JP2000505629A

JP2000505629A - コードおよび時分割を用いる多元接続通信システムおよび方法

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Publication number: JP2000505629A
Application number: JP9531002A
Authority: JP
Inventors: デント，ポール，ダブリュ．
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-02-29
Filing date: 1997-02-20
Publication date: 2000-05-09
Anticipated expiration: 2017-02-20
Also published as: US5894473A; AU1963897A; ID17697A; CN1087534C; KR19990087377A; AU716097B2; WO1997032413A1; BR9707891A; CN1217111A; EP0883941A1; CA2246535C; KR100429961B1; EP0883941B1; JP3920345B2; CA2246535A1; DE69732097T2; DE69732097D1

Abstract

(57)【要約】多元接続通信システムならびに符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）および時分割多元接続（ＴＤＭＡ）を使用する方法は、共通周波数スペクトル上を送信するＣＤＭＡコードワードを用いて情報信号をコード化し、割り当てられたタイムスロットの間のみ送信するためにＣＤＭＡコードワードを時間圧縮し、割り当てられたタイムスロットの間のみ受信機を活性化して時間圧縮ＣＤＭＡコードワードを受信し伸長し、伸長したＣＤＭＡコードワードをデコードし、情報信号を復元する。

Description

【発明の詳細な説明】コードおよび時分割を用いる多元接続通信システムおよび方法背景本発明は、一般的に、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムに関し、更に特定すれば、セルラ、衛星または個人通信ネットワークのような、ＣＤＭＡおよび時分割多元アクセス（ＴＤＭＡ）を送信のために用いる無線通信システムに関するものである。また、本発明は、有線ローカル・エリア・ネットワークのようなネットワーク上の加入者間における多数の同時通信リンクに対応することが望ましい、他の伝送媒体にも適用可能である。当技術分野では、ＣＤＭＡ技法を用いて、同じ周波数スペクトルにおいて重複する多くの独立した信号を送信可能であることは公知である。ＣＤＭＡは、情報ビットを高度の冗長度をもって符号化し、「チップ」として知られる、非常に数を増大させたビットを得て送信することから成る。冗長性の最も単純な形態は、１つのデータ・ビットを多数回繰り返すことであるが、ＣＤＭＡは、更に、送信機および受信機双方に知られているコードを用いた繰り返しの各々の符号即ち極性の疑似ランダムな交代(pseudo-random alternation)も含む。かかる信号の受信時には、前述のコードの局地的な複製を用いて信号の交代を解き(undo)、次いで、例えば多数決を用いて、繰り返しビットを組み合わせる。符号が正しくないコードによって解かれた場合、異なる符号の交代パターンを有し、望ましくない重複および潜在的に干渉の恐れがある信号は、同様の符号の繰り返しビットに復元されないので、かかる干渉信号は、原理上、多数決プロセスに与える正味の寄与をゼロとし、こうしてエラーを発生させないようにする。正しくないコードを有する他の信号が、多数決プロセスに対して正確にゼロの寄与を与える場合、即ち、望まれる信号の符号交換を解いた後、望ましくない信号はそれらの繰り返しビットの正確に半分であり、残りの半分とは反対の符号を有する。かかる信号を「直交」と呼ぶ。直交コードを交互に用いてＮデータ・ビットのブロックを互いに符号化し、２のＮ−１またはＮ乗のビットを有する、代表的なブロック・コードワードを生成することができる。かかるコードをそれぞれ「二重直交(bi-orthogonal)」および「直交」ブロック・コードと呼ぶ。直交コードまたは二重直交コードを用いて、同じ送信機からの異なる送信データ・ビット・ブロック間で判別を行う場合、これらを用いて異なる送信機間で判別も行うことは不可能である。コードのパワーの全てまたは一部は、同じ送信機からのデータ・ビットを符号化するために用いることができ、残りのパワーは、異なる送信機間の判別を行うために用いることができる。米国電気通信工業会(ＴＩＡ：Telecommunication Industry Association)規格ＩＳ９５は、直交コードを用いて異なるデータ・ビット・ブロック間で判別を行い（ＩＳ９５アップリンク）、更に直交コードを用いて異なる送信機間で判別を行う（ＩＳダウンリンク）一例である。しかしながら、１組の直交信号を構築するために使用可能な直交コードの数は、せいぜいコードワードに用いられるチップ数に限定される。これよりも大きな数の重複信号が望まれる場合、それらのコード全てを互いに直交とすることはできない。更に、マルチパス伝搬または時間分散(time-dispersion)として知られる、移動無線伝搬では一般的な伝搬現象によって、直交性は破壊される。マルチパス伝搬は、送信機と受信機との間の経路が、大きな物体からの反射を含み、異なる遅延のエコーを発生する場合に、その結果として生ずるものである。互いに対して遅延したり時間がずれた場合に直交状態を保つコードは、従来技術によれば、容易に構築することはできない。１チップ期間または多チップ期間遅れたマルチパス・エコーのことを通常、「独立レイ(independent rays)」と呼んでいる。１チップ期間よりも短い遅延のマルチパス・エコーは、シフトしていないコードに対して全チップ時間１つ以上シフトして受信されることはないが、レイリー・フェーディングとして知られる他の現象を発生させる。かかるエコーはチップ期間の断片に過ぎない場合もあるが、これらは無線キャリア周波数の数サイクルおよび分数サイクルだけ遅延する可能性があり、通常これは、チップ・レートよりもはるかに高い周波数であり、したがってはるかに短い波長である。これらのエコーは、したがって、その位相に応じて、加算的または減算的に結合し、位相は、受信機または送信機の移動により、急速に変化する可能性がある。したがって、全チップ期間１つ以上シフトしたコードを支持する(bear)レイの振幅は、チップ期間全数よりも多い小さなレイによって構成され、これらが短い遅延および長い遅延を有することにより、振幅および位相がランダムに変動するように見える。必ずしもチップ期間の倍数とは限らない種々の遅延のエコーから成る信号は、チップ期間の正確な倍数だけ相対的に遅延している多数のレイによって、数学的に正確に表現することができるが、これらは、いくらか相関のないレイリー・フェーディングである。このような数学的表現は、正確なチップ期間の遅延の倍数の±１／２チップ期間内に存在する全てのエコーを収集し、当該正確な倍数のチップ遅延を有する代表的なレイの振幅および位相の変動を決定することと見なすことができる。低速では、レイリー・フェーディングは、時間インターリーブ・コード化（time-interleaved coding）またはその他の対策によってブリッジするには長すぎる期間にわたって、レイがフェード・アウトする原因となり、短期間の一時的な伝送損失、したがって情報の伝送においてエラーを発生する。チップ全体の異なる倍数の遅延を有するいくつかのレイおよびフェーディングによって、信号を相関付けずに表現することができれば、全てのレイが完全にフェード・アウトする可能性は低下し、殆どエラーは発生しない。したがって、多チップ遅延のマルチパス・エコーは、このいわゆる「パス・ダイバシティ・ゲイン」を成し遂げるには有利となり得る。しかしながら、既に述べたように、かかるエコーは、従来技術では、直交符号の利点を妨げる欠点を有していた。チップ期間を短縮した場合、エコーが１チップ以上の期間遅延する確率が高くなり、各チップ期間に含まれるエコーは全体的に少なくなる。最終的に、個々のエコーまたは遅延パスは、各々、チップ期間が十分に短くなったときに解消され、各レイは単一のパスから成るので、レイリー・フェーディング現象を呈しない。しかしながら、環境が多数のかかるレイを内包する場合、信号を処理する受信機の複雑度は非常に高まることになる。ＪＴＩＤＳ(Joint Tactical Information Distribution System：合同戦略情報分散システム）として知られる米国軍通信システムは、先に引用したＴＩＡ規格ＩＳ９５がそのアップリンク方向で行うように、直交コードを採用して異なる送信機のデータ・ブロック間で判別を行う別の例である。ＩＳ９５は、各々６ビットの情報を搬送する、６４−ビット・スクランブル・コードワードを送信するが、ＪＴＩＤＳは、各々５ビットの情報を搬送する３２−ビット・スクランブル・コードワードを送信する。ＩＳ９５は、連続ストリームでコードワードを送信し、ＲＡＫＥ受信機として知られるマルチパス伝搬をカウントする手段を採用する。ＲＡＫＥ受信機については、以下で更に説明する。一方、ＪＴＩＤＳは、単一のバーストにおける送信のために各単一コードワード毎に時間圧縮を行うのであり、ＲＡＫＥ受信機を用いてマルチパス・レイを結合することはしない。ＪＴＩＤＳは、各々複数の移動局と通信する基地局のネットワークとして構成されず、複数の自立移動機または固定局が、直接互いに対となって通信することを想定する。また、ＪＴＩＤＳは、多くのユーザが同時に同じ周波数チャネルに重複することを許す、直接シーケンスＣＤＭＡシステムであることは考慮されていない。それは、３２，５直交アウター・コード(32,5 orthogonal outer code)が、重大な永久的に重複する干渉に耐えるパワーを有していないことによる。代わりに、周波数ホッピングを用いて、他のユーザとの衝突の確率を最少に抑えるようにしている。したがって、これは周波数ホッピング・スペクトル拡散システムの分類に属し、直接シーケンスＣＤＭＡシステムの分類に属するのではない。更に、ＪＴＩＤＳ受信機は、受信したバーストを時間拡張し狭帯域ＣＤＭＡ信号として処理し、例えば、干渉減算(interference subtraction)または合同復調 (joint demodulation)のような多ユーザ復調器を用いることは想定せず、代わりに、広帯域信号を直接処理し、３２，５直交コードワードをデコードし、５−ビット・リード・ソロモン・シンボルを得る。実際、軍用システムとして、ＪＴＩＤＳはいくつかのユーザ・グループまたは対のコードを他の局から機密に保持することによって、機密を維持するので、コードの劣化(compromise)が全ての通信の機密を悪化させることにはならない。かかる軍用システムによって実施される機密の教理は、したがって、全てのＣＤＭＡアクセス・コードを公にすることにより、民間の通信システムに恩恵を与えることができる合同復調の技法を妨げ、あるいは排除(teach away)する。ＲＡＫＥ受信機は、いくつかの相対的に遅延したパスを通じて受信した信号を処理するように構成された従来技術の受信機に与えられた名称である。かかる受信チャネルは、マルチパス・チャネルとして知られており、異なるパスは、レイまたはエコーと呼ぶこともある。ＲＡＫＥ受信機は、基地局から移動局へのセルラＣＤＭＡチャネルにより特定して適合化された革新的な変形と共に、１９９４年１月２７日出願の”A Method and System for Demodualtion of CDMA Downlin k Signals”（ＣＤＭＡダウンリング信号の復調方法およびシステム）と題する、共同所有される米国特許出願番号第０８／１８７，０６２号に記載されている。この出願の内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。この中では、受信機は相関を用いてどのように個々のレイを分離し、次いで結合することができるかについて説明している。受信機が複雑性の限界のために、全てのレイを分離し次いで結合することができない場合、分離されず結合されないレイは、各々、干渉信号環境の完全な複製を表し、多数の見掛け上重複する干渉信号を事実上倍増させることになる。いずれのＣＤＭＡシステムも、過度の送信エラーなく許容可能な独立した重複および干渉信号の数には限度があるので、利用されないエコーは、送信可能な信号数の減少、即ち、単位面積当たりのメガヘルツ当たりのアーランで測定したシステムの容量の減少の原因となる。米国特許第５，１５１，９１９号および第５，２１８，６１９号は、それぞれ、”Subtractive demodulation of CDMA signals”（ＣＤＭＡ信号の減法復調）および”CDMA Subtractive Demodulation”（ＣＤＭＡ減法復調）と題し、重複を許可することができる非直交ＣＤＭＡ信号の数を増大させる新規な手段について記載する。これは、最初に重複する信号の内最も強力な信号をデコードし、次いで引き続き次に強力な信号を復調する前に、これとそのエコーを減算するというように、所望の信号をデコードするまで続けるものである。本願と同一発明者による先に引用した２件の特許の内容は、同一譲受人に譲渡され、この言及により、その全体が本願にも特定して含まれるものとする。本願に含まれるものとした前述の３件の特許による減法復調を用いると、ＣＤＭＡシステムの可能な容量を最大限利用した場合、受信機において必要な計算負担量は、少なくともチップレートの３乗で増大することを示すことができる。これが意味するのは、減法復調の利点は、狭帯域低チップレートＣＤＭＡシステムに対しても容易に得られ、そのため、低チップレートＣＤＭＡシステムは、複雑さの制限のために減算技法を使用できない高チップレート・システムよりも、高い処理能力を示すということである。したがって、前述の技法を用いると、ｌ）時間分散または１チップ以上の期間遅延したエコーがない場合にのみ得られる直交性、２）１チップ以上の期間遅延したエコーがある場合にのみ得られるパス・ダイバーシティ、３）１０ＭＢ／ｓ程度の非常に高いチップレートによってのみ得られる、レイリー・フェーディングを排除する個々のレイの分解能、および４）例えば、３００ＫＢ／ｓ未満の低いチップレートに限定される干渉減算、複雑性、という効果を同時に達成することは困難である。ＴＩＡ規格ＩＳ９５は、約１ＭＢ／ｓのチップレートを用いた連続ＣＤＭＡ送信を指定し、これは２つの方法の間に該当し、個々のレイ上でレイリー・フェーディングを排除するという効果を達成するには帯域が狭すぎ、一方チップレートは高すぎるので、低コスト低パワーの移動局が干渉減算の効果を達成するには余りに厄介すぎる。減法復調の効果を、更に高いチップレートまで拡張する方法の１つが、１９９５年１２月１１日に出願され、”Reorthogonalization of Wideband CDMA Signals”（広帯域ＣＤＭＡ信号の再直交化）と題する、共同所有される同時係属中の米国特許出願番号題０８／５７０，４３１号に記載されている。これは、同一譲受人に譲渡され、この言及によって本願にも含まれるものとする。この出願は、信号の信号強度をディスプレッド(despread)して狭帯域信号を得て、次いで狭帯域ノッチ(notch)・フィルタを用いて、周波数領域成分をゼロ化する (zeroizing)ことによって切り抜く(notch out)ことを開示する。この技法は、最初に他の望ましくない信号をゼロ化した後、ゼロ化プロセスを繰り返すことによって、信号の遅延エコーおよび減算誤差をヌル(null)にするためにも用いることができる。スペクトル・ヌリング(spectral nulling)を通じて適用された前述の再直交化原理を、図１および図２に示す。図１において、受信機１００は、必要であれば、適切な中間周波数に受信信号をダウンコンバートする。次に、ディスプレッダ１０１において、最強の信号のコードＣ１を用いて、中間周波数をディスプレッドする。次に、ヌリング・フィルタ１０２によって、スペクトル領域において狭帯域ディスプレッド信号をヌルにする。次に、残留信号を、１０４においてコードＣ２を用いてディスプレッドする前に、リスプレッダ(respreader)１０３においてコードＣ１でリスプレッドし、フィルタ１０５において信号２をヌルにし、ブロック１０６においてＣ２を用いてリスプレッドする。一実施形態によれば、Ｃ１に対する信号の再直交化、即ち、他の信号を減算即ちヌルにした後に、Ｃ１で相関付ける成分を再度減算することによる再直交化を、第２のＣ１ディスプレッダ１０７、Ｃ１に相関付けられた成分１０８のための第２ヌリング・フィルタ、および第２のＣ１リスプレッダ１０９として示す。ブロック１０７，１０８および１０９によって表される再減算段の後、更に残留信号を処理し、他の信号を抽出し、その後、Ｃ２およびＣ１の３回目の再減算を行うことができる。実際、すでに減算した信号のいずれかまたは全ての再減算は、弱い信号のデコードを妨げる減算の不完全の蓄積を防止するために実行することができる。図２は、コード・シーケンスＣ１_tが遅延したＣ１−_t-Tを用いることによって、同一信号の遅延が異なるレイの除去のために、信号除去段のいくつかを使用可能であることを示す。レイは、好ましくは、信号強度が大きい順に除去する。例えば、信号１のレイ１が全ての内で最強の受信レイであると仮定すると、コードＣ１_tを用いて第１段９１においてこれをディスプレッドする。同じ信号のレイのディスプレッド成分（例えば、信号１レイ１、信号１レイ２等）を、コンバイナ９５に供給することができる。コンバイナ９５は、例えば、ＲＡＫＥコンバイナとすればよく、あらゆるレイの位相および振幅を追跡し、複素重み(complexwe ights)の助けによってコヒーレント結合を実行し、デコーダ９６におけるデコードのために信号を強化する。ブロック９５は、代わりに、選択コンバイナとすることができ、信号１の最強のレイを常にデコードするための選択を行う。しかしながら、選択コンバイナは、常に、段階１における適切なコード遅延Ｃ１_t，Ｃ１_t-T等を用いることにより、段階９１において除去されたものとなるように構成しなければならない。ブロック９２は、他の信号のレイをディスプレッドし、信号１の第２のレイをディスプレッドする前に除去してもよいことを示す。これは、他の信号レイが信号１レイ２よりも強い場合に望ましい。信号レイ２は、Ｔだけ遅延したコードＣ１即ちコード・シーケンスＣ１_t-Tを用いることによって、段階９３においてディスプレッドする。ここでＴは、信号１の最強のレイに対して、信号１の２番目に最強のレイの遅延にできるだけ密接に対応するように選択する。ディスプレッド・レイ２の成分は、ブロック９４によって表される次の段階に渡され信号から濾波される前に、コンバイナ９５に供給される。ブロック９４は、信号１の他のレイ、他の信号のレイをディスプレッドし除去するように、またはコードＣ１_t、Ｃ１_t-Tあるいは以前の信号除去段において既に用いられた他のいずれかのコードまたは遅延コードと相関付けられた成分を再減算するように進めることができる。前述の開示による広帯域再直交化は、デジタル信号処理よりは消費電力が少ないアナログ・フィルタによって実行可能であるが、移動電話機のような受信機内に実際に含むことができるアナログ・フィルタの数は、例えば、セルラ基地局に可能な数よりも大幅に少なく制限されるので、この技法は、ＣＤＭＡダウンリンクよりもＣＤＭＡアップリンクの方が実用性が高い。二重化通信システムに対する広帯域ＣＤＭＡの他の実用面における障害 (limitation)は、送信機自体と受信機自体との間の干渉である。かかる干渉は、狭帯域ＦＤＭＡ、ＴＤＭＡまたはＣＤＭＡシステムでは、携帯電話によって別個の周波数または周波数帯を送信および受信それぞれに割り当て、送信／受信周波数割り当てを基地局において逆にすることによって防止することができる。送信および受信周波数間の周波数間隔は、二重化間隔(duplex spacing)として知られている。使用される典型的な二重化間隔は４５ＭＨｚである。しかしながら、広帯域ＣＤＭＡを用いる場合、二重化間隔は、信号拡散帯域幅に関して、送信機のスペクトル・テールが受信機帯に侵入し、そのために干渉を発生するのを防止するには不十分な場合がある。ＩＳ９５およびその他のＣＤＭＡシステムの、広帯域および狭帯域ＣＤＭＡシステムのそれぞれの利点を同時に達成するのを妨げる前述の欠点は、これより述べる本発明の例示の実施形態を実行すれば、克服することができる。概要本発明の実施形態の一例によれば、情報を符号化し、適切なキャリア周波数上の送信のために変調し、媒体上で送信し、各信号を広い帯域幅に拡散し、周波数領域において、他の類似信号と重複するようにした。加えて、各送信機は、連続する繰り返しフレーム期間において、割り当てられたタイムスロットの間のみ送信するために、符号化信号に時間圧縮を行う。一例の受信機は、多くの重複信号から成る複合信号を受信し、割り当てられた受信タイムスロットの間のみ活性化され、前記複合信号を受信し、各タイムスロット上の受信複合信号を表す１組の複素数値サンプルに変換する。複素数値サンプルは、プロセッサのメモリに格納され、次いで数値プロセッサによって呼び出される。数値プロセッサは、前記重複信号の内指定されたものについて、分離、ディスプレッド、およびデコードを行うように動作し、前記割り当てられたタイムスロット内において送信された情報を得る。処理は、例えば、最初に強い方の信号からディスプレッドまたはデコードを行い、割り当てられた信号をデコードする前に、これらを排除する。連続するフレーム期間において対応するタイムスロット内を送信された連続情報は、次に、組み立てられ、更に処理されて、元の情報を再現する。この情報は、例えば、デジタル音声信号とすることができる。図面の簡単な説明本発明の前述のおよびその他の目的、特徴および利点は、以下の詳細な説明を図面と関連付けて読むことにより、一層容易に理解されよう。図面において、図１は、本発明の実施形態の一例による再直交化を示すブロック図である。図２は、本発明の実施形態の一例による、遅延信号レイの除去を示すブロック図である。図３は、本発明と共に使用するのに適した送信機の一例を示す。図４は、本発明の実施形態の一例による受信機を示す。図５（ａ）は、ＣＤＭＡ減法変調器の一例のブロック図である。図５（ｂ）は、本発明の実施形態の一例による、信号強度プロセッサのブロック図である。図６は、Ｍ点高速ウオルシュ変換を示す。図７は、本発明の実施形態の一例による、ＩＩＲフィルタを含む受信機のブロック図である。図８は、異なるタイムスロット上における多数の信号の送信のための基地局送信機の一例を示す。図９は、異なるタイムスロットおよび異なるキャリア周波数上における多数の信号の送信のための基地局送信機の一例を示す。図１０は、多数のタイムスロットおよび多数のキャリア周波数上において、異なる方向に多数の信号を送信するための基地局の一例を示す。図１１は、異なるタイムスロット、異なる周波数上において、更に異なる方向から多数の信号を受信する受信局の一例を示す。図１２は、基地局および移動局の一例のブロック図である。詳細な説明広帯域および狭帯域ＣＤＭＡシステムの各利点を同時に得ることができるシステムおよび方法の一例について、これより説明する。図３は、ソースおよびエラー・コード化デバイス１０に接続された情報入力を示す。ソースおよびエラー・コード化は、ＡＤＰＣＭ、ＣＥＬＰ、ＲＥＬＰ、ＶＳＥＬＰを用いた音声デジタル化、あるいはサブバンド・コード化、畳み込みまたはリード・ソロモン・エラー訂正コード化、ブロック・コード化、ならびにビットまたはシンボル・タイム・インターリービングというような従来のプロセスを含むことができる。ソース・コーダ１０のデジタル・コード化出力は、スペクトル拡散コーダ１１に印加される。スペクトル拡散コーダ１１は、好ましくは、ウオルシュ・アダマール・ブロック直交拡散(Walsh-Hadamard block-orthogonal spreading)を用い、前述の米国特許第５，１５１，９１９号による、指定アクセス・コードを用いたスクランブリングと組み合わせる。ブロック拡散は、直交または二重直交とすればよい。スクランブリングを行うには、モジュロ−２の加算を用いてスクランブリング・コードをブロック・コードに加算し、コード化が各信号毎に異なるようにすればよい。好適なアクセス・コードは、"Multiple Access Coding for Radio Communications”（無線通信用多元接続コード化）と題する米国特許第５，３５３，３５２号にしたがって構築された、ベント・シーケンス(bent sequen ce)とすればよい。尚、この特許の内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。スペクトル拡散コーダ１１は、ある数のスクランブルされたコード・ワード、好ましくは、少なくとも２つのウオルシュ・アダマール・コード・ワードを組み立て、時間圧縮バースト状で送信する。組み立てられたコードワードのブロックに対して、時間圧縮器１２を用いて時間圧縮を行い、バースト変調器１３を用いて無線周波数キャリアに適用する。次に、変調バーストを、必要であれば最終無線周波数に変換し、所望の送信パワー・レベルに増幅し、バースト送信機１４によってアンテナ１５を介して送信する。送信が受信と干渉する可能性を回避するために、送信バーストは、反対方向で受信されるバーストに対して時間をずらし、送信および受信が異なる時点において行われるようにすることが好ましい。アンテナ１５は、送信／受信スイッチ１８を用いることにより、送信機１４への接続から、図４に示す受信機への接続に切り替えることができる。送信／受信スイッチは、正確な時点で動作し、要素１０〜１４が実行する各プロセスは、バースト・タイミング・コントローラ１７の制御の下で、正しいシーケンスで活性化される。バースト・タイミング・コントローラ１７は、高精度のクリスタル発振器１６を用いてタイミング制御信号を発生するとよい。本発明の実施形態の一例による受信機を図４に示す。この受信機は、割り当てられた１つのタイムスロットまたは複数のタイムスロットの間に活性化し、その間に時間圧縮バーストを受信することが好ましい。割り当てられたタイムスロットの間のみ活性化することにより、受信機における消費電力削減という利点が得られる。アンテナ２０または送信／受信スイッチからの受信信号を無線受信機２１によって濾波し、増幅し、ダウンコンバートして、複素Ａ／Ｄ変換器２２を用いたデジタル化に適した形態とする。複素Ａ／Ｄ変換器は、その帯域幅に少なくとも等しいレートで信号をサンプリングし、各サンプルを、当該サンプルの瞬時的な位相および振幅を表す複素数に変換するものとすればよい。複素数は、デカルト（Ｘ＋ｊＹ）形態とするか、あるいは"Log-polar Signal Processing”（対数−極信号処理）と題する米国特許第５，０４８，０５９号による「対数極」形態とすれば有利である。この特許の内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。変換された複素数サンプルは、バースト・コントローラ１７が決定する指定受信タイムスロットの間に収集する。このように、受信機を選択的に活性化することにより、選択したタイムスロットの間でのみ時間圧縮複合信号の受信を可能とする。変換された複素数サンプルは、次に、バースト・メモリ・デバイス２３に格納され、ＣＤＭＡプロセッサ２４がここからサンプルを読み出すことができる。ＣＤＭＡプロセッサ２４の好適な形式は、本願にも含まれるものとした前述の特許（米国特許第５，１５１，９１９号および第５，２１８，６１９号）に開示されている減法ＣＤＭＡプロセッサである。これらの特許に記載されているように、受信複合信号を構成する多くの他の重複信号内に埋め込まれているコード化情報信号を最適にデコードするために、無線受信機は、デコード対象信号に対応する一意のコードを、当該複合信号と相関付ける。各情報信号をデコードした後、これを記録し、複合信号から除去する。その結果、受信複合信号におけるその他の情報信号の相関付けは、それ以降干渉が少ない状態で、即ち精度が高い状態で行うことができることになる。減法復調技法は、複合信号を情報信号の最も強い信号強度から最も弱い信号強度の順にデコードすることによって改善される。言い換えると、最も強い信号を最初に相関付けて除去する。こうすることにより、弱い方の信号のデコード／相関付けの間、複合信号内に最も強い情報信号が存在することに起因する干渉をなくすことになる。したがって、最も弱い信号でさえも精度高くデコードする可能性が、大幅に高くなる。減算後の残りの信号は、所望の信号がデコードされるまで、繰り返し処理される。図５（ａ）は、減法ＣＤＭＡプロセッサの実施形態の一例を示す。図５（ａ）では、同じ通信チャネル内に重複する多数のコード化信号を、複合ＲＦ信号として、アンテナ１２６において受信する。復調器１２８は、受信ＲＦ信号を、処理に都合がよい周波数に変換する。かかる都合がよい周波数は、例えば、ゼロ点周波数（ＤＣ）付近に存在し、複合信号は、実部および虚部即ちＩ成分およびＱ成分を有する複素係数成分から成るものとするとよい。第１のデジタル処理ブロック１４０は、復調すべき最初の信号のコードと一致するように設定された第１のコード発生器１３２を含む。第１のデータ処理ブロック１４０におけるコード発生器１３２によって設定される具体的なコードは任意に選択可能であるが、好適な実施形態では、コードを発生する順番は、信号強度を基準とする。複合信号を構成する信号の信号強度は、信号強度プロセッサ１２９によって検出することができ、または信号強度の履歴モデルに基づいて予測することができる。セルラ・システムの場合、移動機交換局（ＭＳＣ：mobile switching center）または基地局（ＢＳ：base station）が各移動電話機通信の可能なまたは実際の信号強度を監視し、ＭＳＣまたはＢＳのいずれかが、信号強度プロセッサ１２９の作業を実行すればよい。図５（ｂ）に示す信号強度プロセッサ１２９の一例では、信号強度を検出するために、受信した全複合信号を、乗算器７０において二乗し、１ビット期間におけるチップ期間数にわたって、積分器７１において積分する。ビット・クロック信号が積分区間を決定する。二乗根回路７２が、このビット期間における複合信号の二乗平均（ＲＭＳ：root means quare）値を判定する。同時に、残留信号を乗算器７３に受信する。残留信号は、複合信号全体から以前にデコードしたあらゆる信号を除いたものから成る。ローカル・コード発生器７４が発生するデコード対象信号の拡散コードと、残留信号を乗算する。乗算器７３からの相関出力信号も、ビット・クロック信号によって制御される積分器７５において、同じビット期間にわたって積分する。積分時間期間における平均または積分電圧値は、正または負の極性を有することができる。こうして、ビット極性判断デバイス７６が信号極性を検出し、信号を絶対値デバイス７７に伝達し、絶対値デバイス７７は、遅延部７８によって遅延される、積分器７５の出力信号の符号が、常に正となることを保証する。絶対値デバイス７７は、例えば、ビット極性判断デバイス７６によって制御される反転器とすればよい。平均相関信号（Ｂ）の絶対値を、除算器７９において、同一ビット期間に対する全複合信号の二乗（Ａ²）のＲＭＳ値の二乗根で除算し、正規化値を発生する。言い換えると、デコードした信号Ｂの相関強度を、当該ビット期間に対する信号の全複合強度で除算することにより、これを正規化する。デコードした信号の正規化相関値を、ある数のビット期間にわたって信号平均計算部８０に蓄積し、当該デコード信号に対する相対平均強度を発生する。信号のマルチパス・フェーディングのために、ビット期間の実際の数は、復調信号の高精度の平均信号強度を判定するためには、おそらく約１０個程度となる。各ローカル・コードを、それに関連する平均強度値と共に、メモリ８１に格納する。ソータ８２が、これら平均信号強度値の各々を比較し、これらを最も強いものから最も弱いものに並び替える。この時点において、ソータ８２は、最も強い信号のローカル拡散コードをローカル・コード発生器７４に伝達するので、最も強い信号は常に次のデータ・ビット期間において、復調され抽出される。強度が弱い方の信号は、ソータ８２が判定する信号強度の順に復調される。ソータ８２の機能は、ソフトウエアのソーティング・プログラムを用いるマイクロプロセッサによって、容易に実装することができる。セル内の多数の移動局の信号強度は常に変動するので、線形予測分析（ＬＰＡ linear predictive analysis)を利用して、信号強度の優先度を並び替えると有利である。一般的に言えば、相対信号強度の履歴モデルをメモリに格納し、次の時点において最も大きい強度を有する可能性が最も高い信号を外挿補間するために用いる。ＬＰＡは、波形の次の値が、決定すべき加重係数による、以前の値の加重和であることを前提条件とする。公知のカルマン・フィルタ・アルゴリズムは、この分析を実施するために用いることができる。このように、最強の信号は、一連の他の信号デコードや測定を実際に行う必要なく、効果的に予測することができる。信号強度プロセッサ１２９が、複合信号のデコードの実際の結果から、精度の低い予測のため、またはシステム状態が変化したために、信号強度優先度シーケンスが誤りであると判定した場合、信号強度プロセッサ１２９は、コード・シーケンスを並び替え、実際の信号強度の順序を反映させる。続いて、復調プロセスを繰り返し、複合信号の個別にコード化された信号を、信号強度が最も強いものから最も弱いものの順にデコードする。図５（ａ）に示すように、複合信号は処理ブロック１４０内の遅延部１５０に格納されているので、プロセスを繰り返しても、その結果データの損失やトラフィックの中断が発生することは全くない。遅延部１５０は、単にメモリ・デバイスとすればよい。その結果、複合信号は、一旦最適なデコード順序が決定したなら、前に戻って再度処理することができる。第１のコード発生器１３３の出力信号を、相関器１３０において受信した複合信号で相関付けすることにより、第１のコードに対応する個々の信号を、複合信号から抽出する。相関信号を、ロー・パス・フィルタ１４２において濾波し、ノイズや無関係の信号によって生ずる干渉を除去する。ロー・パス・フィルタ１４２の代わりに、多数決回路または積分および減衰回路(integrate and dump circuit)を用いて相関信号の帯域幅またはビット・レートを低下またはディスプレッドしてもよい。ロー・パス・フィルタ１４２が発生する出力信号を、エラー訂正デコーダ１４４において更に処理し、最終的に、信号帯域またはビット・レートを本来のデジタル情報まで低下させる。デコードした情報信号は、その最終目的地に到達する前に、追加の信号処理を受ける場合もある。エラー補正出力信号は、再コード化／再変調器１４６にも印加され、丁度デコードした信号の波形を再現する。デコード信号を再現／再コード化する目的は、減算器１４８において複合信号からそれを除去することである。遅延メモリ１５０は、第１のデコード信号を最初にデコードし次いで再現するために必要な処理時間中、複合信号を格納する。第１の信号をデコードし減算した後の残留複合信号を減算器１４８から、第１のブロック１４０と同様の第２のデジタル処理ブロック１４０’の入力に渡す。２つのデジタル処理ブロック１４０および１４０’間の唯一の相違は、コード発生器１３２’を、復調すべき第２の信号に対応するコードと一致させるようにプログラムしてあることである。好適な実施形態では、復調すべき第２の信号は、次に最も大きな信号強度を有する信号である。当業者は、第２の信号処理ブロック１４０’は、同じハードウエアの重複を避けるために、第１の信号処理ブロック１４０を繰り返し使用することによって実施してもよいことを認めよう。第２の信号処理ブロック１４０’は、エラー訂正デコーダ１４４’から第２のデコード信号を生成し、減算器１４８’において、再現した第２の信号を遅延複合信号から減算する。この時点で２つの信号が除去された残留複合信号は、信号処理の第３段階等に渡される。ＣＤＭＡ減算復調器の主要な要素は、個々の情報信号の復調および抽出シーケンスを、最も高い信号強度から最も低い信号強度の順序とすることであることが認められよう。初期状態において、複合信号が多くの信号を含む場合、精度高く検出される可能性が最も高い信号は、信号強度が最も大きな信号である。弱い信号程、強い信号と干渉する可能性は低くなる。一旦最も強い信号を複合信号から除去したなら、次に最も強い信号は、最も強い信号との干渉を考慮することなく、容易に検出することができる。このようにして、最も弱い信号でさえも、精度高く検出することができる。このようにデコード能力を高めたことにより、ＣＤＭＡ減算復調器は、従来のＣＤＭＡシステムにおいて典型的に扱われるユーザ数が大幅に増大しても、満足できる処理性能を発揮する。こうして、容量の増大を達成する。減法ＣＤＭＡプロセスの好適な形式は、ウオルシュ・スペクトル領域のような、スペクトル領域においてヌル化することにより、既にデコードした信号を排除することを含む。これは、"Fast Walsh Transform Processor”（高速ウオルシュ変換プロセッサ）と題する米国特許第５，３５７，４５４号による、高速ウオルシュ変換回路を用いて行うことができる。この特許の内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。ウオルシュ変換は、Ｍ＝２^N個の数値の集合を、Ｍ個の別の数値集合に変換する数学的演算であり、これらを所定数の組み合わせ集合において加算および／または減算を行うことによって求める。各組み合わせ集合は、本質的には、Ｍ個の元の数値の総和から成るが、その符号は、それぞれの所定のパターンにしたがって選択する。Ｍ個の異なる組み合わせ集合は、直交する望ましい特性を有するＭ個の所定の符号パターンに対応して計算することができ、即ち、いずれかの符号パターンを他のいずれかと比較することによって、正確に半分の位置において同様の符号を示し、残りの半分において異なる符号を示す。符号パターンの相互直交化(mutual orthogonality)は、Ｍ個の値のＭ個の組み合わせの計算を、ＮＸ（Ｍ／２）回の和およびＮＸ（Ｍ／２）回の差の計算に分解することを可能とする。これは、加算および減算回数のＭ²回からＭＸＮ回への大幅な減少となる。かかる分解を、一般的なＭ点ＦＷＴについて、図６に示すネットワーク１０によって例示する。ＦＷＴは、高速フーリエ変換の構造レミニッセンス(structure reminiscent)を有し、両方のアルゴリズムは公知であることは認められよう。図６に示すように、これらの組み合わせを実行する効率的な構造は、Ｍ個の入力値のＭ回の組み合わせを実質的に同時に計算することによってウオルシュ変換を発生するプロセッサを備え、ここでＭ＝２^Nであり、入力値は２の補数の二進値である。プロセッサは、順次電気的に接続されたＮ個の段階から成り、各段階は、所定のパターンでＭ／２個のバタフライの集合に電気的に接続されたＭ個の導体の十字交差ネットワークから成り、各バタフライは、その各十字交差ネットワークによって提示される２つのそれぞれの値の和および差を計算し、これらの和および差を次の段階の十字交差ネットワークのそれぞれの導体に提示する手段から成る。入力値は、直列に、そして最下位ビットが最初に、実質的に同期して、第１段階の十字交差ネットワークに提示され、入力値のウオルシュ変換は、Ｎ番目の段階のバタフライによって、直列的に生成される。減法ＣＤＭＡプロセッサに加えて、前述のＲＡＫＥ受信機は、本発明の実施形態の一例と共に採用可能な他のＣＤＭＡ処理アルゴリズムである。ＲＡＫＥ受信機は、ダイバシティの形態を用い、種々の受信信号パス、即ち、種々の信号レイからの信号エネルギを収集するように結合する。ダイバシティは、冗長な通信チャネルを備えるので、いずれかのチャネルがフェーディングを生じても、フェーディングのないチャネル上で通信は引き続き可能である。コヒーレントＣＤＭＡＲＡＫＥ受信機は、相関方法を用いて個々にエコー信号を検出し、これらを代数的に（同じ符号で）加算することにより、フェーディングに対処する。ＲＡＫＥ受信機の一形態では、異なる時間遅延の受信信号とのシグネーチャ・シーケンス(signaturese quence)の相関値は、タップ付き遅延線を介して受け渡される。遅延線に格納された値に重み付けし、次いで加算してコンバイナ出力を形成する。最も早く到達したレイの相関が、タップ付き遅延線の一端にある場合、最も遅く到達したレイ相関はタップ付き遅延線の他端にあり、加重和を選択して、特定の情報シンボル期間に対する結合信号値を与える。これは、複素有限インパルス応答（ＦＩＲ：finite impulse response）フィルタの出力を効果的にサンプリングする。このフィルタの係数が重みとなり、ＲＡＫＥタップ係数と呼ばれる。しかしながら、従来のＲＡＫＥフィルタは、白色ノイズを想定して設計されており、ノイズが有色である場合は作用しない。したがって、従来のＲＡＫＥフィルタは、チャネルによって有色化された大量のノイズを受信する移動受信機に対する最適な解決策とはならない。図７は、本発明と共に使用可能な、先に本願にも含まれるものとした米国特許出願番号第０８／１８７，０６２号に記載されている、改良されたＲＡＫＥ受信機のブロック図を示す。この受信機は、有色ノイズがある中でＣＤＭＡ信号を検出する。これを達成するには、従来のＲＡＫＥＦＩＲ結合フィルタを、例えば、ＩＩＲフィルタのような、より汎用的なフィルタと置換する。汎用フィルタには、タップ位置、およびＣＤＭＡダウンリンクの場合に最適なタップ係数も備えられている。最適化は、事前チャネル・ノイズ(pre-channel noise)が信号チャネルと同じチャネルによって有色化されることを考慮にいれて、検出統計の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を最大にすることを基準とする。これらのフィルタ・パラメータは、通信リンク・パラメータの関数として決定することができる。あるいは、フィルタ・パラメータは、適応フィルタリング手法を用いて直接決定し、リンク・パラメータを直接推定する必要性を排除することができる。図７では、例えば、ＲＦ受信機において受信無線信号をコサインおよびサイン波形と混合し、その信号を濾波し、複素チップ・サンプルを生成することにより、混合しベースバンドに落として、サンプリングする。チップ・サンプルは、相関器２０１において既知のシグネーチャ・シーケンスと相関付けられる。チップ・サンプルは、時間的にシフトされた少なくとも２点において、既知のシグネーチャ・シーケンスと相関付けることにより、少なくとも２つのマルチパス・レイの位相および振幅と関連のある数値を決定することができる。相関値には、ＩＩＲフィルタ２０２によるフィルタ処理を施す。シンボル・タイミング情報に基づく適切な時点で、ＩＩＲフィルタ出力をセレクタ２０３によって選択し、選択した出力を判断デバイス２０４に供給する。判断デバイス２０４は、このＩＩＲフィルタ出力を用いて、どの情報信号が検出されたのかについて判定を行う。係数計算ユニット２０５を用いて、ＩＩＲフィルタ２０２において用いるためのタップ係数を決定する。これには、チャネル・タップおよびノイズ・パワー、または関係する量の推定が含まれる。狭帯域ＣＤＭＡ信号を時間圧縮し広帯域信号を形成することによってＣＤＭＡおよびＴＤＭＡを組み合わせる本発明の別の利点は、両方向における通信に単一の周波数帯域だけを用いるシステムの関連において得られる。繰り返し時間間隔の第１の分数に送信を圧縮した場合、受信は当該時間間隔の第２の非重複分数において発生するため、時間二重化システムが構成され、これによって移動局および基地局において交互に送信および受信が行われる。基地局の受信期間は、移動局の送信期間と一致するように、およびその逆となるように構成することができる。同一周波数帯域における時間二重化は、例えば、受信後０．５ｍＳ以内という非常に接近した時間で送信が続く場合、伝搬パスが往復(reciprocal)となる可能性が高いという特性を有する。したがって、受信および以前の受信期間からのその履歴値に対して決定されたＲＡＫＥタップを処理し、送信機波形の予備補償を決定することができる。これは、受信機から収集されたチャネルについての情報を考慮し、通信の可能性を高めることができる。当業者は、本発明が上述のＣＤＭＡ処理技法に限定されるのではなく、多くの他のＣＤＭＡ処理アルゴリズムも、本発明と共に使用可能であることを認めよう。本発明の実施形態の例では、メモリ２３を用いてＴＤＭＡ／ＣＤＭＡバーストをバッファし、送信機ブロック１２において実行した時間圧縮を元に戻す(undo) ことによって、受信ＣＤＭＡ処理を遅い速度で実行可能とするという重要な利点を得ることができる。これによって、通常狭帯域ＣＤＭＡ信号についてのみ実用可能な洗練されたアルゴリズムを、高チップレートのＣＤＭＡ信号にも実施することが可能となる。本発明の利点を例示するために、正常に処理を行うＣＤＭＡ受信機が何故複雑性を少なくともチップ・レートの３乗で増大させるかについて、その概要を説明する。まず、１秒毎に処理すべきチップ即ち信号サンプルの数は、連続ＣＤＭＡ送信を採用した場合、チップレートに直接比例して増大する。第２に、伝搬チャネルにおける所与の量の時間分散に対して、例えば、ＲＡＫＥ受信機を用いて処理しなければならない遅延レイの数は、チップレートに直接比例して増大する。第３に、チップレートが上昇し、したがって占有する帯域幅が拡大すると、処理すべき重複信号の数は、同じ効率でスペクトルを維持するためには、帯域幅に直接比例して増大する。これら３つの理由が相乗して、受信機の複雑性は、チップレートが２倍になる毎に、８倍に増大するに至る。チップ・レートの上昇に伴って、処理すべき遅延マルチパスによる重要なレイの数が無限に増大せず、事実上、個々のレイの分離による利点が得られ、分離されたレイがもはやレイリー・フェーディングを生じない時点でレベル・オフする（level off）ことも可能であるが、分離されるレイの数は、田舎および都会の異なる環境間ではかなり変動する。最も早いレイから最も遅いレイまでの遅延の広がりが、多数のチップ期間となるが、最早および最遅間における非常に強いエコーの数が管理可能である場合、チップ・レートを上昇させ、個々のレイを分解することによって、当該レイ上のレイリー・フェーディングを排除することは有利である。しかしながら、干渉減算の容量の利点が望まれる場合、受信機の複雑性は、デコードおよび減算すべき重複信号の数のために増大する。また、１秒毎に処理すべきチップ数も、従来の連続ＣＤＭＡを用いる場合増大する。しかしながら、本発明の例示実施形態による独創的な時間圧縮ＣＤＭＡ／ＴＤＭＡ混成方式を用いると、受信機が平均的に処理しなければならないチップ即ち信号サンプル数を増大させることなく、時間圧縮によってバーストの間のチップレートが上昇する。更に、より広い帯域幅に収容しなければならない信号の数を増大させ、スペクトル利用効率を維持しても、重複信号の数が増大する結果とはならない。何故なら、追加の信号は他の非重複タイムスロットに収容され、受信機はそれ自体に指定された信号のみをデコードするためには、これら非重複タイムスロットを処理する必要がないからである。このように、本発明の例示実施形態による独創的なＣＤＭＡ／ＴＤＭＡ混成を用いることにより、チップレートを高めた場合に通常複雑性の上昇を招く前述の要因の内２つが回避される。本発明の例示実施形態の更に別の技術的利点は、チャネル追跡として知られる、受信機の設計の一面に関係して得られる。チャネル追跡とは、受信機において、どのような位相変化および振幅減衰を伝搬パスがレイの各々に加えたかを確定し、これらをコヒーレントに結合できるようにすることを意味する。レイがレイリー・フェーディングを呈する場合、位相および振幅はランダムに連続的に変化し、その速度は、１秒当たりの波長という単位の相対的な送信機対受信機速度によって決定されるドプラ・シフト(Doppler shift)によって決定される。１００ｋｍ／時間で高速道路を移動中の車両に搭載され、１５ｃｍの波長で動作する無線機について、各レイは毎秒２８０回のレートで完全に変化することができる。このようなレートで変化する多くのレイを信頼性高く追跡する受信機を生産することは、技術的に複雑であり、しかも費用がかかる。従来の連続ＣＤＭＡを用いると、１ディケードの周波数（即ち、１桁の大きさ）だけでフェーディング・スペクトルから情報スペクトルを分離する場合、毎秒２．４キロビットのレートの本来の情報によって、例えば、移動に起因する変化のために発生する、信号の位相変化を分離することも困難である可能性もある。少なくとも２ディケードのスペクトル分離が情報変調およびフェーディング・レートの間にあることが、処理能力の低下を招くことなく復調およびデコードを容易に行うためには望ましい。しかしながら、かかるＣＤＭＡ信号を１０：１で時間圧縮した場合、バースト内で送信される本来の情報のレートも、同時に毎秒１０ないし２４倍のキロビットで上昇する。チップ・レートが十分に高い場合、各レイ上の高速レイリー・フェーディング変調は、大幅に減少し、シャドウイング（shadowing）または画像に出入りする１波長よりもはるかに大きな物体による、レイの出現および消失の比較的遅い変化によって置き換えられる。したがって、時間圧縮ＣＤＭＡの独創的な使用により、情報変調レートを上昇させつつ、同時にフェーディング・レートを低下させることにより、所望の少なくとも２ディケードのスペクトル分離が得られるので、レイ単位のチャネル・トラッカ(per-r aychannel tracker)の動作は２倍の効果を奏することができる。次に、前述の言及により本願にも含まれるものとした特許を更に詳細に引用し、ＣＤＭＡプロセッサ２４がメモリ２３に格納されているデジタル化サンプルに対して実行可能な処理の種類、およびコヒーレント復調におけるチャネル・トラッカの動作および使用、または独立したマルチパス・レイの結合について説明する。再び図４を参照し、ＣＤＭＡプロセッサ２４が前述の方法のいずれか（例えば、もはや高速フェーディングを追跡する必要がない、チャネル・トラッカを有するＲＡＫＥ，減法ＣＤＭＡ復調等）で、１つ以上のコードワードから成る信号バーストの処理を完了した後、その復調出力をエラーおよびソース・デコーダ25に渡す。エラーおよびソース・デコーダ２５は、図３のソースおよびエラー・コーダ１０の逆のプロセスを実行し、時間デインターリービング(time deinterleaving)、畳み込み、リード・ソロモンまたはブロック・エラー補正デコード、および、例えば、ＲＥＬＰまたはＶＳＥＬＰ、あるいはこれらより単純な、デルタ変調またはＡＤＰＣＭのような、アナログ音声信号を再現するためのアルゴリズムを用いた音声デコードのような公知のプロセスを含むことができる。コーダ１０および対応するデコーダ２５は、送信のためにデジタルまたはテキスト・データをコード化したり、あるいはＪＰＥＧまたはＭＰＥＧのようなデジタルＴＶ圧縮アルゴリズムを用いてビデオ静止画、ファックス画像または動画をコード化することや、テキスト、音響および画像の組み合わせであるマルチメディアをコード化することも、追加的または代替的に可能である。本発明の実施または応用におけるこのような変形は全て、本発明の精神および範囲に該当するものと見なす。図８は、各々図４の受信機を用いて個々の移動局即ち携帯局が受信することを目的とする多数の信号を送信するために、固定基地局ネットワークにおいて用いるための基地局送信機の一例の構造を示す。図８は、多数のソースおよびスペクトル拡散ユニット３０を示し、これらには１からＮまで付番してあり、各々図３の記載にしたがって動作可能である。各コーダ３０の出力は、加算器３５において互いに加算され、所与のタイムスロットにおいて送信される複合信号を形成する。いずれの加算器３５において加算された信号も、別個のスペクトル拡散アクセス・コードを用いてスペクトル拡散符号化してあることにより区別される。加算器３５の出力は、時分割マルチプレクサ３１に供給され、ここで、ＴＤＭフレーム期間における指定タイムスロット内に時間圧縮される。次に、変調器３２を用いて、多重化出力信号を適切な無線周波数キャリア上に変調し、送信機３３によって送信パワー・レベルに高め、アンテナ３４を介して送信する。アンテナ３４は、例えば、アンテナ・マスト周囲に配し、各々約１２０度の扇形範囲にエネルギを放射するようにした３つのセクタ化アンテナの１つとすればよい。また、図８は、３７において、８つのスロットを有する時間多重化変調信号の出現も示す。これは、各スロット内のパワーが異なる場合もあることを示す。当業者は、加算器３５からの出力信号は、もはや必ずしも二進即ちデジタル信号ではなく、マルチ・レベル信号即ちアナログ信号でもよいことを認めよう。メモリを用いてデジタル即ち二進信号を時間圧縮する方が単純であるので、当業者は、加算器３５および時間マルチプレクサ３１の順序を逆にして、信号がデジタル領域にある間に信号上に時間圧縮および多重化を行うようにし、次いで加算器３５が所望のパワー比率で時間多重化信号を加算し、マルチ・レベル時間多重化信号を形成してもよいことは容易に認められよう。同じスペクトル拡散チャネル帯域幅を用いて送信される信号の数をＭとし、タイムスロットの数をＮとすると、いずれのタイムスロットにおける重複信号の数もＭ／Ｎとなる。即ち、１／Ｎの減少となり、通常では移動電話機の用途には望ましくない程に広帯域スペクトル拡散受信機を複雑化し高コスト化する複雑性の要因の１つを解消する。ある種の用途では、割り当てられた帯域全体を単一のスペクトル拡散チャネルとして見なし、本発明にしたがって十分に高めたチップレートと多数のタイムスロットを用いることによってこれを満たすことができる。しかしながら、数十メガヘルツの非常に広い帯域幅が使用可能な場合、チップ・レートを制限し、帯域を多数のスペクトル拡散チャネルに分割することが望ましい場合もある。直接シーケンス・スペクトル拡散の理論的な利点は、あらゆるセルまたはサービス区域のセクタにおいてもあらゆる周波数チャネルの使用が可能なことである。これは、かかるセルまたはセクタが地理的に隣接する場合においても、当てはまる。"U se of Diversity Transmission to Relax Adjacent Channel Requirements in Mobile Telephone Systems”（ダイバシティ送信の使用による移動電話システムにおける隣接チャネル要件の緩和）と題し、１９９５年６月３０日にDentによって出願された、共同所有される米国特許出願番号第０８／４９７，０２２号は、隣接チャネルを用いて送信機を同じアンテナ・システムに接続することの実用上の限界を指摘し、これもまたダイバシティ送信を提供する新規な解決策を提案している。この出願の内容は、この言及により本願に含まれるものとする。図９は、線形パワー増幅器を用いた送信機の一例を示す。かかる基地局は、異なるスペクトル拡散コードおよびタイムスロットを用いて多数の信号を送信することに加え、多数のスペクトル拡散周波数チャネルも用いる。図９において、スペクトル拡散および時分割マルチプレクサ（図８における要素３０，３１および３５）の数は、図９では単一のＣＤＭＡ／ＴＤＭＡマルチプレクサ／変調ユニット４０に省略されている。各ユニット４０には、１ないしＬまで付番されており、別個のチャネル周波数ｆｌ．．．．ｆＬを中心とするＮ−タイムスロットＣＤＭＡ信号を発生する。加算器４１において低パワー・レベルで異なる周波数信号を加算し、次に、アンテナ３４を介した送信に先立って、線形パワー増幅器４２を用いて、この複合信号を高送信パワーに増幅する。アンテナ３４は、セクタ・アンテナとすればよい。この実施形態によれば、例えば、公衆電話交換網（ＰＳＴＮ：Public Switched Telephone Network)における加入者から発する電話音声信号のような、所与の送信用信号には、使用すべきあるＣＤＭＡアクセス・コード、ＴＤＭＡタイムスロット、およびチャネル周波数が割り当てられる。送信パワー・レベルも、基地局からの受信移動局の距離にしたがって割り当てることができる。先に本願にも含まれるものとした参考文献、および"Duplex Power Control” （二重化パワー制御）と題する米国特許第５，３４５，５９８号も、スペクトル拡散コード、チャネル周波数および距離の関数として、送信パワー・レベルを割り当てる方策を開示する。尚、この特許の内容もこの言及により本願に含まれるものとする。いくつかのチャネル周波数が使用可能な場合、開示された方策の１つでは、高パワー要求を有する信号全てを１つの周波数チャネルに割り当て、かつ低いパワー要求を有する信号を他の周波数チャネルに割り当てることを回避し、各キャリア周波数上で、異なるパワー・レベルのほぼ同様の種々の信号を維持する。これは、各キャリア上で名目上(nominally)予測される、類別した信号パワー・レベル、およびこれらのパワー・レベルが現在占有されているか否かのリストを維持することによって、実施することができる。新たに現れ特定の送信パワー・レベルを必要とする信号には、当該レベルが未だ占有されていないキャリアが割り当てられる。大きな寸法のタイムスロットが導入された場合、先に要約し本願にも含まれるものとした参考文献におけると同じ方策を、各タイムスロットに独立して適用する。実際には、異なる基地局の同期を取り、１と付番されたタイムスロットが近隣の基地局において同時に発生すると仮定することにより、異なるタイムスロットにおいて独立したチャネル割り当て方策を適用することが可能となる。これは、"Time-Reuse and Code-Reuse Partitioning Methods and Systems for Cellul arRadio Telephone Systems”（セルラ無線電話システムのための時間再利用およびコード再利用区分方法およびシステム）と題し、Paul Dentによって本願と同一日に出願された、共同所有される米国特許出願番号第号に開示されている。この出願の内容も、この言及により本願に含まれるものとする。所与のタイムスロットに採用可能な方策の１つは、例えば、周囲の基地局のトラフィック負荷が少ない周波数に信号を優先的に割り当てることである。これを、適応チャネル割り当てと呼ぶこともできる。採用可能な第２の手法は、基地局において、各移動機にそれぞれのＣＤＭＡ信号を送信するために使用する周波数チャネル、タイムスロットおよびパワー・レベルを選択し、同じ周波数およびタイムスロットを用いて送信するように選択された信号のパワー・レベルを、所望のダイナミック・レンジに拡散することから成る。次に、ＣＤＭＡ信号の選択したパワー・レベルに対応する重み係数を用いて、同じ周波数およびタイムスロット上で送信するように選択された信号を互いに加算し、加算信号を形成する。次に、選択したタイムスロットにおいて送信するために、加算信号を時間圧縮し、時間圧縮した信号は、選択した周波数チャネル上での送信のために変調することができる。この例示の方策を用いると、所望のダイナミック・レンジを設定することによって、パワーが最も高いＣＤＭＡ信号とパワーが最も低いＣＤＭＡ信号との間のパワー・レベルに、最大許容差を定義することができる。また、パワー・レベルを特定の周波数上に拡散することにより、各タイムスロットが実質的に均一な分布、即ち、高パワー信号および低パワー信号の混成を含むことができる。同一周波数上の各タイムスロットに対する全送信パワーは、実質的に等しくなるように設定することができ、各周波数チャネル上の全送信パワーは、実質的に等しくなるように設定することができる。他の実施形態の一例によれば、異なる周波数チャネル上を送信される全パワーは、高い総パワーを、隣接するセルにおいて用いられる同じ周波数チャネル上で低い総パワーを有する周波数チャネル上で用いるように、またはその逆となるように設定することができる。当業者には認められるであろうが、この方法には他の変形も可能である。例えば、異なるタイムスロットに適用可能な他の手法は、高パワー信号を基地局１における周波数１に割り当て、中間パワー信号を基地局２における周波数１に割り当て、低パワー信号を基地局３における周波数１に割り当るというものである。ここで、３箇所の基地局は隣接し、三角形の頂点 (vertices)を形成する。また、パワー・レベルの割り当ては、２つの他の周波数において循環的に交換され、基地局２は周波数２を高パワー信号に用い、基地局３はそれを中間パワー信号に用い、基地局１はそれを低パワー信号に用い、周波数３についても同様である。このように、２箇所の隣接する基地局では、同じ周波数を高パワー信号には用いない。この方策は、当技術分野では「再利用区分化（re-use partitioning）」として知られている。しかしながら、図９による基地局に関して望ましい方策は、全てのタイムスロットにおいて、線形パワー増幅器４２からのほぼ等しい電力要求を維持することにより、過度に高いピーク・パワーを要求するタイムスロットをなくし、その一方で利用可能なパワーを他のスロットにおいて使用する(underuse)ことである。図１０は、通信容量の増大に適した基地局の設計の他の例を示す。Ｋ０個のマルチ周波数マルチ・タイムスロットＣＤＭＡ／ＴＤＭＡ信号発生器５０が示されており、各々、図９のＣＤＭＡ／ＴＤＭＡマルチプレクサ／変調器ユニット４０および加算器４１に対応する。各ユニット５０からの広帯域出力信号は、Ｋ２個のセクタ・アンテナ３４の助けにより、Ｋ０個の主要方向の１つに放射されることが望まれている。Ｋ２はＫ０未満である場合もあり、物理的なアンテナ要素３４によって形成されるＫ２本の軸の間で補間するビーム形成ネットワーク５１を用いて、効果的な方向数の増大を図る。本方法によるビーム補間の更なる詳細は、１９９４年１月１１日に出願された "A Cellular/Satellite Communications System with Improved Frequency Re-use”（周波数再使用度を高めたセルラ／衛星通信システム）と題する、共同所有される係属中の米国特許出願番号第０８／１７９，９５３号に記載されている。この出願の内容も、この言及により本願にも含まれるものとする。この中に記載されているのは、通常、移動機が受信する全信号は、多数の成分の和として記述することができ、各成分は異なるアンテナ要素からの信号を表すということである。逆に、あるアンテナ要素が受信する信号は、多数の成分の和として記述することができ、各成分は１つの異なる移動局からの信号を表す。したがって、特定のアンテナ要素において受信されたビーム信号Ｂは、マトリクス式Ｂ＝Ｃ・Ｍによって、移動機によって送信された信号Ｍと関係付けることができる。ここで、Ｃは複素数ＣＫｉのマトリクスであり、Ｃｋｉは移動機ｉから送信された信号が、アンテナ要素ｋにおいて受信された際の減衰および位相シフトを表す。したがって、移動機ｉから送信された信号Ｍｉは、アンテナ要素ｋにおいて、量Ｃｋｉ・Ｍｉで受信されることになる。上述のマトリクスＣは、「受信Ｃ−マトリクス」と呼ぶことができる。何故なら、これをＭ倍すると、基地局が受信するビームＢが得られるからである。同様に、「送信Ｃ−マトリクス」も形成し、基地局のアンテナ要素から送信されるビームＢを、移動局において受信される信号と相関付けることができる。本願にも含まれるものとした前述の米国特許出願番号第０８／１７９，９５３号に詳細に記載されているが、送信および受信Ｃ−マトリクスの要素Ｃｋｉは、以下のようにして算出することができる。ｌ）新たな移動機から受信した信号を、そのランダム・アクセス送信の間に、個々のアンテナ・ビーム要素信号と相関付け、受信Ｃ−マトリクスに対する新たな係数の列を決定する。２）古い反転Ｃ−マトリクスおよび新たな列に基づいて、新たな移動機からトラフィックを受信するための新たな反転Ｃ−マトリクスを決定する。３）新たな受信Ｃ−マトリクス列を新たな送信Ｃ−マトリクス行に変換する。４）古い送信Ｃ−マトリクスおよび新たな行に基づいて、新たな送信反転Ｃ− マトリクスを決定する。この方法の一例によれば、異なるアンテナ・ビームにおいて受信した信号は、同時に、ナイキストの基準にしたがって全ての信号の対象成分を捕獲するのに十分なレートでサンプリングする。１組のかかるサンプルは、いずれかの時点において列ベクトルＢを形成し、かかるベクトルの各々を受信−Ｃマトリクスの逆と、例えば、サンプル期間毎に１回乗算し、干渉のない移動機信号を表す１組のサンプルＭを得る。Ｍの同じ要素の連続する値が、１つの移動機信号に対応するサンプル・ストリームを形成する。このストリームを、各移動機信号毎にデジタル信号プロセッサに供給し、デジタル信号プロセッサは、システムが接続されている電話交換システムによる要求にしたがって、サンプル・ストリームを、例えば、アナログ音声波形または６４ＫＢＰＣＭデジタル音声ストリームに変換する。この種のマトリクス処理は、各移動電話機がそれ自体の信号のみを受信するように実施することができ、他の信号からのセル内干渉は、マトリクス・プロセッサ内における、送信−Ｃマトリクス係数によって決定される反対符号の補償量の加算によって相殺されている。加えて、本願にも含まれているものとした前述の出願は、レイリー・フェーディングおよびマルチパス伝搬の影響を減少させる方法を提供する。ビーム形成ネットワーク５１は、図４において要素４２で示した形式のＫ１個の線形増幅器のための駆動信号を生成する。ここで、数Ｋ１は、Ｋ２よりも大きくすることができるが、Ｋ０よりも小さくすることができると有利である。増幅器出力は、受動結合ネットワーク(passive combining network)、例えば、バトラ・マトリクス(Butler matrix)として知られている形式のネットワークのＫ１個の入力ポートに接続され、ｋ２個の結合ネットワークの出力は、Ｋ２本のアンテナの各１つに接続され、一方残りのｋ１−ｋ２個の出力は、ダミー負荷において終端する。１９９４年月１１に出願された、"Waste Energy Control Management for Power Amplifier”（パワー増幅器のための廃棄エネルギ制御管理）と題する、共同所有される米国特許出願番号第０８／１７９，９４７号には、マトリクス・パワー増幅器における非線形性によって発生する相互変調の特性は、単一の増幅器における場合とは異なることが開示されている。この出願の内容も、この言及により本願にも含まれるものとする。入力バトラ・マトリクスの入力ＩおよびＪそれぞれへの信号人力間の三次相互変調は、出力バトラ・マトリクスの出力番号（２ｉ−ｊ）^Nおよび（２ｊ−ｉ）^N上に現れることを示すことができる。マトリクス・パワー増幅器における相互変調を減少させる第１のステップとして、本発明の一実施形態は、過剰な数の増幅パスを備えることにより、出力（２ｉ−ｊ）または（２j−ｉ）あるいはそれらの対応する入力は、所望の信号出力に対して使用せず、ダミー負荷において終端させるようにした。したがって、信号ｉおよびｊ間の三次変調は送信されない。これは、バトラ・マトリクスの入力および出力ポートの数Ｍが増幅する信号の数Ｎよりも多いことを要求し、残りのＭ−Ｎ個の信号は、ダミー負荷において終端する。２つの信号のみを増幅する場合、ポート１および２を入力および出力として用いると、終端されているポート０および３上に三次相互変調が現れる結果となることは容易にわかる。多くの信号がある場合、どのようにしてこれを達成するかはさほど明白ではない。しかしながら、この問題は、Babcockによって他の文献（context）において解決されている。Babcockは、等しく離間されたグリッド上の周波数チャネルを、同一の非線形増幅器によって増幅された信号に割り当て、いずれの２つまたは３つの信号間の三次相互変調も、信号が使用するチャネルには生じないようにする方法を見出そうとした。この問題の数学的定式化（formulation）は、本発明のマトリクス・パワー増幅器に対する場合と同一であり、整数の集合Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３．．．を、Ｉｉ＋Ｉｋ−Ｉｊがその集合にはないように求める。その解は、「Babcockの間隔」と呼ばれている。Babcockは、これらの整数を、信号の送信のためのＭ個の周波数チャネル間における選択に適用した。しかしながら、本発明は、Babcockの整数集合を、Ｎ個の所望の信号に用いるＭ個の物理出力チャネル間における選択に適用する。結果的に、従来のマトリクス・パワー増幅器に対する改善は、増幅すべき信号数よりも大きなマトリクスを用い、入力および出力を信号に割り当て、あるいはBabcockの間隔または他の最適な割り当てにしたがわず、相互変調が信号に割り当てられていない出力から主に出現することを保証する。このように、アンテナ出力よりも多い数のパワー増幅器（ＰＡ）デバイスを有するマトリクス・パワー増幅器を用いることの結果、ひずみ生成物をダミー負荷５３に分流させることができ、放射信号の品質および線形性が改善されることになる。具体的に、Ｋ１がＫ２の２倍以上とする場合、全てのひずみ生成物を理論上ダミー負荷５３に分流させ、放射させないことが可能である。本発明に関するマトリクスＰＡの更に別の利点は、多くのセクタおよび周波数に渡るＰＡデバイス４２の各々のパワー負荷を平均化し、いずれの特定のタイムスロットおよび周波数における負荷の差も、その影響が低下するようにしたことである。これによって、"TDMA for Mobile Accessin a CDMA System”（ＣＤＭＡシステムにおける移動機アクセスのためのＴＤＭＡ）と題する米国特許第５，２９５，１５２号に開示されているように、異なる周波数およびセクタ間で並び替えることができる、特定のタイムスロットの保存を容易とし、通話開始に関連する最も高いパワー送信のみを処理する。前述の特許の内容は、この言及により、本願にも含まれるものとする。後者の発明は、出立する通信と干渉する高パワー・レベルで行われるランダム・アクセス送信を回避する場合に、特に有用である。多信号基地局の受信機のアーキテクチャにおける変更は、送信機に対する図３，図８，図９および図１０において、信号フローの方向を逆にすれば、これと同じパターンに従うことができる。簡略化のために、図１０の送信機のアーキテクチャに類似した例示の受信局のみを図１１に示す。図１１は、図３、図８および図９の送信機のアーキテクチャと相反の関係となる受信機のアーキテクチャを形成するためには、個々に省略してもよい全ての技法および構成物を含むからである。図１１に示すように、例示のマルチチャネル受信機は、それぞれの広帯域デジタル化受信機チャネル６０に接続された、多数のセクタ・アンテナ要素５４を含む。各受信機６０は、割り当てられた１つのタイムスロットまたは複数のタイムスロットの間だけ活性化して、その間に時間圧縮バーストを受信することが好ましい。その結果、受信機の電力消費削減を図る。各受信機は、好ましくは、高速複素Ａ／Ｄ変換器を用いて、割り当てられた帯域全体を受信し、濾波し、増幅し、デジタル化する。次に、ＴＤＭＡデマルチプレクサ６１によって、受信機６０のデジタル出力を各タイムスロットに対応する数値サンプル・ブロックに減縮 (decimate)する。全てのセクタ・アンテナからの対応するタイムスロットに対するサンプルは、バースト・メモリ６２において同時に得ることができ、サンプルはビーム形成プロセッサ６３によって、バースト・メモリ６２から呼び出され、ビーム形成プロセッサ６３は、各アンテナ要素５４から信号の組み合わせを形成する。各組み合わせは、異なる受信方向に対応する。特定の受信方向に対応する組み合わせを、更にデジタル・チャネル化プロセッサ６４において処理し、当該タイムスロットにおいて当該方向から受信した異なるチャネル周波数上の信号を分離する。ＣＤＭＡプロセッサ６５は、好ましくは減法ＣＤＭＡプロセッサであり、各チャネル周波数上にある複合ＣＤＭＡ信号を処理し、各特定の移動機即ち携帯局が送信した情報ストリームを解く(resolve)ために用いることができる。次に、特定の移動局に対する情報ストリームを、ソース・デコーダ６６によって、ソース・デコードし、送信音声のアナログ音声、または、一層有用なＰＣＭ表現、デジタル公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）と互換性のあるフォーマットのファックスまたはデータ信号を再現する。例えば、この再現は、ＡＤＰＣＭ、ＲＥＬＰ、ＣＥＬＰ、ＶＳＥＬＰ、またはサブバンドからのデジタルコード化音声情報を、ＰＳＴＮとインターフェースするための標準的なＵ−ＬａｗまたはＡ−ＬａｗＰＣＭフォーマットにコード変換(transcode)することを含むことができる。最後に、リマルチプレクサ６７を用いて、かかるＰＣＭ信号全てを、Ｔ１ラインのような標準的なＰＣＭ多重化フォーマットに、高速または低速関連制御チャネル信号のような制御チャネル信号と共に、再度多重化し、陸線またはマイクロ波リンクによって移動機交換局（ＭＳＣ）に送信する。あるいは、ＲＥＬＰ、ＶＳＥＬＰ、または上述のフォーマットの内別のフォーマットのデジタル圧縮音声をＰＣＭフォーマットにコード変換する最終ステップを省略し、このステップを情報の宛先端末に近接して実行することにより、長距離送信コストを削減することができる。次に、いわゆる移動機通信ゲートウエイ交換機、好ましくは発呼側または着呼側のＰＳＴＮ加入者に最も近いゲートウエイにおいて、ＰＣＭまたはアナログ音声波形への最終変換を行うことができる。当業者は、基地局サイトにおいて受信した全信号エネルギの、タイムスロット、方向、周波数およびＣＤＭＡコードによって区別される個々の信号への減縮 (decimation)は、図１１における図示の目的のために用いられるものとは、異なる順序で実行可能であることを認めよう。例えば、デジタル・チャネル化は、ビーム形成の前に行うことができる。この場合、ビームフォーマ(beamformer)を各周波数チャネル毎に用いるが、これは、各周波数チャネル毎に異なるビーム形成係数を用いて、同じビームフォーマを繰り返し使用することができる。同様に、周波数チャネル分離は、タイムスロット減縮の前に行うことができ、この場合、デマルチプレクサ６１は各周波数毎に設けられる。しかしながら、一旦受信信号をデジタル化し、メモリに送り出したなら、これらのプロセスのどれを最初に実行するのかは、殆ど無意味であり、音声チャネルにおいて測定された局の全容量に関係する全ての場合において、同様な量の処理パワーが要求される。しかしながら、デジタル周波数減縮回路またはビーム形成コンピュータと比較して、高速時間減縮回路を構成する際の異なる技術的現状により、ある減縮順序を選択し別の順序を選択しないという実施による実用上の利点を得ることができる。技術の発展における所与の時点において、実用的な実現を容易にする処理順序の変更は、いずれも本発明の範囲および精神に該当するものと見なすことにする。本発明はあらゆる形式の無線通信システムに適用可能であるので、特定の基地局または移動局の構造が特にこの明細書に密接に関係することはない。しかしながら、完璧を求める目的のために、例示構造の概要についてこれより手短に説明する。当業者は、他の基地局および／または移動局の構成も使用可能であることを、容易に認めよう。図１２は、前述のシステムを実施するために使用可能な本発明の一実施形態によるセルラ移動無線電話システムの一例のブロック図を示す。このシステムは、例示の基地局１６０および移動機１７０を示す。基地局は、ＭＳＣ１６５に接続された制御および処理ユニット１６２を含み、ＭＳＣ１６５は公衆電話交換網（図示せず）に接続されている。あるセルに対する基地局１６０は、制御および処理ユニット１６２が制御する音声チャネル送受信機１６４によって処理される複数の音声チャネルを含む。また、各基地局は、制御チャネル送受信機１６６も含み、２つ以上の制御チャネルを処理可能な場合もある。制御チャネル送受信機１６６は、制御および処理ユニット１６２によって制御される。制御チャネル送受信機１６６は、基地局またはセルの制御チャネルを通じて、当該制御チャネルにロックされている移動機に制御情報を同報通信する。この制御情報は、前述のように、ＯＭＴおよびＣＦを含むことができる。移動機１７０が最初にアイドル・モードに入る場合、基地局１６０のような基地局の制御チャネルを周期的にスキャンし、どのセルにロックするか即ち結合するか(camp)を決定する。移動機１７０は、その音声および制御チャネル送受信機１７２において、制御チャネル上を同報通信される絶対および相対情報を受信する。次いで、処理ユニット１７４は、候補のセルの特性を含む受信制御チャネル情報を評価し、どのセルに移動機がロックすべきかについて判定を行う。受信制御チャネル情報は、移動機が関連付けられたセルに関する絶対情報を含むだけでなく、当該制御チャネルが関連付けられたセルに近接する他のセルに関する相対的情報も含む。これら隣接するセルを周期的にスキャンしつつ、主制御チャネルを監視し、より適切な候補があるか否かの判定を行う。上述の例示実施形態は、あらゆる観点においても、本発明の限定ではなく例示であることを意図するものである。したがって、本発明は、詳細な実施態様において多くの変形が可能であり、それらは、当業者によって、ここに含まれる記載から導出することができるものである。かかる変形や改良は全て、以下の請求の範囲に定義する、本発明の範囲および精神の範囲内にあると見なすこととする。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９８年４月７日（１９９８．４．７）【補正内容】（請求の範囲）６．符号分割多元接続を用いた通信方法であって、スペクトル拡散コードワードを用いて情報をコード化し、割り当てられたタイムスロット内での送信のために該コード化情報を時間圧縮するステップと、前記割り当てられたタイムスロットの間、受信機をイネーブルし、前記スペクトル拡散コードワードおよび干渉信号から成る複合信号を受信するステップと、前記複合信号を、数値サンプル・シーケンスに変換し、該数値サンプルをメモリ内に格納するステップと、前記数値サンプルを、少なくとも時間で２点シフトした前記スペクトル拡散コードワードの１つと相関付け、少なくとも２つのマルチパス・レイの位相および振幅に関係する数値を判定するステップと、前記数値を用いて前記スペクトル拡散コードワードを識別し、シンボル・シーケンスを生成するステップと、前記シンボル・シーケンスを用いて、前記情報を再現するステップと、から成ることを特徴とする通信方法。７．前記再現するステップは、エラー訂正デコードを含むことを特徴とする請求項６記載の方法。８．前記エラー訂正デコードは、リード・ソロモン・デコーダを用いて行うことを特徴とする請求項７記載の方法。９．前記エラー訂正デコードは、畳み込みデコードから成ることを特徴とする請求項７記載の方法。１０．前記再現するステップは、ＲＥＬＰ、サブバンド、およびＶＳＥＬＰ音声デコードの少なくとも１つを用いたデジタル音声デコードを行い、アナログ音声波形を生成するステップを含むことを特徴とする請求項６記載の方法。１１．前記再現するステップは、デジタル・コード化音声を、ＡＤＰＣＭ、ＲＥＬＰ、サブバンドおよびＶＳＥＬＰフォーマットの少なくとも１つから、標準的なＵ−ＬａｗおよびＡ−ＬａｗＰＣＭフォーマットの少なくとも１つにコード変換し、公衆電話交換網とインターフェースするステップを含むことを特徴とする請求項６記載の方法。１２．通信装置であって、デジタル情報をブロックに組み立て、該ブロックをコード化してスペクトル拡散コードワードを生成するブロック拡散手段と、前記スペクトル拡散コードワードの送信のために、連続フレーム期間においてタイムスロットを割り当てるタイミング手段と、前記ブロック拡散手段によって形成された前記スペクトル拡散コードワードの少なくとも２つを選択し、前記タイミング手段によって割り当てられた前記タイムスロット内において送信するために、該少なくとも２つのスペクトル拡散コードワードを時間圧縮するバースト・フォーマット手段と、から成ることを特徴とする通信装置。１３．更に、前記スペクトル拡散コードワードをアクセス・コードと組み合わせ、スクランブル・スペクトル拡散コードワードを形成するスクランブル手段を備えることを特徴とする請求項１２記載の通信装置。１４．固定局と移動局との間で、符号分割多元接続を用いて情報信号を通信する装置であって、前記情報信号をコード化し、スペクトル拡散コードワードを形成するスペクトル拡散コード化手段と、前記スペクトル拡散コードワードの少なくとも２つを含む時間圧縮信号を、割り当てられたタイムスロットの間に送信する送信機と、前記割り当てられたタイムスロットの間、受信機をイネーブルし、前記送信信号および干渉信号から成る複合信号を受信するタイミング制御手段と、前記複合信号を数値サンプル・シーケンスに変換するアナログ−デジタル変換器と、前記数値サンプルを格納するメモリと、前記メモリから前記数値サンプルを呼び出し、前記数値サンプルを処理して、前記送信信号の少なくとも２本のレイの位相および振幅に関係する数値を確定する処理手段と、前記数値に基づいて、前記情報信号を再現するデコーダと、から成ることを特徴とする装置。２３．前記予測手段は、前記複合信号の個々のレイの信号強度を予測し、前記レイは相対的に遅延したパスを通じて受信され、最も強い信号強度から最も弱い信号強度の順に前記レイを順序付け、前記信号強度は、特定のスペクトル拡散コードワードのレイの全エネルギを計算することによって決定し、前記繰り返しデコード手段は、所定のスペクトル拡散コードワードをデコードするまで、既にデコードした信号のレイを除去する、ことを特徴とする請求項１９記載の受信機。２４．ＣＤＭＡを用いて情報信号を受信しデコードする受信機であって、異なる方向から送信された時間圧縮信号を受信し、分解する多要素アンテナ手段と、前記アンテナ手段に接続され、前記受信情報信号の一部分を濾波し、増幅し、デジタル化して複素数シーケンスを生成し、メモリに格納する多チャネル処理手段と、前記格納された複素数シーケンスを処理し、チャネル周波数、到達時刻、および到達方向にしたがって前記情報信号を分離し、更に重複するＣＤＭＡ信号を表す数値シーケンスを生成する多次元減縮手段と、前記数値シーケンスを処理し、単一の送信機によって送信された個々のチャネル信号を分離し、情報シンボルを生成するＣＤＭＡ信号処理手段と、前記情報シンボルを処理し、前記個々の送信機によって送信された前記情報信号を再現するソース・デコード手段と、から成ることを特徴とする受信機。２５．前記ＣＤＭＡ信号処理手段は、受信信号強度の降順で前記ＣＤＭＡ信号を繰り返しデコードすることを特徴とする請求項２４記載の受信機。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．符号分割多元接続を用いた通信方法であって、情報をデジタル・データ・ブロックに組み立てるステップと、前記デジタル・データ・ブロックをコード化し、スペクトル拡散コードワードを形成するステップと、少なくとも２つの前記スペクトル拡散コードワードを加算して複合信号を形成するステップと、１タイムスロット内での送信のために、前記複合信号を時間圧縮するステップと、から成ることを特徴とする通信方法。２．更に、前記スペクトル拡散コードワードをスクランブルするステップを含むことを特徴とする請求項１記載の通信方法。３．更に、選択的に受信機を活性化し、選択されたタイム・スロットの間前記時間圧縮複合信号を受信するステップを含むことを特徴とする請求項１記載の通信方法。４．更に、前記時間圧縮複合信号を受信するステップと、前記複合信号内に含まれる前記スペクトル拡散コードワードに対応する信号強度順序を判定するステップと、前記スペクトル拡散コードワードを、最も大きい信号強度から最も小さい信号強度の順にデコードし、前記スペクトル拡散コードワードを前記複合信号から減算するステップと、を含むことを特徴とする請求項１記載の通信方法。５．符号分割多元接続を用いた通信方法であって、情報をデジタル形態にコード化し、コード化ビット・シーケンスを生成するステップと、前記コード化ビットをブロックに組み立てるステップと、冗長的に前記ブロックをコード化し、スペクトル拡散コードワードを形成するステップと、前記スペクトル拡散コードワードにスクランブルをかけ、スクランブル・コードワードを形成するステップと、前記スクランブル・コードワードの少なくとも２つを加算して複合信号を形成し、割り当てられたタイムスロット内での送信のために前記複合信号を時間圧縮するステップと、から成ることを特徴とする通信方法。６．符号分割多元接続を用いた通信方法であって、割り当てられたタイムスロット内での送信のために、スペクトル拡散コードワードを用いて情報をコード化するステップと、前記割り当てられたタイムスロットの間、受信機をイネーブルし、前記スペクトル拡散コードワードおよび干渉信号から成る複合信号を受信するステップと、前記複合信号を数値サンプル・シーケンスに変換し、該数値サンプルをメモリ内に格納するステップと、前記数値サンプルを、少なくとも時間で２点シフトした前記スペクトル拡散コードワードの１つと相関付け、少なくとも２つのマルチパス・レイの位相および振幅に関係する数値を判定するステップと、前記数値を用いて前記スペクトル拡散コードワードを識別し、シンボル・シーケンスを生成するステップと、前記シンボル・シーケンスを用いて、前記情報を再現するステップと、から成ることを特徴とする通信方法。７．前記再現するステップは、エラー訂正デコードを含むことを特徴とする請求項６記載の方法。８．前記エラー訂正デコードは、リード・ソロモン・デコーダを用いて行うことを特徴とする請求項７記載の方法。９．前記エラー訂正デコードは、畳み込みデコードから成ることを特徴とする請求項７記載の方法。１０．前記再現するステップは、ＲＥＬＰ、サブバンド、およびＶＳＥＬＰ音声デコードの少なくとも１つを用いたデジタル音声デコードを行い、アナログ音声波形を生成するステップを含むことを特徴とする請求項６記載の方法。１１．前記再現するステップは、デジタル・コード化音声を、ＡＤＰＤＭ、ＲＥＬＰ、サブバンドおよびＶＳＥＬＰフォーマットの少なくとも１つから、標準的なＵ−ＬａｗおよびＡ−ＬａｗＰＣＭフォーマットの少なくとも１つにコード変換し、公衆電話交換網とインターフェースするステップを含むことを特徴とする請求項６記載の方法。１２．通信装置であって、デジタル情報をブロックに組み立て、該ブロックをコード化してスペクトル拡散コードワードを生成するブロック拡散手段と、前記スペクトル拡散コードワードの送信のために、繰り返しフレーム期間においてタイムスロットを割り当てるタイミング手段と、前記スペクトル拡散コードワードの少なくとも２つを選択し、該少なくとも２つのスペクトル拡散コードワードを時間圧縮し、前記割り当てられたタイムスロット内において送信するバースト・フォーマット手段と、から成ることを特徴とする通信装置。１３．更に、前記スペクトル拡散コードワードをアクセス・コードと組み合わせ、スクランブル・スペクトル拡散コードワードを形成するスクランブル手段を備えることを特徴とする請求項１２記載の通信装置。１４．固定局と移動局との間で、符号分割多元接続を用いて情報信号を通信する装置であって、前記情報信号をコード化し、スペクトル拡散コードワードを形成するスペクトル拡散コード化手段と、前記スペクトル拡散コードワードの少なくとも２つを含む信号を、割り当てられたタイムスロットの間に送信する送信機と、前記割り当てられたタイムスロットの間、受信機をイネーブルし、前記送信信号および干渉信号から成る複合信号を受信するタイミング制御手段と、前記複合信号を数値サンプル・シーケンスに変換するアナログ−デジタル変換器と、前記数値サンプルを格納するメモリと、前記メモリから前記数値サンプルを呼び出し、前記数値サンプルを処理して、前記送信信号の少なくとも２本のレイの位相および振幅に関係する数値を確定する処理手段と、前記数値に基づいて、前記情報信号を再生するデコーダと、から成ることを特徴とする装置。１５．前記スペクトル拡散コード化手段は前記固定局に配置され、前記メモリは前記移動局に配置されることを特徴とする請求項１４記載の装置。１６．更に、ＡＤＰＤＭ、ＲＥＬＰ、サブバンドおよびＶＳＥＬＰ音声コード化手段の少なくとも１つを含むソース・コード化手段を備えることを特徴とする請求項１４記載の装置。１７．更に、畳み込みエラー訂正コード化手段、リード・ソロモン・エラー訂正コード化手段、ビット時間インターリーブ手段、およびシンボル・タイム・インターリーブ手段の少なくとも１つを備えることを特徴とする請求項１４記載の方法。１８．前記スペクトル拡散コード化手段は、直交ブロック拡散手段、二重直交ブロック拡散手段、およびチップ単位のモジュロ−２加算手段の少なくとも１つを備え、アクセス・コードを用いて前記スペクトル拡散コードワードをスクランブルすることを特徴とする請求項１４記載の装置。１９．受信機であって、複合信号を受信するアンテナであって、タイムスロットに時間圧縮される少なくとも２つのスペクトル拡散コードワードから成る前記複合信号を受信する前記アンテナと、前記アンテナに接続され、前記アンテナによって受信した前記複合信号を濾波し増幅し、更に前記複合信号を複素数サンプルに変換する無線受信手段と、前記タイムスロットの間、前記無線受信手段を活性化することにより、電力消費を削減するタイミング制御手段と、前記タイムスロットの間に変換された前記複素数値サンプルを格納するメモリと、前記メモリに結合され、前記格納された複素数値サンプルを処理する処理手段であって、前記スペクトル拡散コードワードの各々の信号強度を予測し、前記スペクトル拡散コードワードを、最も強い信号強度から最も弱い信号強度の順に並べる予測手段と、前記スペクトル拡散コードワードの最も強いコードワードをデコードし、前記スペクトル拡散コードワードの次に最も強いコードワードをデコードする前に、前記複合信号から前記スペクトル拡散コードワードの最も強いコードワードを減算する繰り返しデコード手段と、を備える前記処理手段と、から成ることを特徴とする受信機。２０．前記処理手段は、高速ウオルシュ変換回路を備えることを特徴とする請求項１９記載の受信機。２１．前記繰り返しデコード手段は、前記複素数値サンプルから計算した変換成分をゼロに設定することによって、前記スペクトル拡散コードワードを減算することを特徴とする請求項１９記載の受信機。２２．前記繰り返しデコード手段は、前記スペクトル拡散コードワードをディスプレッドすることによって前記スペクトル拡散コードワードを減算して狭帯域信号を生成し、ノッチ・フィルタおよびバンドストップ・フィルタの少なくとも一方によって前記狭帯域信号を除去することを特徴とする請求項１９記載の受信機。２３．前記予測手段は、前記複合信号の個々のレイの信号強度を予測し、前記レイは相対的に遅延したパスを通じて受信され、最も強い信号強度から最も弱い信号強度の順に前記レイを順序付け、前記信号強度は、特定のスペクトル拡散コードワードのレイの全エネルギを計算することによって決定し、前記繰り返しデコード手段は、所定のスペクトル拡散コードワードをデコードするまで、既にデコードした信号のレイを除去する、ことを特徴とする請求項１９記載の受信機。２４．情報信号を受信しデコードする受信機であって、異なる方向からの信号を受信し、分解する多要素アンテナ手段と、前記アンテナ手段に接続され、前記受信情報信号の一部分を濾波し、増幅し、デジタル化して、複素数シーケンスを生成し、メモリに格納する多チャネル処理手段と、前記格納された複素数シーケンスを処理し、チャネル周波数、到達時刻、および到達方向にしたがって前記情報信号を分離し、重複するＣＤＭＡ信号を表す数値シーケンスを生成する多次元減縮手段と、前記数値シーケンスを処理し、単一の送信機によって送信された個々のチャネル信号を分離し、情報シンボルを生成するＣＤＭＡ信号処理手段と、前記情報シンボルを処理し、前記個々の送信機によって送信された前記情報信号を再現するソース・デコード手段と、から成ることを特徴とする受信機。２５．前記ＣＤＭＡ信号処理手段は、受信信号強度の降順で前記ＣＤＭＡ信号を繰り返しデコードすることを特徴とする請求項２４記載の受信機。２６．前記ソース・デコード手段は、遠隔移動通信ゲートウエイ交換機に配置され、情報信号は、公衆電話交換網を通じて前記遠隔移動通信ゲート交換機に送信されることを特徴とする請求項２４記載の受信機。２７．符号分割多元接続を用いた通信方法であって、情報信号をアクセス・コードと組み合わせることによって、狭帯域ＣＤＭＡ信号を形成するステップと、前記狭帯域ＣＤＭＡ信号を時間圧縮し、広帯域ＣＤＭＡ信号を形成するステップと、前記広帯域ＣＤＭＡ信号を時間圧縮バーストとして送信するステップと、から成ることを特徴とする方法。２８．更に、前記時間圧縮バーストを受信し、前記時間圧縮バーストを時間伸長して、狭帯域ＣＤＭＡ信号を再形成するステップと、前記復元した狭帯域ＣＤＭＡ信号を処理し、前記情報信号を復元するステップと、を含むことを特徴とする請求項２７記載の方法。２９．少なくとも１つの第１の局と複数の第２の局との間で、ＣＤＭＡを用いて通信を行う方法であって、前記第１の局において、前記第２の局の各々にそれぞれのＣＤＭＡ信号を送信するために使用する周波数チャネル、タイムスロットおよびパワー・レベルを選択し、同一周波数およびタイムスロットを用いて送信するように選択された信号のパワー・レベルを、所定のダイナミック・レンジにわたって拡散させるステップと、前記選択したＣＤＭＡ信号のパワー・レベルに対応する重み係数を用いて、同一周波数およびタイムスロット上で送信するように選択された前記ＣＤＭＡ信号を互いに加算し、和信号を形成するステップと、前記選択したタイムスロット内での送信のために前記加算信号を時間圧縮し、前記選択した周波数チャネル上での送信のために、前記時間圧縮信号を変調するステップと、から成ることを特徴とする方法。３０．前記所定のダイナミック・レンジは、最も高いパワーのＤＣＭＡ信号と最も低いパワーのＣＤＭＡ信号との間のパワー・レベルの最大差を定義することを特徴とする請求項２９記載の方法。３１．前記パワー・レベルを拡散し、各タイムスロットが低および高パワー信号の実質的に均一な分布を含むようにすることを特徴とする請求項２９記載の方法。３２．同じ周波数チャネル上の各タイムスロットにおいて、全送信パワーが実質的に等しいことを特徴とする請求項３２記載の方法。３３．各周波数チャネル上において、全送信パワーが実質的に等しいことを特徴とする請求項３２記載の方法。３４．前記第１の局は、セルラ移動通信ネットワークにおけるセルに供する基地局であることを特徴とする請求項２９記載の方法。３５．第１のセルにおける第１の基地局が、第１の周波数上において相対的に高い全送信パワーを送信し、前記第１のセルに隣接する第２のセルにおける第２の基地局が、前記第１の周波数上において、相対的に低い全送信パワーを送信することを特徴とする請求項２９記載の方法。