JP2001007769A - 低遅延サブバンド分割／合成装置 - Google Patents
低遅延サブバンド分割／合成装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 フィルタバンクの基本フィルタにインパルス
応答が非対称となるＦＩＲローパスフィルタを採用し、
遅延量を削減するようにした低遅延サブバンド分割／合
成装置を提供する。 【解決手段】 サブバンド分割／合成に使用される基本
フィルタとして従来はインパルス応答が対称のＦＩＲの
ローパスフィルタが用いられていた。これだと基本フィ
ルタのタップＢをＮとした場合、分割／合成後の群遅廷
はＮ−１タップとなり、フィルタのタップ長が長い場
合、遅延の少ないシステムで使用するにあたって、無視
できないほどの群遅延が発生する場合がある。そこで本
発明ではインパルス応答が非対称の基本フィルタを採用
し、サブバンド分割／合成後に発生する群遅延を削減す
るようにしたものである。
応答が非対称となるＦＩＲローパスフィルタを採用し、
遅延量を削減するようにした低遅延サブバンド分割／合
成装置を提供する。 【解決手段】 サブバンド分割／合成に使用される基本
フィルタとして従来はインパルス応答が対称のＦＩＲの
ローパスフィルタが用いられていた。これだと基本フィ
ルタのタップＢをＮとした場合、分割／合成後の群遅廷
はＮ−１タップとなり、フィルタのタップ長が長い場
合、遅延の少ないシステムで使用するにあたって、無視
できないほどの群遅延が発生する場合がある。そこで本
発明ではインパルス応答が非対称の基本フィルタを採用
し、サブバンド分割／合成後に発生する群遅延を削減す
るようにしたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル信号の低
遅延サブバンド分割／合成装置に関し、特にフィルタバ
ンクの基本フィルタにインパルス応答が非対称となるＦ
ＩＲローパスフィルタを採用し、遅延量を削減するよう
にしたものである。
遅延サブバンド分割／合成装置に関し、特にフィルタバ
ンクの基本フィルタにインパルス応答が非対称となるＦ
ＩＲローパスフィルタを採用し、遅延量を削減するよう
にしたものである。
【０００２】
【従来の技術】図７にＭ分割／合成装置の構成の一例を
示す。おおまかには入力信号ｘ(ｎ)を帯域分割する帯域
分割フィルタバンク701と帯域合成フィルタバンク702で
構成される。ここで処理703は符号圧縮化、エコーキャ
ンセル処理などが挙げられる。
示す。おおまかには入力信号ｘ(ｎ)を帯域分割する帯域
分割フィルタバンク701と帯域合成フィルタバンク702で
構成される。ここで処理703は符号圧縮化、エコーキャ
ンセル処理などが挙げられる。
【０００３】Ｇ0〜ＧM-1710〜71nとＫ0〜ＫM-1730〜73n
は０〜Ｍ−１バンド目における分割フィルタ及び合成フ
ィルタで、720〜72n、740〜74nはそれぞれダウンサンプ
ラ、アップサンプラで、数字Ｄは間引き及び補間数を示
し、704は加算器であり、加算された信号ｙ(ｎ)がサブ
バンド合成装置の出力となる。
は０〜Ｍ−１バンド目における分割フィルタ及び合成フ
ィルタで、720〜72n、740〜74nはそれぞれダウンサンプ
ラ、アップサンプラで、数字Ｄは間引き及び補間数を示
し、704は加算器であり、加算された信号ｙ(ｎ)がサブ
バンド合成装置の出力となる。
【０００４】ここで処理703がエコーキャンセラーのよ
うにＤＦＴフィルタバンクを必要とする処理の場合、ｋ
番目の分割、合成フィルタは次式、すなわち式（１）の
ように求められる。 Ｇk（ｚ）＝Ｇ0（ｚＷM k） Ｋk（ｚ）＝ＷM -kＫ0（ｚＷM k） … （１） ただし ＷM k＝exp(−ｊ２πｒｋ／Ｍ)、 ０≦ｋ≦Ｍ
−１ ここにおいて上記式（１）におけるＧ0及びＫ0がＤＦＴ
フィルタバンクにおける基本フィルタを表しているもの
である。
うにＤＦＴフィルタバンクを必要とする処理の場合、ｋ
番目の分割、合成フィルタは次式、すなわち式（１）の
ように求められる。 Ｇk（ｚ）＝Ｇ0（ｚＷM k） Ｋk（ｚ）＝ＷM -kＫ0（ｚＷM k） … （１） ただし ＷM k＝exp(−ｊ２πｒｋ／Ｍ)、 ０≦ｋ≦Ｍ
−１ ここにおいて上記式（１）におけるＧ0及びＫ0がＤＦＴ
フィルタバンクにおける基本フィルタを表しているもの
である。
【０００５】また、処理703が圧縮符号化のようにコサ
イン変調フィルタバンクを必要とする処理の場合、ｋ番
目の分割／合成フィルタは次式、すなわち式（２）のよ
うに求められる。 Ｇk(ｚ)=ａkｃkＰ(ｚＷ2M (k+1/2))+ａk*ｃk*Ｐ(ｚＷ2M -(k+1/2)) Ｋk(Ｚ)=ａk*ｃkＰ(ｚＷ2M (k+1/2))+ａkｃk*Ｐ(ｚＷ2M -(k+1/2)) …(２) ただし０≦ｋ≦Ｍ−１、Ｗ2M＝exp（−ｊπ／Ｍ）、ａk
＝exp（ｊθk）、ｃk＝Ｗ2M (k+1/2)(N-1)/2、θk＝（２
ｋ＋１）π／４、Ｎは基本フィルタのタップ長、スクリ
プト＊は、複素共役を示す。
イン変調フィルタバンクを必要とする処理の場合、ｋ番
目の分割／合成フィルタは次式、すなわち式（２）のよ
うに求められる。 Ｇk(ｚ)=ａkｃkＰ(ｚＷ2M (k+1/2))+ａk*ｃk*Ｐ(ｚＷ2M -(k+1/2)) Ｋk(Ｚ)=ａk*ｃkＰ(ｚＷ2M (k+1/2))+ａkｃk*Ｐ(ｚＷ2M -(k+1/2)) …(２) ただし０≦ｋ≦Ｍ−１、Ｗ2M＝exp（−ｊπ／Ｍ）、ａk
＝exp（ｊθk）、ｃk＝Ｗ2M (k+1/2)(N-1)/2、θk＝（２
ｋ＋１）π／４、Ｎは基本フィルタのタップ長、スクリ
プト＊は、複素共役を示す。
【０００６】ここに、おいて式（２）におけるＰ(ｚ)が
コサイン変調フィルタバンクにおける基本フィルタを表
しているものである。
コサイン変調フィルタバンクにおける基本フィルタを表
しているものである。
【０００７】従来、これらフィルタバンクの基本フィル
タにはインバルス応答波形が対称なＦＩＲローパスフィ
ルタが用いられてきた。例として図８にそのインパルス
応答を示す。
タにはインバルス応答波形が対称なＦＩＲローパスフィ
ルタが用いられてきた。例として図８にそのインパルス
応答を示す。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の基本フィルタにインパルス応答波形が対称なＦＩＲ
ローパスフィルタを用いた場合、基本フィルタのタップ
長をＮとすると、Ｎ−１タップ分の群遅延が発生し、低
遅延が要求されるシステムにおいて無視できないほどの
遅延が発生するという問題を有していた。
来の基本フィルタにインパルス応答波形が対称なＦＩＲ
ローパスフィルタを用いた場合、基本フィルタのタップ
長をＮとすると、Ｎ−１タップ分の群遅延が発生し、低
遅延が要求されるシステムにおいて無視できないほどの
遅延が発生するという問題を有していた。
【０００９】本発明は、上記従来の問題を解決するもの
で、フィルタバンクの基本フィルタにインパルス応答が
非対称となるＦＩＲローパスフィルタを採用し、遅延量
を削減した優れた低遅延サブバンド分割／合成装置を提
供することを目的とする。
で、フィルタバンクの基本フィルタにインパルス応答が
非対称となるＦＩＲローパスフィルタを採用し、遅延量
を削減した優れた低遅延サブバンド分割／合成装置を提
供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するため
に本発明は、サブバンド分割／合成に用いる基本フィル
タに、インパルス応答が非対称となるＦＩＲローパスフ
ィルタを採用して群遅廷を削減し、システムの遅延量を
削減したものである。
に本発明は、サブバンド分割／合成に用いる基本フィル
タに、インパルス応答が非対称となるＦＩＲローパスフ
ィルタを採用して群遅廷を削減し、システムの遅延量を
削減したものである。
【００１１】以上により、遅延量を削減した優れたサブ
バンド分割／合成装置が得られる。
バンド分割／合成装置が得られる。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、基本フィルタにインパルス応答が非対称なＦＩＲロ
ーパスフィルタを持つことを特徴とする低遅延サブバン
ド分割装置としたものであり、フィルタリングの際に発
生する群遅廷を削減し、システムの遅延量を削減すると
いう作用を有する。
は、基本フィルタにインパルス応答が非対称なＦＩＲロ
ーパスフィルタを持つことを特徴とする低遅延サブバン
ド分割装置としたものであり、フィルタリングの際に発
生する群遅廷を削減し、システムの遅延量を削減すると
いう作用を有する。
【００１３】また、請求項２記載の発明は、基本フィル
タにインパルス応答が非対称なＦＩＲローパスフィルタ
を持つことを特徴とする低遅延サブバンド合成装置とし
たものであり、フィルタリングの際に発生する群遅廷を
削減し、システムの遅延量を削減するという作用を有す
る。
タにインパルス応答が非対称なＦＩＲローパスフィルタ
を持つことを特徴とする低遅延サブバンド合成装置とし
たものであり、フィルタリングの際に発生する群遅廷を
削減し、システムの遅延量を削減するという作用を有す
る。
【００１４】また、請求項３記載の発明は、前記請求項
１記載の低遅延サブバンド分割装置を持つことを特徴と
するディジタル信号符号化装置としたものであり、ＭＰ
ＥＧ等で使用される量子化処理との組み合わせで、フィ
ルタ処理による遅延を削減し、システムの遅延量を削減
するという作用を有する。
１記載の低遅延サブバンド分割装置を持つことを特徴と
するディジタル信号符号化装置としたものであり、ＭＰ
ＥＧ等で使用される量子化処理との組み合わせで、フィ
ルタ処理による遅延を削減し、システムの遅延量を削減
するという作用を有する。
【００１５】また、請求項４記載の発明は、前記請求項
２記載の低遅延サブバンド合成装置を持つことを特徴と
するディジタル信号復号装置としたものであり、ＭＰＥ
Ｇ等で使用される逆量子化処理との組み合わせで、フィ
ルタ処理による遅延を削減し、システムの遅延量を削減
するという作用を有する。
２記載の低遅延サブバンド合成装置を持つことを特徴と
するディジタル信号復号装置としたものであり、ＭＰＥ
Ｇ等で使用される逆量子化処理との組み合わせで、フィ
ルタ処理による遅延を削減し、システムの遅延量を削減
するという作用を有する。
【００１６】また、請求項５記載の発明は、前記請求項
３記載の低遅延サブバンド分割装置を用いたディジタル
信号符号化装置において、余弦関数の周期性を用いた高
速アルゴリズムにて処理することを特徴とするディジタ
ル信号符号化装置としたものであり、フィルタ処理によ
る遅延を削減し、システムの遅延量を削減するという作
用を有する。
３記載の低遅延サブバンド分割装置を用いたディジタル
信号符号化装置において、余弦関数の周期性を用いた高
速アルゴリズムにて処理することを特徴とするディジタ
ル信号符号化装置としたものであり、フィルタ処理によ
る遅延を削減し、システムの遅延量を削減するという作
用を有する。
【００１７】また、請求項６記載の発明は、前記請求項
４記載の低遅延サブバンド合成装置を用いたディジタル
信号復号装置において、余弦関数の周期性を用いた高速
アルゴリズムにて処理することを特徴とするディジタル
信号復号装置としたものであり、フィルタ処理による遅
延を削減し、システムの遅延量を削減するという作用を
有する。
４記載の低遅延サブバンド合成装置を用いたディジタル
信号復号装置において、余弦関数の周期性を用いた高速
アルゴリズムにて処理することを特徴とするディジタル
信号復号装置としたものであり、フィルタ処理による遅
延を削減し、システムの遅延量を削減するという作用を
有する。
【００１８】また、請求項７記載の発明は、前記請求項
３または請求項５記載の低遅延サブバンド分割装置を用
いたディジタル信号符号化装置において、ＰＣＭオーデ
ィオ信号の圧縮符号化を行なうことを特徴とするディジ
タル信号符号化装置としたものであり、ＰＣＭオーディ
オ信号の符号化において、ＭＰＥＧ等で使用される量子
化処理などとの組み合わせで、フィルタ処理による遅延
を削減し、システムの遅延量を削減するという作用を有
する。
３または請求項５記載の低遅延サブバンド分割装置を用
いたディジタル信号符号化装置において、ＰＣＭオーデ
ィオ信号の圧縮符号化を行なうことを特徴とするディジ
タル信号符号化装置としたものであり、ＰＣＭオーディ
オ信号の符号化において、ＭＰＥＧ等で使用される量子
化処理などとの組み合わせで、フィルタ処理による遅延
を削減し、システムの遅延量を削減するという作用を有
する。
【００１９】また、請求項８記載の発明は、前記請求項
４または請求項６記載の低遅延サブバンド合成装置を用
いたディジタル信号復号装置において、ＰＣＭオーディ
オ信号の伸長復号を行なうことを特徴とするディジタル
信号復号装置としたものであり、ＰＣＭオーディオ信号
の復号において、ＭＰＥＧ等で使用される逆量子化処理
などとの組み合わせで、フィルタ処理による遅延を削減
し、システムの遅延量を削減するという作用を有する。
４または請求項６記載の低遅延サブバンド合成装置を用
いたディジタル信号復号装置において、ＰＣＭオーディ
オ信号の伸長復号を行なうことを特徴とするディジタル
信号復号装置としたものであり、ＰＣＭオーディオ信号
の復号において、ＭＰＥＧ等で使用される逆量子化処理
などとの組み合わせで、フィルタ処理による遅延を削減
し、システムの遅延量を削減するという作用を有する。
【００２０】また、請求項９記載の発明は、前記請求項
３または請求項５記載の低遅延サブバンド分割装置を用
いたディジタル信号符号化装置を持つことを特徴とする
ディジタルワイヤレスマイクシステムの送信機としたも
ので、ディジタル無線伝送手段との組み合わせで、低遅
延かつ高音質なディジタルワイヤレスマイクシステムの
送信機を構成できるという作用を有する。
３または請求項５記載の低遅延サブバンド分割装置を用
いたディジタル信号符号化装置を持つことを特徴とする
ディジタルワイヤレスマイクシステムの送信機としたも
ので、ディジタル無線伝送手段との組み合わせで、低遅
延かつ高音質なディジタルワイヤレスマイクシステムの
送信機を構成できるという作用を有する。
【００２１】また、請求項１０記載の発明は、前記請求
項４または請求項６記載の低遅延サブバンド合成装置を
用いたディジタル信号復号装置を持つことを特徴とする
ディジタルワイヤレスマイクシステムの受信機としたも
のであり、ディジタル無線伝送手段との組み合わせで、
低遅延かつ高音質なディジタルワイヤレスマイクシステ
ムの受信機を構成できるという作用を有する。
項４または請求項６記載の低遅延サブバンド合成装置を
用いたディジタル信号復号装置を持つことを特徴とする
ディジタルワイヤレスマイクシステムの受信機としたも
のであり、ディジタル無線伝送手段との組み合わせで、
低遅延かつ高音質なディジタルワイヤレスマイクシステ
ムの受信機を構成できるという作用を有する。
【００２２】また、請求項１１記載の発明は、前記請求
項１記載の低遅延サブバンド分割装置及び請求項２記載
の低遅延サブバンド合成装置を用いることを特徴とする
エコーキャンセラー装置としたものであり、自分の声が
エコーとなって戻ってくるのを防ぐエコーキャンセラー
装置に用いている帯域分割フィルタバンク及び帯域合成
フィタバンクに低遅延のフィルタバンクを設けることに
より、フィルタリングで発生する遅延の少ないエコーキ
ャンセラーが実現できるという作用を有する。
項１記載の低遅延サブバンド分割装置及び請求項２記載
の低遅延サブバンド合成装置を用いることを特徴とする
エコーキャンセラー装置としたものであり、自分の声が
エコーとなって戻ってくるのを防ぐエコーキャンセラー
装置に用いている帯域分割フィルタバンク及び帯域合成
フィタバンクに低遅延のフィルタバンクを設けることに
より、フィルタリングで発生する遅延の少ないエコーキ
ャンセラーが実現できるという作用を有する。
【００２３】また、請求項１２記載の発明は、前記請求
項１記載の低遅延サブバンド分割装置及び請求項２記載
の低遅延サブバンド合成装置を用いることを特徴とする
拡声システムとしたものであり、フィルタリングの際に
発生する群遅廷を削減し、遅延の少ない違和感のない拡
声を可能にするという作用を有する。
項１記載の低遅延サブバンド分割装置及び請求項２記載
の低遅延サブバンド合成装置を用いることを特徴とする
拡声システムとしたものであり、フィルタリングの際に
発生する群遅廷を削減し、遅延の少ない違和感のない拡
声を可能にするという作用を有する。
【００２４】また、請求項１３記載の発明は、前記請求
項３または５記載のディジタル信号符号化装置及び前記
請求項４または６記載のディジタル信号復号装置を備え
ていることを特徴とする拡声システムとしたものであ
り、フィルタ処理による遅延を削減し、遅延の少ない違
和感のない拡声を可能にするという作用を有する。
項３または５記載のディジタル信号符号化装置及び前記
請求項４または６記載のディジタル信号復号装置を備え
ていることを特徴とする拡声システムとしたものであ
り、フィルタ処理による遅延を削減し、遅延の少ない違
和感のない拡声を可能にするという作用を有する。
【００２５】以下、本発明の実施の形態について、図面
を用いて説明する。
を用いて説明する。
【００２６】（第１の実施の形態）図１は、サブバンド
分割／合成に必要な構成を示し、図１において帯域分割
フィルタバンク001は、入力されたＰＣＭディジタル信
号ｘ(ｎ)を帯域毎にフィルタリングを行ない、所定の間
引き数Ｄで間引く作用を行なうもので、帯域分割フィル
タＨ0〜ＨM-1010〜01n、ダウンサンプラ020〜02nから構
成されている。帯域合成フィルタバンク002は、所定の
処理003を行なった後の信号を入力とし、Ｄだけ信号を
補間（Ｄ−１個の０値を挿入）し、各帯域合成フィルタ
リングを行なったあとの信号を加算器004で和をとり、
もとのＰＣＭディジタル信号ｙ(ｎ)を合成する作用を行
なうもので、各帯域毎の帯域合成フィルタＦ0〜ＦM-103
0〜03n、アップサンプラ040〜04n、加算器004から構成
されている。
分割／合成に必要な構成を示し、図１において帯域分割
フィルタバンク001は、入力されたＰＣＭディジタル信
号ｘ(ｎ)を帯域毎にフィルタリングを行ない、所定の間
引き数Ｄで間引く作用を行なうもので、帯域分割フィル
タＨ0〜ＨM-1010〜01n、ダウンサンプラ020〜02nから構
成されている。帯域合成フィルタバンク002は、所定の
処理003を行なった後の信号を入力とし、Ｄだけ信号を
補間（Ｄ−１個の０値を挿入）し、各帯域合成フィルタ
リングを行なったあとの信号を加算器004で和をとり、
もとのＰＣＭディジタル信号ｙ(ｎ)を合成する作用を行
なうもので、各帯域毎の帯域合成フィルタＦ0〜ＦM-103
0〜03n、アップサンプラ040〜04n、加算器004から構成
されている。
【００２７】また、帯域分割フィルタＨ0〜ＨM-1010〜0
1nと、帯域合成フィルタＦ0〜ＦM-1030〜03nは、処理00
3がＤＦＴフィルタバンクを必要とするエコーキャンセ
ラなどの処理の場合、次式、すなわち式（３）で表すこ
とができる。 Ｈk（ｚ）＝Ｈ0（ｚＷM k） Ｆk（ｚ）＝ＷM -kＦ0（ｚＷM k） … （３） ただしＷM k＝exp（−ｊ２πｋ／Ｍ）、 ０≦ｋ≦Ｍ−
１ ここにおいて上記式（３）におけるＨ0及びＦ0がＤＦＴ
フィルタバンクにおける基本フィルタを表しているもの
である。
1nと、帯域合成フィルタＦ0〜ＦM-1030〜03nは、処理00
3がＤＦＴフィルタバンクを必要とするエコーキャンセ
ラなどの処理の場合、次式、すなわち式（３）で表すこ
とができる。 Ｈk（ｚ）＝Ｈ0（ｚＷM k） Ｆk（ｚ）＝ＷM -kＦ0（ｚＷM k） … （３） ただしＷM k＝exp（−ｊ２πｋ／Ｍ）、 ０≦ｋ≦Ｍ−
１ ここにおいて上記式（３）におけるＨ0及びＦ0がＤＦＴ
フィルタバンクにおける基本フィルタを表しているもの
である。
【００２８】また、処理003が圧縮符号化のようにコサ
イン変調フィルタバンクを必要とする処理の場合、ｋバ
ンド目の分割／合成フィルタは次式、すなわち式（４）
のように求められる。 Ｈk(ｚ)=ｅjΦkＰ(Ｗ2M (k+1/2)ｚ)+ｅ-jΦkＰ(Ｗ2M -(k+1/2)ｚ) Ｆk(ｚ)=ｅjΨkＰ(Ｗ2M (k+1/2)ｚ)+ｅ-jΨkＰ(Ｗ2M -(k+1/2)ｚ) … (４) ただし、０≦ｋ≦Ｍ−１、ｋdは基本フィルタの群遅延
を表し、さらに、 Φk（ｚ）＝(Ｍ-ｋd)(２ｋ+１)Π／(４Ｍ) Ψk（ｚ）＝(-Ｍ-ｋd)(２ｋ+１)Π／(４Ｍ) ここにおいて式（４）におけるＰ(ｚ)がコサイン変調フ
ィルタバンクにおける基本フィルタを表しているもので
ある。
イン変調フィルタバンクを必要とする処理の場合、ｋバ
ンド目の分割／合成フィルタは次式、すなわち式（４）
のように求められる。 Ｈk(ｚ)=ｅjΦkＰ(Ｗ2M (k+1/2)ｚ)+ｅ-jΦkＰ(Ｗ2M -(k+1/2)ｚ) Ｆk(ｚ)=ｅjΨkＰ(Ｗ2M (k+1/2)ｚ)+ｅ-jΨkＰ(Ｗ2M -(k+1/2)ｚ) … (４) ただし、０≦ｋ≦Ｍ−１、ｋdは基本フィルタの群遅延
を表し、さらに、 Φk（ｚ）＝(Ｍ-ｋd)(２ｋ+１)Π／(４Ｍ) Ψk（ｚ）＝(-Ｍ-ｋd)(２ｋ+１)Π／(４Ｍ) ここにおいて式（４）におけるＰ(ｚ)がコサイン変調フ
ィルタバンクにおける基本フィルタを表しているもので
ある。
【００２９】また、このとき、符号化効率の面から、間
引き数及び補間数Ｄは分割数Ｍに等しくする。
引き数及び補間数Ｄは分割数Ｍに等しくする。
【００３０】基本フィルタのインパルス応答波形の一例
を図２に示す。図８のインパルス応答波形と比較して、
波形が非対称であることが分かる。
を図２に示す。図８のインパルス応答波形と比較して、
波形が非対称であることが分かる。
【００３１】以上のように構成されたサブバンド分割／
合成装置について、図１を用いてその動作を説明する。
まず、入力されたＰＣＭディジタル信号ｘ(ｎ)は帯域分
割フィルタバンク001に入力され各帯域ごとに帯域分割
フィルタＨ0〜ＨM-1010〜01nにより、畳み込み演算がな
される。
合成装置について、図１を用いてその動作を説明する。
まず、入力されたＰＣＭディジタル信号ｘ(ｎ)は帯域分
割フィルタバンク001に入力され各帯域ごとに帯域分割
フィルタＨ0〜ＨM-1010〜01nにより、畳み込み演算がな
される。
【００３２】畳み込み演算された信号はダウンサンプラ
020〜02nによって間引き数Ｄ毎に間引かれる。間引かれ
た信号は処理003により、所定の信号処理が施される。
020〜02nによって間引き数Ｄ毎に間引かれる。間引かれ
た信号は処理003により、所定の信号処理が施される。
【００３３】処理003の出力は帯域合成フィルタバンク0
02に入力され、アップサンプラ040〜04nによって補間数
Ｄごとに補間処理が行なわれる。補間された信号は各帯
域毎の合成フィルタＦ0〜ＦM-1030〜03nとの畳み込み演
算がなされ、加算器004で加算され、再生ＰＣＭディジ
タル信号として出力される。
02に入力され、アップサンプラ040〜04nによって補間数
Ｄごとに補間処理が行なわれる。補間された信号は各帯
域毎の合成フィルタＦ0〜ＦM-1030〜03nとの畳み込み演
算がなされ、加算器004で加算され、再生ＰＣＭディジ
タル信号として出力される。
【００３４】例として本発明の実施の形態による分割／
合成後の群遅廷特性と基本フィルタの周波数応答を図２
のインパルス応答特性を持つ基本ＦＩＲフィルタを用い
た場合と図８のインパルス応答特性を持つ従来の基本Ｆ
ＩＲフィルタを用いた場合とで比較して図３に示す。
合成後の群遅廷特性と基本フィルタの周波数応答を図２
のインパルス応答特性を持つ基本ＦＩＲフィルタを用い
た場合と図８のインパルス応答特性を持つ従来の基本Ｆ
ＩＲフィルタを用いた場合とで比較して図３に示す。
【００３５】この図３から明らかなように、本発明の実
施の形態によれば、基本フィルタの減衰特性は従来とほ
ぼ同等の特性を保ちながら、分割／合成後の群遅廷削減
の点で優れた効果が得られているのが理解できるであろ
う。
施の形態によれば、基本フィルタの減衰特性は従来とほ
ぼ同等の特性を保ちながら、分割／合成後の群遅廷削減
の点で優れた効果が得られているのが理解できるであろ
う。
【００３６】以上のように本発明の実施の形態によれ
ば、基本フィルタにインパルス応答が非対称のＦＩＲロ
ーパスフィルタを用いることにより、減衰特性をぼぼ同
等に保ったまま、遅延量を削減することができる。
ば、基本フィルタにインパルス応答が非対称のＦＩＲロ
ーパスフィルタを用いることにより、減衰特性をぼぼ同
等に保ったまま、遅延量を削減することができる。
【００３７】（第２の実施の形態）図４は、ディジタル
信号の圧縮符号化／復号装置に応用した例として、ＰＣ
Ｍディジタルオーディオ信号の圧縮符号化／復号装置の
構成図を示したものであり、図４において符号化器101
は、ＰＣＭディジタルオーディオ信号を入力し、サブバ
ンド分割処理を施し、人間の聴覚心理特性等を利用して
圧縮符号化を行なうもので帯域分割フィルタバンク10
2、聴覚心理モデル103、量子化・符号化部104、フレー
ム形成部105から構成されている。
信号の圧縮符号化／復号装置に応用した例として、ＰＣ
Ｍディジタルオーディオ信号の圧縮符号化／復号装置の
構成図を示したものであり、図４において符号化器101
は、ＰＣＭディジタルオーディオ信号を入力し、サブバ
ンド分割処理を施し、人間の聴覚心理特性等を利用して
圧縮符号化を行なうもので帯域分割フィルタバンク10
2、聴覚心理モデル103、量子化・符号化部104、フレー
ム形成部105から構成されている。
【００３８】帯域分割フィルタバンク102は上記第１の
実施形態における式(４）で示した帯域分割フィルタに
より構成されており、間引き数が分割数と等しいコサイ
ン変調フィルタバンクを用いる。
実施形態における式(４）で示した帯域分割フィルタに
より構成されており、間引き数が分割数と等しいコサイ
ン変調フィルタバンクを用いる。
【００３９】また、復号器106は符号化器101より出力さ
れたビットストリームを入力とし、フレーム情報に従っ
て元のサブバンド信号を逆量子化し、サブバンド合成処
理を行ない、元のＰＣＭオーディオ信号を合成するもの
で、フレーム分解部107、逆量子化・復号部108、帯域合
成フィルタバンク109より構成されている。
れたビットストリームを入力とし、フレーム情報に従っ
て元のサブバンド信号を逆量子化し、サブバンド合成処
理を行ない、元のＰＣＭオーディオ信号を合成するもの
で、フレーム分解部107、逆量子化・復号部108、帯域合
成フィルタバンク109より構成されている。
【００４０】帯域合成フィルタバンク109は上記した第
１の実施形態における式（４）で示した帯域合成フィル
タにより構成されており、補間間隔は分割数と等しいコ
サイン変調フィルダバンクを用いる。
１の実施形態における式（４）で示した帯域合成フィル
タにより構成されており、補間間隔は分割数と等しいコ
サイン変調フィルダバンクを用いる。
【００４１】以上のように構成された符号化器101と復
号器106について、図４を用いてその動作を説明する。
まず、ＰＣＭオーディオデータが符号化器101に入力さ
れ、帯域分割フィルタバンク102では、各バンド毎のフ
ィルタとの畳み込み演算が行なわれる。フィルタリング
後の信号は、分割数Ｍサンプル毎に間引き処理がなさ
れ、サブバンドサンプルを形成する。
号器106について、図４を用いてその動作を説明する。
まず、ＰＣＭオーディオデータが符号化器101に入力さ
れ、帯域分割フィルタバンク102では、各バンド毎のフ
ィルタとの畳み込み演算が行なわれる。フィルタリング
後の信号は、分割数Ｍサンプル毎に間引き処理がなさ
れ、サブバンドサンプルを形成する。
【００４２】このサブバンドサンプルは、量子化・符号
化部104及び聴覚心理モデル103に入力される。この処理
と平行して、入力されたＰＣＭオーディオ信号は心理聴
覚モデル103において、ＦＦＴなどの周波数解析が行な
われ、サブバンドサンプルからスケールファクタ情報を
算出し、聴覚心理モデルに基づいた量子化誤差のマスキ
ングレベルが計算され、バンド毎のビット割当情報が算
出される。このとき、ＦＦＴを行わずにスケールファク
タ情報だけで、ビット割当情報を算出してもよい。
化部104及び聴覚心理モデル103に入力される。この処理
と平行して、入力されたＰＣＭオーディオ信号は心理聴
覚モデル103において、ＦＦＴなどの周波数解析が行な
われ、サブバンドサンプルからスケールファクタ情報を
算出し、聴覚心理モデルに基づいた量子化誤差のマスキ
ングレベルが計算され、バンド毎のビット割当情報が算
出される。このとき、ＦＦＴを行わずにスケールファク
タ情報だけで、ビット割当情報を算出してもよい。
【００４３】量子化・符号化部104ではサブバンドサン
プルが聴覚心理モデル103より算出されたビット割当情
報に従って量子化され、符号化された後、フレーム形成
部105にてアンシラリデータを合わせてフレームに組み
込まれる。このフレームが復号化器101の出力となる。
プルが聴覚心理モデル103より算出されたビット割当情
報に従って量子化され、符号化された後、フレーム形成
部105にてアンシラリデータを合わせてフレームに組み
込まれる。このフレームが復号化器101の出力となる。
【００４４】フレームは蓄積メディア／伝送路110を経
由し、復号器106に入力される。復号器106ではまず入力
されたフレ−ムがフレーム分解部107にてアンシラリデ
ータを分離してフレーム分解し、サイド情報として送ら
れたビット割当情報と割当のあるバンドのサブバンドサ
ンプル情報に分解され、逆量子化・復号部108によって
もとのサブバンドサンプルが形成される。この形成され
たサブバンドサンプルを入力として帯域合成フィルタバ
ンク109では、バンド毎に補間処理され、合成フィルタ
との畳み込み演算が行われた結果を加算し、ＰＣＭオー
ディオデータが合成される。
由し、復号器106に入力される。復号器106ではまず入力
されたフレ−ムがフレーム分解部107にてアンシラリデ
ータを分離してフレーム分解し、サイド情報として送ら
れたビット割当情報と割当のあるバンドのサブバンドサ
ンプル情報に分解され、逆量子化・復号部108によって
もとのサブバンドサンプルが形成される。この形成され
たサブバンドサンプルを入力として帯域合成フィルタバ
ンク109では、バンド毎に補間処理され、合成フィルタ
との畳み込み演算が行われた結果を加算し、ＰＣＭオー
ディオデータが合成される。
【００４５】以上のように本発明の実施の形態によれ
ば、帯域分割フィルタバンク及び帯域合成フィタバンク
に低遅延のフィルタバンクを設けることにより、フィル
タリングでの遅延を削減したＰＣＭディジタルオーディ
オ信号の圧縮符号化／復号装置を実現することができ
る。
ば、帯域分割フィルタバンク及び帯域合成フィタバンク
に低遅延のフィルタバンクを設けることにより、フィル
タリングでの遅延を削減したＰＣＭディジタルオーディ
オ信号の圧縮符号化／復号装置を実現することができ
る。
【００４６】なお、以上の説明では、ＰＣＭディジタル
オーディオ信号の圧縮符号化／復号について低遅延のサ
ブバンド分割／合成フィルタバンクで構成した例で説明
したが、その他の画像信号などのディジタル信号の圧縮
符号化／復号についても量子化処理のアルゴリズムを画
像に変更することにより、実施可能である。
オーディオ信号の圧縮符号化／復号について低遅延のサ
ブバンド分割／合成フィルタバンクで構成した例で説明
したが、その他の画像信号などのディジタル信号の圧縮
符号化／復号についても量子化処理のアルゴリズムを画
像に変更することにより、実施可能である。
【００４７】また、帯域分割フィルタリング処理と、帯
域合成フィルタリング処理において、基本フィルタのタ
ップ数を分割数Ｍの２倍として、２Ｍとおき、上記した
式４を時間軸上の関数にして、発生した余弦関数が、周
期的に１と−１になる性質を利用した高速演算と、タッ
プ数削減により、ハードウェアにする際の処理量削減と
メモリ必要量削減を図ってもよい。
域合成フィルタリング処理において、基本フィルタのタ
ップ数を分割数Ｍの２倍として、２Ｍとおき、上記した
式４を時間軸上の関数にして、発生した余弦関数が、周
期的に１と−１になる性質を利用した高速演算と、タッ
プ数削減により、ハードウェアにする際の処理量削減と
メモリ必要量削減を図ってもよい。
【００４８】（第３の実施の形態）図５は、上記した第
２の実施形態のサブバンド圧縮符号化・復号化処理の遅
延量の少ないことに着目し、集音した音声を瞬時に拡声
する必要のあるワイヤレスマイクシステムに応用した場
合のシステム構成図である。送信機200は集音した音響
信号を電気信号に変換し、Ａ−Ｄ変換を行なってＰＣＭ
ディジタル信号に変換した後、上記した第２の実施形態
で示した圧縮符号化処理を行ない、圧縮ビットストリー
ムに変換する。さらに伝送路誤りに耐性を持たせるため
に符号変換が行なわれ、ディジタル変調によって高周波
信号となったものを電波として空中に発射する動作を行
なうもので、マイクロホン202、アナログ信号増幅器20
3、Ａ−Ｄ変換器204、圧縮符号化器205、符号変換・イ
ンターリーブ・誤り訂正回路206、変調・増幅回路207、
送信アンテナ208より構成されている。このとき、圧縮
符号化器205は上記した第２の実施形態で示した圧縮符
号化装置を用いることとする。
２の実施形態のサブバンド圧縮符号化・復号化処理の遅
延量の少ないことに着目し、集音した音声を瞬時に拡声
する必要のあるワイヤレスマイクシステムに応用した場
合のシステム構成図である。送信機200は集音した音響
信号を電気信号に変換し、Ａ−Ｄ変換を行なってＰＣＭ
ディジタル信号に変換した後、上記した第２の実施形態
で示した圧縮符号化処理を行ない、圧縮ビットストリー
ムに変換する。さらに伝送路誤りに耐性を持たせるため
に符号変換が行なわれ、ディジタル変調によって高周波
信号となったものを電波として空中に発射する動作を行
なうもので、マイクロホン202、アナログ信号増幅器20
3、Ａ−Ｄ変換器204、圧縮符号化器205、符号変換・イ
ンターリーブ・誤り訂正回路206、変調・増幅回路207、
送信アンテナ208より構成されている。このとき、圧縮
符号化器205は上記した第２の実施形態で示した圧縮符
号化装置を用いることとする。
【００４９】受信機201は、送信機200より発射された電
波を受信し、増幅及び周波数変換を経て復調した後、伝
送路誤りを訂正し、圧縮信号を復号してディジタル出力
及びＤ−Ａ変換を経てアナログ出力とする動作を行なう
もので受信アンテナ209、高周波増幅・周波数変換器21
0、中間周波増幅器211、復調器212、符号変換・デイン
ターリーブ・誤り訂正回路213、圧縮信号復号化器214、
Ｄ−Ａ変換器215、アナログ信号増幅器216より構成され
ている。ここで用いる圧縮信号復号化器214は送信機と
同様に、上記し第２の実施形態で示した圧縮信号復号装
置とする。
波を受信し、増幅及び周波数変換を経て復調した後、伝
送路誤りを訂正し、圧縮信号を復号してディジタル出力
及びＤ−Ａ変換を経てアナログ出力とする動作を行なう
もので受信アンテナ209、高周波増幅・周波数変換器21
0、中間周波増幅器211、復調器212、符号変換・デイン
ターリーブ・誤り訂正回路213、圧縮信号復号化器214、
Ｄ−Ａ変換器215、アナログ信号増幅器216より構成され
ている。ここで用いる圧縮信号復号化器214は送信機と
同様に、上記し第２の実施形態で示した圧縮信号復号装
置とする。
【００５０】以上のように構成されたディジタルワイヤ
レスマイクシステムの動作を図５を用いて説明する。ま
ずマイクロホン202に入力した音響信号は電気変換さ
れ、アナログ電気信号となってアナログ信号増幅器203
であるレベルまで増幅され、Ａ−Ｄ変換器204にてＰＣ
Ｍディジタル信号に変換される。
レスマイクシステムの動作を図５を用いて説明する。ま
ずマイクロホン202に入力した音響信号は電気変換さ
れ、アナログ電気信号となってアナログ信号増幅器203
であるレベルまで増幅され、Ａ−Ｄ変換器204にてＰＣ
Ｍディジタル信号に変換される。
【００５１】ＰＣＭディジタル信号は圧縮符号化器205
で、低遅延で圧縮符号化され、伝送路誤りに耐性を持た
せるために、符号変換・インターリーブ・誤り訂正回路
206にて伝送路誤りに耐性を持った符号列に変換され
る。符号変換方法はＢＣＨ符号化方法などを用いる。ま
た、場合により、インターリーブのような符号置き換え
をおこなってもよい。
で、低遅延で圧縮符号化され、伝送路誤りに耐性を持た
せるために、符号変換・インターリーブ・誤り訂正回路
206にて伝送路誤りに耐性を持った符号列に変換され
る。符号変換方法はＢＣＨ符号化方法などを用いる。ま
た、場合により、インターリーブのような符号置き換え
をおこなってもよい。
【００５２】この符号化された信号は変調・増幅回路20
7に送られ、ここでπ／４−ＤＱＰＳＫなどの方法で、
ディジタル直交変調され、ＲＦ信号となり、増幅器によ
る十分な増幅が行なわれたあと、送信アンテナ208より
空中に電波として発射される。
7に送られ、ここでπ／４−ＤＱＰＳＫなどの方法で、
ディジタル直交変調され、ＲＦ信号となり、増幅器によ
る十分な増幅が行なわれたあと、送信アンテナ208より
空中に電波として発射される。
【００５３】受信機201では、この電波を受信アンテナ2
09で受信し、高周波増幅・周波数変換器210にて増幅、
及び中間周波への変換が行なわれ、さらにこの中間周波
は、中間周波増幅器211にて復調するための十分な増幅
が行なわれる。この信号は復調器212にて復調される。
復調された信号は伝送路での誤り訂正を行なう符号変換
・デインターリーブ・誤り訂正回路213に送られ、符号
誤りが訂正される。訂正された信号は圧縮信号復号化器
214により、低遅延で復号化処理が行なわれ、元のＰＣ
Ｍディジタルオーディオ信号が合成される。
09で受信し、高周波増幅・周波数変換器210にて増幅、
及び中間周波への変換が行なわれ、さらにこの中間周波
は、中間周波増幅器211にて復調するための十分な増幅
が行なわれる。この信号は復調器212にて復調される。
復調された信号は伝送路での誤り訂正を行なう符号変換
・デインターリーブ・誤り訂正回路213に送られ、符号
誤りが訂正される。訂正された信号は圧縮信号復号化器
214により、低遅延で復号化処理が行なわれ、元のＰＣ
Ｍディジタルオーディオ信号が合成される。
【００５４】ここで受信機としてＰＣＭディジタルオー
ディオ信号を出力しても良いが、ダイレクトにハイパワ
ーアンプなどのアナログ増幅機器への接続を考慮し、ア
ナログ出力を兼備するために、Ｄ−Ａ変換を行なう。Ｐ
ＣＭディジタルオーディオ信号はＤ−Ａ変換器215によ
ってアナログオーディオ信号に変換され、アナログ信号
増幅器216によって増幅され、受信機の出力としてアナ
ログ信号も出力する。
ディオ信号を出力しても良いが、ダイレクトにハイパワ
ーアンプなどのアナログ増幅機器への接続を考慮し、ア
ナログ出力を兼備するために、Ｄ−Ａ変換を行なう。Ｐ
ＣＭディジタルオーディオ信号はＤ−Ａ変換器215によ
ってアナログオーディオ信号に変換され、アナログ信号
増幅器216によって増幅され、受信機の出力としてアナ
ログ信号も出力する。
【００５５】以上のように本発明の実施の形態によれ
ば、オーディオ信号圧縮符号化、及び復号装置に低遅延
の帯域分割フィルタバンク及び帯域合成フィルタバンク
を用いることにより、瞬時に発音した音声を拡声する必
要のあるワイヤレスマイクシステムのディジタル化が可
能となる。
ば、オーディオ信号圧縮符号化、及び復号装置に低遅延
の帯域分割フィルタバンク及び帯域合成フィルタバンク
を用いることにより、瞬時に発音した音声を拡声する必
要のあるワイヤレスマイクシステムのディジタル化が可
能となる。
【００５６】また、圧縮符号化をによりディジタル変調
の際に周波数を効率的に利用できるため、複数のワイヤ
レスマイクを効率良く同時使用することが可能となる。
の際に周波数を効率的に利用できるため、複数のワイヤ
レスマイクを効率良く同時使用することが可能となる。
【００５７】（第４の実施の形態）図６は、上記第１の
実施形態において示したサブバンド分割／合成処理をサ
ブバンドエコーキャンセラーに応用した場合の構成図で
ある。図６においてこの装置は話者側に相手話者側で発
生するエコーが戻らないように相手話者側の室内伝達関
数を推定し、適応フィルタを制御する装置で、適応ＦＩ
Ｒフィルタ310〜31n、係数更新器310〜31n、各バンドの
分割フィルタがインパルス応答が非対称な基本ローパス
フィルタと上記した式（３）より導出される帯域分割フ
ィルタバンク320、321、同じく各バンドの合成フィルタ
がインパルス応答が非対称な基本ローパスフィルタと上
記した式（３）より導出される帯域合成フィルタバンク
322、拡声装置323、集音装置324、加算器330〜33nから
構成される。
実施形態において示したサブバンド分割／合成処理をサ
ブバンドエコーキャンセラーに応用した場合の構成図で
ある。図６においてこの装置は話者側に相手話者側で発
生するエコーが戻らないように相手話者側の室内伝達関
数を推定し、適応フィルタを制御する装置で、適応ＦＩ
Ｒフィルタ310〜31n、係数更新器310〜31n、各バンドの
分割フィルタがインパルス応答が非対称な基本ローパス
フィルタと上記した式（３）より導出される帯域分割フ
ィルタバンク320、321、同じく各バンドの合成フィルタ
がインパルス応答が非対称な基本ローパスフィルタと上
記した式（３）より導出される帯域合成フィルタバンク
322、拡声装置323、集音装置324、加算器330〜33nから
構成される。
【００５８】次に、このエコーキャンセラー装置の動作
について説明する。
について説明する。
【００５９】話者側より通信路を経て到達した入力信号
は帯域分割フィルタバンク320と拡声装置323に入力され
る。このとき、帯域分割フィルタバンク320では入力信
号が各バンドの帯域フィルタと畳み込み演算がなされ、
分割数Ｍ未満の間引き率Ｄによって間引き処理が行なわ
れる。間引きされたサブバンドサンプルは加算器330〜3
3nに入力する。一方、拡声装置323によって拡声された
信号は集音装置324が集音し、帯域分割フィルタバンク3
21に入力される。
は帯域分割フィルタバンク320と拡声装置323に入力され
る。このとき、帯域分割フィルタバンク320では入力信
号が各バンドの帯域フィルタと畳み込み演算がなされ、
分割数Ｍ未満の間引き率Ｄによって間引き処理が行なわ
れる。間引きされたサブバンドサンプルは加算器330〜3
3nに入力する。一方、拡声装置323によって拡声された
信号は集音装置324が集音し、帯域分割フィルタバンク3
21に入力される。
【００６０】帯域分割フィルタバンク321では入力信号
が各バンド毎の帯域フィルタで畳み込み演算がなされ、
分割数Ｍ未満の間引き率Ｄによって間引き処理が行なわ
れる。
が各バンド毎の帯域フィルタで畳み込み演算がなされ、
分割数Ｍ未満の間引き率Ｄによって間引き処理が行なわ
れる。
【００６１】この信号は、適応ＦＩＲフィルタ300〜30n
に入力される。適応ＦＩＲフィルタはその出力と前記帯
域分割フィルタバンク320のサブバンドサンプルとを加
算した値と前記帯分割フィルタバンク321のサブバンド
出力を入力とする係数更新器310〜31nによってその係数
が更新される。係数更新アルゴリズムはＮＬＭＳ法など
を用いてよい。
に入力される。適応ＦＩＲフィルタはその出力と前記帯
域分割フィルタバンク320のサブバンドサンプルとを加
算した値と前記帯分割フィルタバンク321のサブバンド
出力を入力とする係数更新器310〜31nによってその係数
が更新される。係数更新アルゴリズムはＮＬＭＳ法など
を用いてよい。
【００６２】このＮＬＭＳ法とは、適応フィルタの係数
をｗ（ｋ）とし、最適なフィルタをＷ0としたとき、最
適フィルタの過去の１個の入出力関係を満足するように
修正項を決定するアルゴリズムで、次式すなわち、式
（５）に示される。ｗ(ｋ+１)＝ｗ(ｋ)+｛ａ/ｘ(ｋ)Tｘ
(ｋ)+β｝ｅ(ｋ)ｘ(ｋ) … (５)ただし、α(０＜ａ＜
２)はステップサイズ、βは分母項が０になることを防
ぐための小さな値、ｘ(ｋ)は適応フィルタヘの入力信
号、ｅ(ｋ)は目標信号と適応フィルタリングされた信号
との誤差
をｗ（ｋ）とし、最適なフィルタをＷ0としたとき、最
適フィルタの過去の１個の入出力関係を満足するように
修正項を決定するアルゴリズムで、次式すなわち、式
（５）に示される。ｗ(ｋ+１)＝ｗ(ｋ)+｛ａ/ｘ(ｋ)Tｘ
(ｋ)+β｝ｅ(ｋ)ｘ(ｋ) … (５)ただし、α(０＜ａ＜
２)はステップサイズ、βは分母項が０になることを防
ぐための小さな値、ｘ(ｋ)は適応フィルタヘの入力信
号、ｅ(ｋ)は目標信号と適応フィルタリングされた信号
との誤差
【００６３】このように各バンド毎に係数更新が行なわ
れた適応フィルタとの畳み込み信号は、帯域合成フィル
タバンク322に入力される。ここでは入力された信号を
帯域分割と同じ間引き率Ｄで今度は補間処理を行ない、
バンド毎に帯域合成フィルタとの畳み込み演算処理がな
される。
れた適応フィルタとの畳み込み信号は、帯域合成フィル
タバンク322に入力される。ここでは入力された信号を
帯域分割と同じ間引き率Ｄで今度は補間処理を行ない、
バンド毎に帯域合成フィルタとの畳み込み演算処理がな
される。
【００６４】この信号の全バンド分の和を加算器340で
とったｅ（ｋ）が、エコーキャンセラーの出力となり、
伝送路を介して話者側に送られる。このときフィルタリ
ング処理によって発生する群遅延は基本フィルタに非対
称なインパルス応答のＦＩＲフィルタを用いているた
め、遅延が少なく、エコーがない信号を送ることができ
る。
とったｅ（ｋ）が、エコーキャンセラーの出力となり、
伝送路を介して話者側に送られる。このときフィルタリ
ング処理によって発生する群遅延は基本フィルタに非対
称なインパルス応答のＦＩＲフィルタを用いているた
め、遅延が少なく、エコーがない信号を送ることができ
る。
【００６５】以上のように本発明の実施の形態によれ
ば、エコーキャンセラーの帯域分割フィルタバンク及び
帯域合成フィルタバンクに低遅延のフィルタバンクを設
けることにより、フィルタリングで発生する遅延の少な
いエコーキャンセラーが実現できる。
ば、エコーキャンセラーの帯域分割フィルタバンク及び
帯域合成フィルタバンクに低遅延のフィルタバンクを設
けることにより、フィルタリングで発生する遅延の少な
いエコーキャンセラーが実現できる。
【００６６】
【発明の効果】以上のように本発明の低遅延サブバンド
分割／合成装置は、基本フィルタにインパルス応答が非
対称なＦＩＲローパスフィルタを持つことを特徴とする
ものであり、これにより低遅延が要求されるシステムの
遅延を削減することができるという効果が得られる。
分割／合成装置は、基本フィルタにインパルス応答が非
対称なＦＩＲローパスフィルタを持つことを特徴とする
ものであり、これにより低遅延が要求されるシステムの
遅延を削減することができるという効果が得られる。
【図１】本発明の低遅延サブバンド分割／合成装置の動
作を説明するための構成図、
作を説明するための構成図、
【図２】本発明の第１の実施の形態におけるインパルス
応答が非対称な基本ＦＩＲフィルタのインパルス応答波
形を示す図、
応答が非対称な基本ＦＩＲフィルタのインパルス応答波
形を示す図、
【図３】従来のインパルス応答が対称の基本フィルタと
の比較のための分割／合成後の群遅延特性基本フィルタ
の周波数振幅特性、
の比較のための分割／合成後の群遅延特性基本フィルタ
の周波数振幅特性、
【図４】本発明の第２の実施の形態におけるディジタル
信号符号化／復号の動作説明のための構成図、
信号符号化／復号の動作説明のための構成図、
【図５】本発明の第３の実施の形態におけるディジタル
ワイヤレスマイクシステムの動作説明のための構成図、
ワイヤレスマイクシステムの動作説明のための構成図、
【図６】本発明の第４の実施の形態におけるエコーキャ
ンセラーの動作説明のための構成図、
ンセラーの動作説明のための構成図、
【図７】従来のサブバンド分割／合成装置の動作を説明
するための構成図、
するための構成図、
【図８】従来のインパルス応答が対称な基本ＦＩＲロー
パスフィルタのインパルス応答波形を示す図である。
パスフィルタのインパルス応答波形を示す図である。
001、701 帯域分割フィルタバンク 002、702 帯域合成フィルタバンク 003、703 処理 004、704 加算器 010〜01n、710〜71n 帯域分割フィルタ 020〜02n、720〜72n ダウンサンプラ 030〜03n、730〜73n 帯域合成フィルタ 040〜04n、740〜74n アップサンプラ 101 符号化器 102 帯域分割フィルタバンク 103 聴覚心理モデル 104 量子化・符号化部 105 フレーム形成部 106 復号器 107 フレーム分解部 108 逆量子化・復号部 109 帯域合成フィルタバンク 110 蓄積メディア／伝送路 200 送信機 201 受信機 202 マイクロホン 203 アナログ信号増幅器 204 Ａ−Ｄ変換器 205 圧縮符号化器 206 符号変換・インターリーブ・誤り訂正回路 207 変調・増幅回路 208 送信アンテナ 209 受信アンテナ 210 高周波増幅・周波数変換器 211 中間周波増幅器 212 復調器 213 符号変換・ディンターリーブ・誤り訂正回路 214 圧縮信号復号化器 215 Ｄ−Ａ変換器 216 アナログ信号増幅器 300〜30n 適応ＦｌＲフィルタ 310〜31n 係数更新器 320、321 帯域分割フィルタバンク 322 帯域合成フィルタバンク 323 拡声装置 324 集音装置 330〜33n 加算器 340 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 雅幸 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 Ｆターム(参考） 5J064 BB04 BC02 BC12 BC18 BC24 5K041 AA00 BB00 CC01 EE31 FF32 HH01 HH03 HH09 JJ14
Claims (13)
- 【請求項１】 基本フィルタにインパルス応答が非対称
なＦＩＲローパスフィルタを持つことを特徴とする低遅
延サブバンド分割装置。 - 【請求項２】 基本フィルタにインパルス応答が非対称
なＦＩＲローパスフィルタを持つことを特徴とする低遅
延サブバンド合成装置。 - 【請求項３】 前記請求項１記載の低遅延サブバンド分
割装置を持つことを特徴とするディジタル信号符号化装
置。 - 【請求項４】 前記請求項２記載の低遅延サブバンド合
成装置を持つことを特徴とするディジタル信号復号装
置。 - 【請求項５】 前記請求項３記載の低遅延サブバンド分
割装置を用いたディジタル信号符号化装置において、余
弦関数の周期性を用いた高速アルゴリズムにて処理する
ことを特徴とするディジタル信号符号化装置。 - 【請求項６】 前記請求項４記載の低遅延サブバンド合
成装置を用いたディジタル信号復号装置において、余弦
関数の周期性を用いた高速アルゴリズムにて処理するこ
とを特徴とするディジタル信号復号装置。 - 【請求項７】 前記請求項３または請求項５記載の低遅
延サブバンド分割装置を用いたディジタル信号符号化装
置において、ＰＣＭオーディオ信号の圧縮符号化を行な
うことを特徴とするディジタル信号符号化装置。 - 【請求項８】 前記請求項４または請求項６記載の低遅
延サブバンド合成装置を用いたディジタル信号復号装置
において、ＰＣＭオーディオ信号の伸長復号を行なうこ
とを特徴とするディジタル信号復号装置。 - 【請求項９】 前記請求項３または請求項５記載の低遅
延サブバンド分割装置を用いたディジタル信号符号化装
置を持つことを特徴とするディジタルワイヤレスマイク
システムの送信機。 - 【請求項１０】 前記請求項４または請求項６記載の低
遅延サブバンド合成装置を用いたディジタル信号復号装
置を持つことを特徴とするディジタルワイヤレスマイク
システムの受信機。 - 【請求項１１】 前記請求項１記載の低遅延サブバンド
分割装置及び請求項２記載の低遅延サブバンド合成装置
を用いることを特徴とするエコーキャンセラー装置。 - 【請求項１２】 前記請求項１記載の低遅延サブバンド
分割装置及び請求項２記載の低遅延サブバンド合成装置
を用いることを特徴とする拡声システム。 - 【請求項１３】 前記請求項３または５記載のディジタ
ル信号符号化装置及び前記請求項４または６記載のディ
ジタル信号復号装置を備えていることを特徴とする拡声
システム。
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| JP11-115242 | 1999-04-22 | ||
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