加算され
る。機能的には、ＳＡＷのマッチドフィルタと同様であ
る。この場合にも、１段で構成すると同時に、処理が必
要なタップ数が増大し、デバイスが複雑化する。FIG. 17 is a functional block diagram of a conventional digital processing type matched filter. Each signal is 1 /
It is extracted after passing through a delay unit 16 of f (f is a clock frequency), multiplied by each tap coefficient (a1 to an), and then added. Functionally, it is similar to a SAW matched filter. In this case as well, the number of taps that need to be processed increases at the same time as a single-stage configuration, and the device becomes complicated.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】従来のマッチドフィル
タは例えば、日本学術振興会弾性波素子技術第１５０委
員会第４５回研究会資料第２９頁から３４頁に記載され
ているように、通常、ＰＮ（疑似雑音）符号により変調
された信号とマッチドフィルタの相互相関により、整合
信号を検出するために使用する。The conventional matched filter is, as described in, for example, Japanese Society for the Promotion of Science elastic wave element technology 150th committee 45th study group materials, pp. 29-34, It is used to detect a matched signal by cross-correlation between a signal modulated by a PN (pseudo noise) code and a matched filter.
【０００８】そして従来のマッチドフィルタでは、ＰＮ
符号長に相当する（１／情報速度の長さ）が必要とな
り、例えば弾性表面波型のマッチドフィルタの場合、デ
バイス長辺方向に増大を来し、またデジタル処理型のマ
ッチドフィルタの場合にも、同時に処理が必要なタップ
段数が増大するため、実質的にチップサイズの増大、複
雑化を来す。In a conventional matched filter, PN
A length corresponding to the code length (1 / information rate length) is required. For example, in the case of a surface acoustic wave type matched filter, the length increases in the device long side direction, and also in the case of a digital processing type matched filter. However, since the number of tap stages that need to be processed at the same time increases, the chip size substantially increases and the complexity increases.
【０００９】本発明の目的は、上述の従来技術の問題を
解決し、対応する拡散信号の情報速度が遅い場合でも、
チップサイズの増大、複雑化することなく、実効的なイ
ンパルス応答時間を確保することのできるマッチドフィ
ルタ及びそれを用いる通信システムを提供することにあ
る。An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art, and to solve the problem even when the information rate of the corresponding spread signal is low.
An object of the present invention is to provide a matched filter capable of securing an effective impulse response time without increasing the chip size and complicating the present invention, and a communication system using the same.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１の手段は、第１段の入力すだれ状電極及び出力
すだれ状電極と、第２段の入力すだれ状電極及び出力す
だれ状電極とが中間端子で電気的に縦続接続されている
ことを特徴とするものである。In order to achieve the above object, a first means comprises a first stage input and output interdigital transducers, and a second stage input and output interdigital transducers. The electrode and the electrode are electrically connected in cascade at an intermediate terminal.
【００１１】また第２の手段は、第１の手段のマッチド
フィルタにおいて、各段のマッチドフィルタ部のインパ
ルス応答時間が拡散信号の情報信号周期より短いことを
特徴とするものである。The second means is characterized in that, in the matched filter of the first means, the impulse response time of the matched filter section at each stage is shorter than the information signal period of the spread signal.
【００１２】また第３の手段は、第１の手段のマッチド
フィルタにおいて、各段のマッチドフィルタ部は弾性表
面波基板上に配置されていることを特徴とするものであ
る。また第４の手段は、第１の手段のマッチドフィルタ
において、デジタル処理型に構成されていることを特徴
とするものである。According to a third aspect, in the matched filter of the first aspect, the matched filter section of each stage is disposed on a surface acoustic wave substrate. The fourth means is characterized in that the matched filter of the first means is of a digital processing type.
【００１３】また第５の手段の通信システムは、第１な
いし第４のいずれか記載のマッチドフィルタを用いたこ
とを特徴とするものである。A fifth aspect of the present invention provides a communication system using the matched filter according to any one of the first to fourth aspects.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は、第１の実施形態に係る弾
性表面波型マッチドフィルタを示したものである。弾性
表面波基板２上に、第１段の入力すだれ状電極３及び出
力すだれ状電極４と、第２段の出力すだれ状電極７及び
入力すだれ状電極６とが配置されている。そして前述の
第１段と第２段は、中間端子５で電気的に接続されてい
る。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a surface acoustic wave type matched filter according to the first embodiment. On the surface acoustic wave substrate 2, a first-stage input interdigital electrode 3 and an output interdigital electrode 4, and a second-stage output interdigital electrode 7 and an input interdigital electrode 6 are arranged. The first and second stages are electrically connected by an intermediate terminal 5.
【００１５】入力信号は入力端子１から入力され、中間
端子５を経由し、出力端子８から出力整合信号として出
力される。入力すだれ状電極３及び出力すだれ状電極７
は、拡散信号からの整合信号変換が可能となるように、
符号化（位相変調）、開口重み付けが施されている。An input signal is input from an input terminal 1, passes through an intermediate terminal 5, and is output from an output terminal 8 as an output matching signal. Input interdigital electrode 3 and output interdigital electrode 7
Is to be able to convert the matched signal from the spread signal,
Encoding (phase modulation) and aperture weighting are applied.
【００１６】本実施形態では、マッチドフィルタのデバ
イスを２段に分け、各々の符号化重み付け電極の長さを
略半分とした。この場合、格段のインパルス応答時間が
拡散信号の情報信号周期より短くても、縦続接続により
全体の伝達関数の時間応答関数は略倍となるため、元の
希望関数と略同等の性能が得られる。In the present embodiment, the matched filter device is divided into two stages, and the length of each coding weight electrode is reduced to approximately half. In this case, even if the remarkable impulse response time is shorter than the information signal period of the spread signal, the time response function of the entire transfer function is substantially doubled by the cascade connection, so that substantially the same performance as the original desired function can be obtained. .
【００１７】詳細を説明する前に、スペクトラム拡散通
信信号に関して図２を用いて説明する。図２の（１）は
伝達される情報信号、（２）はＤＰＳＫ型の拡散信号
（図では５ビットのＰＮ符号にて拡散されている）、
（３）はキャリアが重畳されたＲＦ信号である。また、
（４）はＤＰＳＫ信号の最も一般的な復調回路である遅
延検波回路を示している。Before describing the details, a spread spectrum communication signal will be described with reference to FIG. (1) in FIG. 2 is an information signal to be transmitted, (2) is a DPSK-type spread signal (in the figure, spread with a 5-bit PN code),
(3) is an RF signal on which a carrier is superimposed. Also,
(4) shows a delay detection circuit which is the most general demodulation circuit of the DPSK signal.
【００１８】回路は１ビット遅延線１３と混合器１４の
みからなり、簡単な回路で復調信号が出力端子から出力
される。マッチドフィルタには、（２）または（３）の
拡散（ＲＦ）信号をその符号に対応した時間応答特性を
持たせ、時間軸上（周波数軸上ではなく）の整合ピーク
として信号の検出を行うもので、時間軸上のサイドロー
ブとピークの比が一つの性能指数となる。The circuit comprises only a one-bit delay line 13 and a mixer 14, and a demodulated signal is output from an output terminal by a simple circuit. In the matched filter, the spread (RF) signal of (2) or (3) is given a time response characteristic corresponding to the code, and the signal is detected as a matched peak on the time axis (not on the frequency axis). The ratio between the side lobe and the peak on the time axis is one figure of merit.
【００１９】ＲＦ信号の解析は通常、フーリエ変換の手
法を用いて行うが、高周波キャリア信号が重畳されてい
るため、計算時間が多大となる。そこで、ここでは信号
をベースバンドの２値信号として取り扱う。The analysis of the RF signal is usually performed by using the Fourier transform technique. However, since the high-frequency carrier signal is superimposed, the calculation time is long. Therefore, here, the signal is handled as a baseband binary signal.
【００２０】図３は、ベースバンド信号とフィルタコー
ドとの相関関数の求め方を示した図である。相関関数
は、ベースバンド信号をＦ、フィルタのインパルス応答
関数をＦ′とすれば、FIG. 3 is a diagram showing a method of obtaining a correlation function between a baseband signal and a filter code. If the baseband signal is F and the impulse response function of the filter is F ', the correlation function is
【００２１】[0021]
【数１】 (Equation 1)
【００２２】と表され、これを、Ｅ＝Ｆ・Ｆ′・・・
（１）と表すこととする。図４は、符号長３１の最長符
号（ｍ）系列のベースバンド相関関数計算結果（ａ）と
フーリエ変換法による信号計算結果（ｂ）を示すもので
ある。信号は偶相関（同位相信号が続く場合の相関）と
奇相関（異符号の信号が続く場合の相関）信号が続く場
合データ０，１の場合のＤＰＳＫ信号を示している。マ
ッチドフィルタのインパルス応答長も３１であるため、
この場合を考慮すれば、すべての場合を考慮したことと
等価である。両者を比較することにより、タイムサイド
ローブとピークの比は、ベースバンドの相関関数計算に
より略十分に解析可能であることがわかる。Which is expressed as E = F · F ′...
(1). FIG. 4 shows a baseband correlation function calculation result (a) of the longest code (m) sequence having a code length 31 and a signal calculation result (b) by the Fourier transform method. The signal indicates a DPSK signal in the case of data 0 and 1 when an even correlation (correlation when an in-phase signal continues) and an odd correlation (correlation when a signal with a different sign continues) signal. Since the impulse response length of the matched filter is also 31,
Considering this case, it is equivalent to considering all cases. By comparing the two, it can be seen that the ratio between the time side lobe and the peak can be analyzed sufficiently sufficiently by calculating the baseband correlation function.
【００２３】本発明のようにマッチドフィルタが縦続に
接続されている場合は、それぞれのフィルタ時間応答を
Ｆ1 ，Ｆ2 とすれば、入力信号Ｓｉｎと出力信号Ｓｏｕ
ｔの関係は、Ｓｏｕｔ＝Ｓｉｎ・Ｆ1 ・Ｆ2 ・・・
（２）と表される。When matched filters are cascaded as in the present invention, if the filter time responses are F 1 and F 2 , the input signal Sin and the output signal Sou are obtained.
The relation of t is as follows: Sout = Sin · F 1 · F 2 ···
(2) is represented.
【００２４】この（２）式を用いて、幾つかの符号系列
に対する時間軸上のサイドローブ、ピーク比を最小とす
る、フィルタインパルス応答関数（重み付け係数）を非
線形最適化アルゴリズムを用いて求めた。Using the equation (2), a filter impulse response function (weighting coefficient) for minimizing a side lobe and a peak ratio on the time axis for some code sequences was obtained by using a nonlinear optimization algorithm. .
【００２５】図５は第２の実施形態に係り、マッチドフ
ィルタを２段に分け、各フィルタのタップ長を８段（従
って、全体のインパルス応答長は１５チップとなり、１
段の場合と同様となる。）とした場合のサイドローブ、
ピーク比を最小とする各重み付け係数を示したものであ
る。FIG. 5 relates to the second embodiment, in which the matched filter is divided into two stages, and the tap length of each filter is set to eight stages (thus, the overall impulse response length becomes 15 chips and 1
It is the same as the case of the step. ) And side robe,
It shows each weighting coefficient that minimizes the peak ratio.
【００２６】サイドローブ、ピーク比として−２５．８
ｄＢの値が得られ（１段と略同様の値が得られ）、また
各段のインパルス応答長を従来の半分とすることができ
た。この結果を例えばＳＡＷマッチドフィルタに適用す
れば、デバイスサイズを従来の約２／３とすることが可
能であり、デバイスの小形化に有効である。Side lobe, peak ratio is -25.8
The value of dB was obtained (a value almost the same as that of the first stage was obtained), and the impulse response length of each stage could be reduced to half of the conventional one. If this result is applied to, for example, a SAW matched filter, the device size can be reduced to about 2/3 of the conventional size, which is effective for downsizing the device.
【００２７】図６は第３の実施形態に係り、マッチドフ
ィルタを２段に分け、各フィルタのタップ長を７段（従
って、全体のインパルス応答長は１３チップとなり、１
段の場合と同様となる。）とした場合のサイドローブ、
ピーク比を最小とする各重み付け係数を示したものであ
る。FIG. 6 relates to the third embodiment, in which the matched filter is divided into two stages, and the tap length of each filter is set to seven stages (thus, the overall impulse response length becomes 13 chips and 1
It is the same as the case of the step. ) And side robe,
It shows each weighting coefficient that minimizes the peak ratio.
【００２８】サイドローブ、ピーク比として−２２．５
ｄＢの値が得られ（１段と略同様の値が得られ）、また
各段のインパルス応答長は従来の半分とすることができ
た。この結果を例えばＳＡＷマッチドフィルタに適用す
れば、デバイスサイズを従来の約２／３とすることが可
能であり、デバイスの小形化に有効である。Sidelobe, peak ratio -22.5
A value of dB was obtained (a value almost the same as that of the first stage was obtained), and the impulse response length of each stage could be reduced to half of the conventional one. If this result is applied to, for example, a SAW matched filter, the device size can be reduced to about 2/3 of the conventional size, which is effective for downsizing the device.
【００２９】図７は第４の実施形態に係り、２段縦続型
デジタル処理型マッチドフィルタの機能ブロック図であ
る。図中、前記図１７と同一個所は同一番号を付してい
る。本発明を用いれば、タップ段数の少ない簡易な回路
により本回路が構成可能なため、設計の自由度向上、簡
略化、小形化が可能である。FIG. 7 is a functional block diagram of a two-stage cascaded digital processing type matched filter according to the fourth embodiment. In the figure, the same parts as those in FIG. 17 are given the same numbers. According to the present invention, since the present circuit can be configured by a simple circuit having a small number of tap stages, it is possible to improve the degree of freedom in design, simplify the design, and reduce the size.
【００３０】図８は第５の実施形態に係り、タップ係数
可変型のＳＡＷマッチドフィルタを示している。図中、
第１の実施形態と同一個所は同一番号を付している。こ
の第５の実施形態では、中間接続すだれ状電極１７は正
規型とし、入出力すだれ状電極１８，１９の各タップ出
力を可変増幅器としている。本実施形態を用いれば、Ｓ
ＡＷマッチドフィルタの小形化が可能となると同時に、
対応する符号系列も自由に選択できる。FIG. 8 shows a SAW matched filter of a tap coefficient variable type according to the fifth embodiment. In the figure,
The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. In the fifth embodiment, the intermediate connection IDT 17 is a normal type, and the tap outputs of the input / output IDTs 18 and 19 are variable amplifiers. According to this embodiment, S
AW matched filters can be downsized,
The corresponding code sequence can also be freely selected.
【００３１】図９は第６の実施形態に係り、小形ＳＡＷ
マッチドフィルタを用いた無線ＬＡＮ用通信システムを
示している。信号入力端子２０から入力されたデジタル
信号はＤＰＳＫ信号変換回路２１によりＤＰＳＫ化さ
れ、拡散符号発生器２２と混合回路２３により拡散処理
されて、ＲＦ信号発生器２４と混合器２５によりＲＦ変
調され、送信増幅器２６により増幅後、アンテナ２７よ
り出力される。FIG. 9 relates to the sixth embodiment, and shows a small SAW.
1 shows a wireless LAN communication system using a matched filter. The digital signal input from the signal input terminal 20 is converted into a DPSK signal by a DPSK signal conversion circuit 21, subjected to spreading processing by a spread code generator 22 and a mixing circuit 23, and RF-modulated by an RF signal generator 24 and a mixer 25. After being amplified by the transmission amplifier 26, it is output from the antenna 27.
【００３２】受信信号は、前置増幅器２８により増幅さ
れ、本発明に係るＳＡＷマッチドフィルタ２９により相
関処理され、遅延線３０と混合器３１により遅延検波
後、波形整形回路３２により処理されて出力端子３３に
出力される。この実施形態では、本発明のＳＡＷマッチ
ドフィルタを用いているため、通信装置の小形化が可能
である。The received signal is amplified by a preamplifier 28, correlated by a SAW matched filter 29 according to the present invention, delayed detected by a delay line 30 and a mixer 31, processed by a waveform shaping circuit 32, and output. 33. In this embodiment, since the SAW matched filter of the present invention is used, the size of the communication device can be reduced.
【００３３】図１０は第７の実施形態に係り、デジタル
処理型マッチドフィルタを用いた無線ＬＡＮ用通信シス
テムを示す図である。図中、図９と同様個所は同一記号
で示している。前置増幅器２８により増幅された受信信
号は、Ａ／Ｄコンバータ３４によりデジタル信号に変換
後、本発明に係るデジタル処理型マッチドフィルタ３５
により相関処理され、デジタル復調回路３６により処理
され出力端子３３に出力される。本実施形態では本発明
に係るデジタル処理型マッチドフィルタを用いているた
め、設計自由度が高く、低価格化に有利である。FIG. 10 is a diagram showing a communication system for wireless LAN using a digital processing type matched filter according to the seventh embodiment. In the figure, the same parts as in FIG. 9 are indicated by the same symbols. The received signal amplified by the preamplifier 28 is converted into a digital signal by an A / D converter 34, and then converted to a digital processing type matched filter 35 according to the present invention.
, And processed by the digital demodulation circuit 36 and output to the output terminal 33. In the present embodiment, since the digital processing type matched filter according to the present invention is used, the degree of freedom in design is high, which is advantageous for cost reduction.
【００３４】図１１は第８の実施形態に係り、マッチド
フィルタを搭載した送受信装置を用いた無線ＬＡＮシス
テムを示す図である。送受信装置３７，３９，４３，４
５は各々端末３８，４０，４４，４６に接続され、また
送受信装置４１，４２は有線系４７に接続されている。
この実施形態では本発明に係る小形送受信装置を用いて
いるため、スペースの有効活用が可能である。FIG. 11 is a diagram showing a wireless LAN system using a transmitting / receiving device equipped with a matched filter according to the eighth embodiment. Transmission / reception devices 37, 39, 43, 4
5 is connected to terminals 38, 40, 44, 46, respectively, and the transmitting / receiving devices 41, 42 are connected to a wired system 47.
In this embodiment, since the small transmitting / receiving device according to the present invention is used, the space can be effectively used.
【００３５】図１２は第９の実施形態に係り、ＳＡＷマ
ッチドフィルタを用いたＣＤＭＡ端末のブロック図であ
る。送信側においては、ベースバンド処理部４８で音声
ＣＯＤＥＣ、エラー訂正用の畳み込み符号化、インター
リーバ、ＣＤＭＡ用のアダマール変調を行った後、ＰＮ
符号を乗算（０，１の半加算）することにより拡散変調
を行う。また、変復調部４９では、デジタルベースバン
ド信号をＱＰＳＫ変調する。さらに、ＣＤＭＡ−ＲＦ部
５０では、ＲＦ帯にアップコンバートし、アンテナ５１
より送信を行う。FIG. 12 is a block diagram of a CDMA terminal using a SAW matched filter according to the ninth embodiment. On the transmitting side, the baseband processing unit 48 performs audio CODEC, convolutional coding for error correction, interleaver, Hadamard modulation for CDMA, and then performs PN
Spread modulation is performed by multiplying the codes (half addition of 0 and 1). The modulation / demodulation unit 49 performs QPSK modulation on the digital baseband signal. Further, the CDMA-RF unit 50 up-converts the signal to the RF band,
Send more.
【００３６】受信側では、アンテナ５１より入力された
受信信号をＣＤＭＡ−ＲＦ部５０で中間周波数信号にダ
ウンコンバートし、変復調部４９でレーク処理、逆拡
散、アダマール変換の処理を行う。この信号はその後、
Ａ／Ｄコンバートされ、ベースバンド処理部４８にてデ
ィインタリーバ、ビタビ誤り訂正（検出）、音声ＣＯＤ
ＥＣ処理が行われる。On the receiving side, the received signal input from the antenna 51 is down-converted into an intermediate frequency signal by the CDMA-RF unit 50, and the modulation / demodulation unit 49 performs rake processing, despreading, and Hadamard conversion. This signal is then
A / D converted, deinterleaver, Viterbi error correction (detection), audio COD in baseband processing unit 48
EC processing is performed.
【００３７】本実施形態の変復調部４９には、本発明の
ＳＡＷマッチドフィルタ５２をＩＦ段に配置し、逆拡
散、アダマール変換を行っている。従来、この種のＣＤ
ＭＡ端末では、情報速度が遅いため、ＳＡＷマッチドフ
ィルタの適用を試みると、デバイスサイズが実用的なも
のとならず、高速同期捕捉のメリットはあるものの、実
質的に適用不可能であるが、本実施形態では前記ＳＡＷ
マッチドフィルタを用いているため、デバイスの小形化
により、実用的な大きさで、高速同期捕捉が可能な移動
通信端末が実現できる。In the modulation / demodulation section 49 of the present embodiment, the SAW matched filter 52 of the present invention is arranged in the IF stage, and performs despreading and Hadamard transform. Conventionally, this kind of CD
At the MA terminal, the information speed is low, so when attempting to apply a SAW matched filter, the device size is not practical, and although there is a merit of high-speed synchronization acquisition, it is practically impossible to apply. In the embodiment, the SAW
Since the matched filter is used, a mobile communication terminal capable of high-speed synchronous acquisition with a practical size can be realized by downsizing the device.
【００３８】図１３は第１０の実施形態に係り、マッチ
ドフィルタを搭載した移動通信端末を用いた移動体通信
システムを示す図である。移動体端末５５，５６，５７
は各々、各セル５９内の基地局５８と通信が可能であ
る。この実施形態では本発明の送受信装置を用いている
ため、小形で同期捕捉性能に優れた移動通信が可能とな
り、回線品質の向上に効果がある。FIG. 13 is a diagram showing a mobile communication system using a mobile communication terminal equipped with a matched filter according to the tenth embodiment. Mobile terminals 55, 56, 57
Can communicate with the base station 58 in each cell 59. In this embodiment, since the transmission / reception device of the present invention is used, mobile communication with a small size and excellent synchronization acquisition performance is enabled, which is effective in improving the line quality.
【００３９】[0039]
【発明の効果】本発明によれば、低情報速度の場合でも
デバイスサイズを増加させることのないスペクトラム拡
散通信用マッチドフィルタが可能となり、素子の小形
化、設計自由度向上、通信端末の小形化、通信システム
の通信品質向上が実現できる。According to the present invention, it becomes possible to provide a matched filter for spread spectrum communication without increasing the device size even at a low information rate, thereby enabling downsizing of elements, improvement of design flexibility, and downsizing of communication terminals. Thus, the communication quality of the communication system can be improved.
【図１】本発明の実施形態に係る弾性表面波型マッチド
フィルタの模式図である。FIG. 1 is a schematic diagram of a surface acoustic wave type matched filter according to an embodiment of the present invention.
【図２】スペクトラム拡散通信信号及び検波回路の説明
図である。FIG. 2 is an explanatory diagram of a spread spectrum communication signal and a detection circuit.
【図３】相関関数計算方法の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of a correlation function calculation method.
【図４】相関関数計算結果（ａ）とＲＦ相関信号（ｂ）
の比較図である。FIG. 4 shows a correlation function calculation result (a) and an RF correlation signal (b)
FIG.
【図５】本発明の１５チップｍコード対応２段重み付け
係数と、サイドローブ／ピーク比を示す図表である。FIG. 5 is a table showing a two-stage weighting coefficient corresponding to a 15-chip m-code and a side lobe / peak ratio of the present invention.
【図６】本発明の１３チップバーカーコード対応２段重
み付け係数と、サイドローブ／ピーク比を示す図表であ
る。FIG. 6 is a table showing a two-stage weighting coefficient corresponding to a 13-chip Barker code and a side lobe / peak ratio of the present invention.
【図７】本発明のデジタル処理型マッチドフィルタの機
能ブロック図である。FIG. 7 is a functional block diagram of the digital processing type matched filter of the present invention.
【図８】符号可変型弾性表面波マッチドフィルタの機能
ブロック図である。FIG. 8 is a functional block diagram of a variable sign type surface acoustic wave matched filter.
【図９】本発明の弾性表面波装置型マッチドフィルタを
用いたスペクトル拡散通信システムのブロック図であ
る。FIG. 9 is a block diagram of a spread spectrum communication system using the surface acoustic wave device type matched filter of the present invention.
【図１０】本発明のデジタル処理型マッチドフィルタを
用いたスペクトラム拡散通信装置のブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a spread spectrum communication apparatus using the digital processing type matched filter of the present invention.
【図１１】本発明を用いた無線ＬＡＮ通信システムの構
成図である。FIG. 11 is a configuration diagram of a wireless LAN communication system using the present invention.
【図１２】本発明の弾性表面波装置型マッチドフィルタ
を用いたＣＤＭＡ通信端末のブロック図である。FIG. 12 is a block diagram of a CDMA communication terminal using the surface acoustic wave device type matched filter of the present invention.
【図１３】本発明を用いた移動通信システムの構成図で
ある。FIG. 13 is a configuration diagram of a mobile communication system using the present invention.
【図１４】従来の弾性表面波型マッチドフィルタの模式
図である。FIG. 14 is a schematic view of a conventional surface acoustic wave type matched filter.
【図１５】従来の１５チップｍコード対応１段重み付け
係数と、サイドローブ／ピーク比を示す図表である。FIG. 15 is a table showing a conventional one-stage weighting coefficient corresponding to a 15-chip m-code and a side lobe / peak ratio.
【図１６】従来の１３チップバーカーコード対応１段重
み付け係数と、サイドローブ／ピーク比を示す図表であ
る。FIG. 16 is a table showing a conventional one-stage weighting coefficient corresponding to a 13-chip Barker code and a side lobe / peak ratio.
【図１７】従来のデジタル処理型マッチドフィルタの模
式図である。FIG. 17 is a schematic view of a conventional digital processing type matched filter.
１ 入力端子 ２ 弾性表面波基板 ３，６ 入力すだれ状電極 ４，７ 出力すだれ状電極 ５ 中間端子 ８ 出力端子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Input terminal 2 Surface acoustic wave board 3,6 Input interdigital electrode 4,7 Output interdigital electrode 5 Intermediate terminal 8 Output terminal
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 保坂 憲生 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立メディアエレクトロニクス内 (72)発明者 藤田 勇次 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立メディアエレクトロニクス内 Ｆターム(参考） 5J097 AA29 BB06 CC03 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Norio Hosaka 1st Kitano, Majo, Mizusawa-shi, Iwate Inside Hitachi Media Electronics Co., Ltd. (72) Inventor Yuji Fujita 1st Kitano, Majo, Mizusawa-shi, Iwate Hitachi, Ltd. F term in media electronics (reference) 5J097 AA29 BB06 CC03
Claims (5)
れ状電極と、第２段の入力すだれ状電極及び出力すだれ
状電極とが中間端子で電気的に縦続接続されていること
を特徴とするマッチドフィルタ。1. An input interdigital transducer and an output interdigital transducer in a first stage, and an input interdigital transducer and an output interdigital transducer in a second stage are electrically connected in cascade at an intermediate terminal. Matched filter to run.
て、各段のマッチドフィルタ部のインパルス応答時間が
拡散信号の情報信号周期より短いことを特徴とするマッ
チドフィルタ。2. The matched filter according to claim 1, wherein an impulse response time of the matched filter section at each stage is shorter than an information signal period of the spread signal.
て、各段のマッチドフィルタ部は弾性表面波基板上に配
置されていることを特徴とするマッチドフィルタ。3. The matched filter according to claim 1, wherein the matched filter section of each stage is disposed on the surface acoustic wave substrate.
て、デジタル処理型に構成されていることを特徴とする
マッチドフィルタ。4. The matched filter according to claim 1, wherein the matched filter is configured as a digital processing type.
のマッチドフィルタを用いたことを特徴とする通信シス
テム。5. A communication system using the matched filter according to any one of claims 1 to 4.
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| JP2003036138A (en) * | 2001-07-26 | 2003-02-07 | Koji Toda | Ultrasound information management system |
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