JP2000502554A - 変調信号の復調装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 受信機（１５６）は、コヒーレント復調器および非コヒーレント復調器双方を含む。チャネルの推定値の信頼度が高い場合、コヒーレント復調器を実施する。チャネルの推定値の信頼度が低い場合、非コヒーレント復調器を実施する。制御用マイクロプロセッサ（１６２）が、選択プロセスを制御し、更に、非コヒーレント復調器がコヒーレント復調器よりも勝っている可能性が非常に高い場合に、非コヒーレント復調器をイネーブルする信号（１５８）を供給する。このようなことは例えば、移動局（５０５）がソース基地局（５０３）から目標の基地局（５０２）にハンドオフした直後に起こる。

Description

【発明の詳細な説明】 変調信号の復調装置および方法 発明の分野 本発明は、一般的に信号の復調に関し、更に特定すれば、ワイヤレス通信シス テムにおける変調信号の復調に関するものである。 発明の背景 通信システムは多くの形態を取る。一般的に、通信システムの目的は、ある地 点に位置するソースからの情報搬送信号(information bearing signal)を、ある 距離だけ離れた別の地点に位置するユーザ宛先に送信することである。通信シス テムは、概略的に、３つの基本的な構成要素、即ち、送信機，チャネル，および 受信機から成る。送信機は、メッセージ信号を、チャネルを通じた送信に適した 形態に処理する機能を有する。このメッセージ信号の処理を、変調と呼ぶ。チャ ネルの機能は、送信機出力および受信機入力間に物理的な接続経路を提供するこ とである。受信機の機能は、受信信号を処理し、元のメッセージ信号の推定値を 生成することである。この受信信号の処理を復調と呼 ぶ。 通信システムのタイプの１つにスペクトル拡散システム(spread-spectrum sys tem)がある。スペクトル拡散システムでは、変調技法を利用して、通信チャネル 内の広い周波数帯に送信信号を拡散する。この周波数帯は、送出対象の情報を送 信するのに必要な最小帯域よりもかなり広い。例えば、音声信号は、振幅変調（ ＡＭ）を用いると、情報自体のわずか２倍の帯域で送ることができる。ずれの少 ない周波数変調（ＦＭ）または単一側波帯ＡＭ(single sideband ＡＭ)のような 、他の変調形態も、情報自体の帯域に比肩し得る帯域で、情報を送信可能とする 。しかしながら、スペクトル拡散システムでは、送信すべき信号の変調は、多く の場合、ベースバンド信号（例えば、音声チャネル）をわずか数キロヘルツの帯 域で取り込み、送信すべき信号を、幅が何メガバイトにもなる場合がある周波数 帯にわたって分布させる。これを行うには、送信すべき信号を、送るべき情報お よび広帯域エンコーディング信号と共に変調する。 スペクトル拡散通信技法には、概略的に３つのタイプがあり、これらには、直 接シーケンス変調(direct sequence modulation)，周波数および／または時間ホ ッピング変調(frequency and/or time hopping modulation)，およびチャープ変 調(chirp modulation)が含まれる。直接シーケンス変調では、情報信号帯域より も大幅に高いビッ ト・レートを有するデジタル・コード・シーケンスによって、キャリア信号を変 調する。 情報（即ち、音声および／またはデータから成るメッセージ信号）は、いくつ かの方法によって、直接シーケンス・スペクトル拡散信号内に埋め込むことがで きる。１つの方法は、拡散変調に用いる前に、情報を拡散コードに付加すること である。尚、送られる情報は、拡散コードに付加する前に、デジタル形態にして おかなければならないことを注記しておく。何故なら、拡散コードおよび、典型 的に二進コードである情報の組み合わせは、モデュロ−２の加算を伴うからであ る。あるいは、情報即ちメッセージ信号は、これを拡散する前に、キャリアを変 調するために用いることも可能である。 これらの直接シーケンス・スペクトル拡散通信システムは、多元接続通信シス テムとして、容易に設計することができる。例えば、スペクトル拡散システムは 、直接シーケンス符号分割多元アクセス（ＤＣ−ＣＤＭＡ：direct sequence co de division multiple access）システムとして設計することが可能である。Ｄ Ｓ−ＣＤＭＡシステムでは、２箇所の通信局間の通信を行うには、通信チャネル の周波数帯を通じて、一意のユーザ拡散コードと共に各送信信号を拡散する。そ の結果、送信信号は、通信チャネルと同じ周波数帯内に位置し、一意のユーザ拡 散コードによってのみ分離される。これら一意のユーザ拡散コードは、互 いに直交し、拡散コード間の相互相関性が低い（即ち、ほぼゼロ）となることが 好ましい。 特定の送信信号を通信チャネルから引き出すことを可能にするには、この通信 チャネルから引き出そうとする特定の送信信号に関係するユーザ拡散コードを用 いて、通信チャネル内の信号の和を表す信号をディスプレッド(despread)する。 更に、ユーザ拡散コードが互いに直交する場合、受信信号を、特定のユーザ拡散 コードと相関付けることができ、こうして、この特定の拡散コードに関係する所 望のユーザ信号のみを強調し、他のユーザ全てに対する他の信号を目立たなくす る(de-emphasize)。 ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおいてデータ信号を互いに分離するために使用 可能ないくつかの異なる拡散コードが存在することは、当業者には認められよう 。これらの拡散コードには、疑似ノイズ（ＰＮ：ｐｓｅｕｄｏｎｏｉｓｅ）コー ドおよびウォルシュ・コード(Walsh code)が含まれるが、これらに限定される訳 ではない。ウォルシュ・コードは、アダマール・マトリクス(Hadamard matrix) の単一の行または列に対応する。 更に、データ信号をチャネル・コード化するために、拡散コードが使用可能で あることも、当業者には認められよう。データ信号をチャネル・コード化すると 、送信信号が、ノイズ，フェーディング，およびジャミングのような種々のチャ ネル障害の影響に対する耐久性を得ることができ、 通信システムの処理性能が向上する。典型的に、チャネル・コーディングによっ て、ビット・エラーの確率が低下し、および／または要求される信号対ノイズ比 （通常、ノイズ密度当たりのビット・エネルギ、即ち、Ｅ_b／Ｎ₀として表す。こ れは、情報ビット当たりのエネルギのノイズ・スペクトル密度に対する比率とし て定義される）を減少させ、チャネル・コーディングを用いずにデータ信号を送 信する際に必要となるよりも多くの帯域を費やすことを犠牲にして、信号を復元 する。例えば、ウォルシュ・コードを用いて、データ信号を変調し続いて送信す るのに先だって、データ信号をチャネル・コード化することができる。同様に、 ＰＮ拡散コードを用いても、データ信号をチャネル・コード化することが可能で ある。 しかしながら、チャネル・コーディングのみでは、通信システムの設計によっ ては、特定数の同時通信（全てが最小の信号対ノイズ比を有する）を当該システ ムが処理できなければならない場合、要求される信号対ノイズ比を与えることが できない可能性もある。場合によっては、非コヒーレント受信技法ではなく、コ ヒーレントに送信信号を検出する通信システムを設計することによって、この設 計の制約を満たすことができる場合もある。コヒーレント検出システムでは、通 信チャネルが原因で発生する位相およびマグニチュード（振幅の大きさ）の歪み を、マッチド・フィルタを用いて補償することができるように、チャネル応答 を決定する。これに対して、非コヒーレント検出システムは、典型的に、通信チ ャネルが原因で発生した受信信号における位相歪みの補償を行わない。コヒーレ ント受信機は、同じビット・エラー・レートを有する非コヒーレント受信機によ って要求される信号対ノイズ比（Ｅ_b／Ｎ₀）（即ち、容認可能な干渉レベルを示 す特定の設計制約）より低いものを要することは、当業者には認められよう。大 まかに言うと、静止チャネルについては、これらの間に３デシベル（ｄＢ）の差 があり、レイリー・フェーディング・チャネルの場合は更に大きくなる。コヒー レント受信機の利点は、ダイバーシティ受信を用いる場合、更に重要となる。何 故なら、最適なコヒーレント受信機には結合損失(combining loss)がないのに対 して、非コヒーレント受信機には常に結合損失があるからである。 このように送信信号のコヒーレント検出を容易に行う方法の１つは、パイロッ ト信号を用いることである。例えば、セルラ通信システムでは、順方向チャネル 、即ち、ダウン・リンク（即ち、基地局から移動機に向かうリンク）は、基地局 がパイロット信号を送信すれば、コヒーレントに検出可能である。その後、全て の移動局がこのパイロット・チャネル信号を用いて、チャネル位相およびマグニ チュード・パラメータを推定する。しかしながら、逆方向チャネル、即ち、アッ プ・リンク（即ち、移動機から基地局に向かうリンク）については、かかる共通 パイロット信号の使用は、 現実的ではない。この状況では、送信情報を判定する試みにおいて、チャネル応 答の推定を行う必要がある。 しかしながら、コヒーレント検出の非コヒーレント検出に対する優位性は、各 受信シンボル間で高い精度のチャネル応答の推定値を有すること如何による。精 度の高いチャネル推定を行うには、チャネルが推定期間中殆ど変動しないことが 要求されることを、当業者は認めよう。その結果、ほんの短期間しかほぼ一定で ないチャネルの推定値は、劣る傾向がある。これら劣った推定値を用いてコヒー レント検出を行うと、実際には、非コヒーレント検出よりも性能の悪化を招くこ とになる。 通信チャネルには、それらのチャネル応答が急激な変動を受ける期間があるこ とは、希ではない。その一例は、変調および復調を行う際に用いられる、送信機 および受信機の周波数発振器がそれぞれ多少異なる周波数を有する場合である。 この場合、チャネル位相は、発振器の周波数の差に等しいレートで回転する(rot ate)。このチャネルの回転は、自動周波数制御回路を用いて補償することができ る。しかしながら、この回路は、有効になるには、周波数獲得時間と呼ばれる期 間(an interval of time)を必要とする。したがって、チャネル位相が回転する レートが高すぎて、精度の高い推定ができない時間(period of time)がある。 この現象は、移動局が１箇所以上の基地局にハンド・オフする可能性があるセ ルラ電話網(cellular telephony) では、特に重大である。一旦ハンドオフが開始されると、宛先の基地局の受信機 では、その自動周波数制御回路が、それ自体および移動局間における発振器周波 数の差を補償し始める。これら周波数獲得期間の各々の間、チャネル位相の信頼 性の高い推定は不可能であり、コヒーレント検出を組み込んだ従来技術の受信機 の動作は貧弱となる。同様の状況は、多数回反射した電波の加算的(constructiv e)および減算的(destructive)干渉によって、キャリア波の実際の周波数が素早 く変化する場合にも発生する。これが発生する可能性があるのは、例えば、移動 局の送信機が、多数の散乱面(scattering surface)がある領域を、高速度で通過 する場合である。この動作は、ランダムかつ急速に変化するチャネル応答として 表れ、これも精度の高い推定を阻害する。 したがって、コヒーレント検出は、ビット・エラー・レートに関する性能は非 コヒーレント検出よりも優れているものの、チャネルが余りに急速に変化する場 合、精度の高い推定が行えない虞れがある。精度の高いチャネル推定ができなく ては、コヒーレント検出の性能は、非コヒーレント復調よりも更に低いレベルに まで低下する可能性がある。したがって、変調信号を復調するための、改良され た方法および装置が必要とされている。 図面の簡単な説明 第１図は、本発明によるワイヤレス通信システムと互換性のある送信機および 受信機を示すブロック図である。 第２図は、本発明による復調を実行する際に用いると効果的なウォルシュ・シ ンボル・プロセッサを示すブロック図である。 第３図は、本発明による復調を実行するために用いられる復調器コントローラ を示すブロック図である。 第４図は、本発明による、コヒーレント経路および非コヒーレント経路を含む 復調器を示すブロック図である。 第５図は、本発明による復調の利点が得られるワイヤレス通信システムを示す ブロック図である。 好適実施例の詳細な説明 概して言えば、受信機は、コヒーレント復調器および非コヒーレント復調器双 方を含む。チャネル推定値の信頼度が高い場合、コヒーレント復調器を使用する 。チャネル推定値の信頼度が低い場合、非コヒーレント復調器を使用する。制御 用マイクロプロセッサが、選択プロセスを制御し、移動局がソース基地局から目 標の基地局にハンドオフした直後のように、非コヒーレント復調のほうがコヒー レント復調よりも相応しい可能性が非常に高い場合(most likely)に、非コヒー レント復調器にイネーブル信号を供給する。 具体的に述べると、変調信号の復調装置は、変調信号型式の入力を有するコヒ ーレント復調器，およびこの変調信号型式の入力を有する非コヒーレント復調器 から成る。これら２つの変調器間で選択を行うために、装置は、検出モード選択 信号のステータスに基づいて、コヒーレント復調器および非コヒーレント復調器 間で選択を行うセレクタも含む。 好適実施例では、変調信号は直交変調信号であり、前述の変調信号のバージョ ンは、この直交変調信号の同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分から成る。また 、好適実施例では、検出モード選択信号のステータスは、周波数オフセットの分 散の推定値をスレシホルドと比較することによって発生する。本装置は、符号分 割多元接続（ＣＤＭＡ）ワイヤレス通信システムと互換性のある受信機において 用いられる。 また、好適実施例では、前述の周波数オフセットの分散の推定値を発生する際 に、ベースバンド周波数オフセット推定値を遅延させる複数の遅延素子，および 複数の遅延素子の各々の出力を加算し、第１加算ノード出力信号を生成する第１ 加算ノードを利用する。二乗器(squarer)が加算出力信号を二乗し、二乗加算出 力信号を生成する。複数の二乗器が、複数の遅延素子の出力の各々を二乗し、複 数の二乗出力を生成し、第２加算ノードが複数の二乗器の複数の二乗出力を加算 し、第２加算ノード出力信号を生成する。 ビット・シフタが、第２加算ノード出力信号を所定数のビットだけシフトし、ビ ット・シフト信号を生成する。更に、第３加算ノードを実施し、二乗加算出力信 号をビット・シフト信号から減算し、周波数オフセットの分散の推定値を生成す る。 加えて、前述のスレシホルドは、マイクロプロセッサによって制御する。マイ クロプロセッサは、無線チャネルの状態に関する情報に基づいて、コヒーレント 復調器または非コヒーレント復調器のいずれかの選択を制御する。好適実施例で は、無線チャネルの状態は、ＣＤＭＡワイヤレス通信システムにおける通信の開 始または通信ハンドオフの発生後の経過時間を含むが、他の無線チャネルの状態 も考えられる。 ワイヤレス通信システムにおいて変調信号を復調するには、受信機は、変調信 号の第１推定値および変調信号の第２推定値を発生し、これら第１および第２推 定値を比較し、推定値の精度に関する信頼度指示を判定する。次に、受信機は、 信頼度指示に基づいて、第１推定値または第２推定値のいずれかを利用して、検 出モード選択信号を発生する。発生した検出モード選択信号に基づいて、受信機 は次ににコヒーレント復調器または非コヒーレント復調器のいずれかを選択し、 復調のために用いる。この実施例では、変調信号の第１推定値はコヒーレント・ チャネル推定器によって発生され、変調信号の第２推定値は非コヒーレント・ウ ォ ルシュ・シンボル推定器によって発生される。 第１図は、ワイヤレス通信システムと互換性のある、送信機１００および受信 機１５６を概略的に示す。好適実施例では、ワイヤレス通信システムは、符号分 割多元アクセス（ＣＤＭＡ）セルラ無線電話システムであり、信号方式(signall ing scheme)は、Interim Standard -95(ＩＳ-95)である。ＩＳ−９５に関する更 に詳しい情報については、ＴＩＡ/ＥＩＡ/ＩＳ-95，Mobile Station-Base-stati onCompatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System（１９９３年７月）を参照のこと。本発明は、直交符号化デジタル信号 を実施するあらゆるワイヤレス通信システムにおいて適用可能である。 図１を参照すると、二進データ・ビット１０４が送信機１００に供給され、こ こで、畳み込みエンコーダ(convolutional encoder)１０２によって畳み込み符 号化が行われ、次いで直交エンコーダ１０６によって直交符号化が行われる。好 適実施例では、６ビットの群を用いて、６４個のウォルシュ関数の１つを選択す る。選択されたウォルシュ関数のインデックスを変調器１１０に印加し、変調器 １１０は、選択されたウォルシュ関数に対応する、二進（＋１，−１）データ・ ビット１１２の６４要素シーケンスを発生する。得られた信号をスプレッダ１１ ４に供給し、ここで、当技術分野では既知のように、同相（Ｉ）および直交（Ｑ ）デ ジタル信号に疑似ランダム・シーケンス(pseudorandomsequence)を乗算する。こ れは、狭帯域入力信号のエネルギを、比較的広い送信帯域に拡散するという効果 を有する。得られた信号をアナログに変換し、アップコンバータ１１８によって キャリア周波数にアップコンバートし、送信アンテナ１２２を介して送信する。 結果的に送信アンテナ１２２によって送信される信号を、第１図において信号１ ２３として示す。 信号１２３は、受信アンテナ１２４によって受信され、ＲＡＫＥ受信機１５６に 印加される。ＲＡＫＥ受信機１５６は、通常、元のデータ・ビット１０４の推定 値１５４を生成する。ＲＡＫＥ受信機１５６において、受信アンテナからの信号 はダウンコンバータ１２６によってベースバンドにダウンコンバートされ、更に 同相（Ｉ）および直交（Ｑ）デジタル信号に変換される。次に、これらの信号を ディスプレッダ(despreader)１３２に印加し、ここで、送信機１００のスプレッ ダ１１４によって付加された余分な帯域を除去する。ＲＡＫＥ受信機のディスプ レッド・ブロックは、通常、並列に動作する多数の段で構成される。これは、当 技術分野では既知である。これらの段をフィンガ(finger)と呼び、入力信号と、 拡散に用いられたのと同じ疑似ランダム・シーケンスとの積を形成する乗算器で 構成される。アキュミュレータが、これら多数の乗算器の結果を加算し、その結 果を出力し、次いでゼロにリセットさ れる。各フィンガにおいて用いられる疑似ランダム・シーケンスは、推定マルチ パス遅延(multipath delay)に対応する、異なる相対位相を有する。したがって 、ディスプレッダ１３２の出力は、通常、送信信号のフィンガの各推定値に対応 する、多数の出力から成る。以下に、単一出力フィンガの場合について、好適実 施例を説明するが、本発明は、多数のフィンガを用いる場合でも全く同等に適用 可能である。 続いて、ディスプレッダ１３２から出力された同相（Ｉ）および直交（Ｑ）信 号は、次に、周波数補正ブロック１３６に印加され、ここで、周波数オフセット 推定値１４５に基づいて、あらゆる残留周波数オフセットを除去する。その結果 周波数補正ブロック１３６から出力された同相（Ｉ）デジタル信号は、長さ６４ のベクトル（”Ｉ”ベクトルと呼ぶ）に集合化(group)され、１から６４までの 出力サンプルが第１ベクトルの６４要素を形成し、６５から１２８までの出力サ ンプルが第２ベクトルの６４要素を形成し、それ以降も同様である。次に、得ら れたベクトルは、高速アダマール変換器（ＦＨＴ：Fast Hadamard Transformer ）１４０に印加される。同様に、結果的に周波数補正ブロック１３６から出力さ た直交（Ｑ）デジタル信号も長さ６４のベクトル（”Ｑ”ベクトルと呼ぶ）に集 合化され（上述と同様に）、ＦＴＨ１４０に印加される。 ＦＨＴ１４０は、これらの入力”Ｉ”ベクトルを、６４ 個の可能なウォルシュ関数の集合と相関付け、第１相関を出力ベクトル１４２の 第１要素に割り当て、第２相関を第２要素に割り当てる、．．．とすることによ り、各々６４要素を有する複数の出力ベクトルを生成する。同様に、ＦＨＴ１４ ０は、”Ｑ”ベクトルを６４個の可能なウォルシュ関数の集合と相関付け、第１ 相関を直交出力ベクトル１４３の第１要素に割り当て、第２相関を第２要素に割 り当てる、．．．とすることにより、各々６４要素を有する複数の出力ベクトル を生成する。次に、出力１４２，１４３をウォルシュ・シンボル・プロセッサ１ ４４に印加する。ウォルシュ・シンボル・プロセッサ１４４の出力１４６は、ウ ォルシュ・シンボル・メトリック(Walsh symbol metrics)のベクトルから成り， 各要素は、可能な送信ウォルシュ関数の１つに関連付けられている。また、ウォ ルシュ・シンボル・プロセッサ１４４からは、周波数オフセット推定値１４５も 出力される。更に、ウォルシュ・シンボル・プロセッサ１４４は、入力として、 コヒーレント・モード（以下で説明する）をイネーブルする信号１５８，および スレシホルド値に関する信号１６０も有する。信号１５８，１６０は、マイクロ プロセッサ１６２を制御することによって発生する。ウォルシュ・シンボル・メ トリック１４６のベクトルを入力として有する、条件付メトリック発生器１４８ (conditional metric generator)は、第２のメトリック集合を発生する。これら は畳み込みエンコーダ１５ ２によって使用される。条件付メトリック発生器の動作については、１９９５年 １２月２９日にTerry Ｍ．Schaffnerの名義で出願され、本願の譲受人に譲渡さ れた、”Method and Apparatus for Decoding an Encoded Signal”と題する米 国特許出願番号第０８／５８１，６９６号に記載されている。この内容は、本願 でも使用可能である。そして、畳み込みデコーダ１５２は、元のデータ・ビット １０４の推定値１５４を生成する。 第２図は、ウォルシュ・シンボル・プロセッサ１４４が実行する機能を示す。 ウォルシュ・シンボル・プロセッサ１４４の目的は、ウォルシュ関数相関のベク トルの入力の対を形成し、これらから、ウォルシュ・シンボル・メトリックの出 力ベクトルを発生し、最終的にこれらを用いて、畳み込みデコーダ１５２が用い るビット・メトリックを導出することである。また、ウォルシュ・シンボル・プ ロセッサ１４４は、ベースバンド周波数オフセット推定値１４５も発生し、これ は周波数補正ブロック１３６で用いられる。 即ち、ＦＨＴ１４０から出力されるＩおよびＱ出力ベクトル１４２，１４３は 、ウォルシュ・シンボル・プロセッサ１４４内の４つのブロック、チャネル推定 器２１８，ウォルシュ・シンボル推定器２１２，セレクタ２００，および復調器 ２２２に供給される。好適実施例では、チャネル推定器２１８は、１９９６年１ 月４日にLing et al.の名義で出願され本願の譲受人に譲渡された、“Method an d Ap paratus for Coherent Channel Estimation”と題する米国特許出願番号第０８ ／５８２，８５６号に記載されているものである。尚、この出願の内容は本願で も使用可能である。しかしながら、チャネル推定の別の方法も同様に適用可能で あることを、当業者は認めよう。チャネル推定器２１８は、ＩおよびＱチャネル 推定値２２０，２２１それぞれを、送信ウォルシュ関数２１６の良好な推定値と して生成する。ＩおよびＱチャネル推定値２２０，２２１は、復調器２２２が本 発明によるコヒ−レント検出を行う際に用いられる。入力ベクトルの各対につい て、送信ウォルシュ関数２１６の推定値は、送信ウォルシュ・シンボルのインデ ックスに対応する０ないし６３の整数から成る。 非コヒーレント・ウォルシュ・シンボル推定器２１２も同様に、ＩおよびＱ出 力ベクトル１４２，１４３を用いて、ウォルシュ・シンボル推定値２１４，２２ ３の第２の集合を発生する。これは、入力ＩおよびＱベクトルの各成分を二乗し 、その結果を成分毎に加算し、６４個の可能なウォルシュ関数の各々に対するウ ォルシュ・シンボル・エネルギを得ることによって行われる。これらのエネルギ の内最大のものを、ウイニング・ウォルシュ・シンボル・エネルギ(winning Wal sh symbol energy)と呼び、このウイニング・ウォルシュ・シンボル推定値のイ ンデックスは、推定値２１４として現れる。また、非コヒーレント・ウォルシュ ・シンボル推定器２１２は、６つのウォルシュ・シ ンボルから成る群（パワー制御群またはＰＣＧと呼ぶ）の間で受信したエネルギ の推定値２２３を生成する。この推定値２２３は、単に、ＰＣＧの６つのウイニ ング・ウォルシュ・シンボル・エネルギの和である。 各入力Ｉベクトル１４２について、セレクタ２００は、６４成分の内１つを選 択し、以下に述べるように、２１６または２１４にしたがって、同相出力２０２ を出力する。同様に、各入力Ｑベクトル１４３について、セレクタは６４成分の 内１つを選択し、直交出力２０３を出力する。双方の場合に渡される要素は、復 調コントローラ２２８の検出モード選択信号２２６によって決定される。検出モ ード選択信号２２６上で検出選択出力が「１」である場合、渡すべき成分のイン デックスとして、信号２１６が用いられることを示し、一方検出モード選択信号 ２２６上で「０」である場合、渡すべき成分のインデックスとして、出力２１４ が用いられることを示す。以下で説明するが、検出モード選択信号２２６は、コ ヒーレント検出または非コヒーレント検出のどちらを用いるかを示すものであり 、「１」はコヒーレント検出を示す。また、検出モード選択信号２２６は、ウォ ルシュ・シンボル推定値のどのソースが最も信頼性が高いかを示すためにも用い られる。 比較的安定なチャネル状態の下では、検出モード選択信号２２６は「１」とな り、これによってコヒーレント検出が選択されることを示す。この場合、チャネ ル推定器２１ ８によって与えられるシンボル推定値２１６は、非コヒーレント・ウォルシュ・ シンボル推定器２１２が発生する推定値２１４よりも精度が高い。逆に、非コヒ ーレント復調は、チャネルが急速に変化する場合に最良に機能し、このような状 態の下では、非コヒーレント・ウォルシュ・シンボル推定器２１２から発生され たウォルシュ・シンボル推定値２１４の方が精度が高く、検出モード選択信号２ ２６を「０」にセットすることによって選択される。 続いて、周波数検出器２０６は、入力信号２０２，２０３を用いて信号を発生 し、この信号をロー・パス・フィルタ２０８にかけることによってロー・パス・ フィルタ処理を施し、最終的に、ベースバンド周波数オフセット推定値１４５を 発生する。復調器コントローラ２２８は、この周波数オフセット推定値１４５を 、コヒーレント・モード・イネーブル制御信号１５８および周波数エラー・スレ シホルド信号１６０と共に用い、以下に述べる検出モード選択信号２２６を発生 する。ＩおよびＱベクトル１４２，１４３を入力として、復調器２２２は復調を 行い、チャネル推定値２２０，２２１および検出モード選択信号２２６に基づい て、ウォルシュ・シンボル・メトリック１４６を発生する。 図３は、本発明にしたがって検出モード選択信号２２６を与えるために用いら れる、復調コントローラ２２８を概略的に示す。復調コントローラ２２８は、入 力として、ベー スバンド周波数オフセット推定値１４５および制御信号１５８，１６０を有し、 検出モード選択信号２２６を発生する。この信号２２６は、本発明にしたがって 、復調器２２２およびセレクタ２００双方を制御する。具体的には、ベースバン ド周波数オフセット推定値１４５は、一連の２^L遅延３３５ないし３３８に供給 される。遅延３３５ないし３３８の出力は、加算ノード３４２において加算され 、信号３１２を生成する。次いで、二乗器３４４において、この信号３１２を二 乗する。遅延３３５ないし３３８の出力は、二乗回路３３０ないし３３３にも入 力される。二乗回路３３０ないし３３３の出力は、加算ノード３２６において加 算され、加算結果３２０はビット・シフタ３１８に送られる。ビット・シフタ３ １８は、加算結果３２０の二進表現をＬビットだけシフトし、Ｌ個のゼロを下位 側のＬビットに加えることによって、２^L倍の乗算を実行し、信号３１４を形成 する。二乗器３４４から出力された信号３１０は、加算ノード３４６において、 ビット・シフタ３１６から出力された信号３１４から減算される。その結果得ら れた信号推定値３０８は、平均二乗オフセット周波数の推定値を調整したものを 表す。 得られた信号推定値２０８は、次に、比較器３０４において、制御用マイクロ プロセッサ１６２によって判定された周波数エラー・スレシホルド信号１６０と 比較される。信号推定値３０８が周波数エラー・スレシホルド信号１６ ０未満である場合、比較器出力３０６は「１」となり、その他の場合は「０」と なる。したがって、周波数エラー・スレシホルド信号１６０を適切に選択するこ とによって、信号推定値３０８が小さくなると（小さな信号推定値３０８は、良 好なチャネル推定値を暗示し、コヒーレント検出を暗示する）、非コヒーレント からコヒーレントに、検出を自動的に切り替えることができる。最後に、ＡＮＤ ゲート３０２が、コヒーレント・モード・イネーブル信号１５８および比較器出 力３０６の論理「ＡＮＤ」を実行する。したがって、コヒーレント・モード・イ ネーブル信号１５８および比較器出力３０６が双方共「１」の場合のみ、検出モ ード選択信号２２６は「１」となる。この方式では、制御用マイクロプロセッサ １６２は、単に、周波数エラー・スレシホルド信号１６０を十分に高く設定し、 比較器出力３０６が常に「１」となるようにすれば、１４５に現れる周波数推定 値には独立して、検出モード選択信号２２６を（したがって、検出のタイプ、即 ち、コヒーレントまたは非コヒーレントも）、設定可能であることを注記してお く。したがって、制御用マイクロプロセッサ１６２は、無線チャネル１５９の状 態に関する情報に基づいて、検出の選択も制御することができる。一例として、 ワイヤレス通信システムにおける呼の開始またはハンドオフの発生からの経過時 間に基づいて、検出のタイプを変更することがあげられる。 図４は、本発明にしたがって、コヒーレント検出または非コヒーレント検出に よってウォルシュ・シンボル・メトリックを発生する復調器２２２を概略的に示 す。コヒーレント検出または非コヒーレント検出のどちらを実施するかについて の判定は、検出モード選択信号２２６の状態に基づいて行われる。一連のベクト ル１４２，１４３は、デマルチプレクサ４００によって、一対の乗算器４０８， ４０９または二乗回路４２２のいずれかに転送される。検出モード選択信号２２ ６が「１」に設定されている場合、信号１４２，１４３はそれぞれ出力４０２， ４０１に向けて送出され、この場合コヒーレント復調が行われる。その他の場合 、信号１４２，１４３は、それぞれ、出力４０４，４０３に向けて送出され、こ の場合非コヒーレント検出が行われる。 コヒーレント検出は、先に引用した、米国特許出願番号第０８／５８１，６９ ６号に記載されているように、乗算器４０８，４０９によって行う。端的に言え ば、同相（Ｉ）入力ベクトル４０２の成分を、チャネル推定値２２０のＩ成分と 乗算し、直交（Ｑ）入力ベクトル４０１の成分を、チャネル推定値４０１のＱ成 分と乗算する。次に、これら２つのベクトルを、加算ノード４２５において、成 分毎に加算する。ブロック４１２において、その結果の成分を二乗し、長さ６４ の出力ベクトル４１６を生成する。ｉ番目の要素は、１番目のウォルシュ・シン ボルが送信された際 のメトリック、即ち、信頼度を表す。 検出モード選択信号２２６が「０」に設定された場合、信号１４２，１４３を それぞれ出力４０３，４０４に向けて送出する。この場合、二乗器４２２は、入 力ベクトル４０３，４０４の成分をそれぞれ二乗し、加算することによって、非 コヒーレント検出を行う。この動作について、次のように説明することができる 。４０４におけるＩベクトルの１番目の成分をｘ₄₀₄（ｌ）で表し、４０３にお けるＱベクトルの１番目の成分をｘ₄₀₃（ｌ）で表すとする。すると、４２０に 現れるベクトルの１番目の成分ｙ₄₂₀（ｌ）は次の式で表される。 ｙ₄₂₀（ｌ）＝ｘ² ₄₀₄（ｌ）＋ｘ² ₄₀₃（ｌ） ４２０における成分の各々を、次に乗算器４２１に印加し、非コヒーレント・ウ ォルシュ・シンボル推定器２１２から得られる、ウォルシュ・シンボルのＰＣＧ エネルギ２２３を用いて、これらの値に重み付けを行う。検出モード選択信号２ ２６上に「０」が現れる場合、マルチプレクサ４１８は、非コヒーレント検出信 号４２３を通過させ、復調器出力１４６に渡す。 本発明の装置および方法の好適実施例は、デジタル移動無線電話システムであ るので、無線チャネルにおける変化は希ではない。加えて、無線チャネルは、コ ヒーレント検出が高いビット・エラー・レートを生ずる状態にも変化する可能性 がある。この問題に対処するために、無線チャネ ルの状態の推定値に基づいて、または無線リンクの使用状況(activity)の知識を 基にチャネル状態の推定が可能な外部プロセッサのコマンドによって、非コヒー レント検出およびコヒーレント検出間で切り替えるようにした。即ち、本発明に よる図１の受信機１５６は、無線チャネルが比較的安定な場合、コヒーレント検 出の優れたビット・エラー・レート性能を利用し、しかも、無線チャネルの変化 が一層激しくなった場合には、非コヒーレント検出を実施するので、この検出方 式に関連する、厳しい性能上の劣化を受けることはない。 第５図は、本発明による復調を効果的に実施可能な、通信システムを、ブロッ ク図で概略的に示す。好適実施例では、通信システムは符号分割多元接続（ＣＤ ＭＡ）セルラ無線電話システムである。しかしながら、当業者は認めるように、 本発明による復調は、あらゆるシステムにおいて実施可能であり、当該システム の利点が得られる。 第５図を参照すると、便宜上略語が用いられている。以下に、第５図で用いら れている略語の定義をリストとして示す。 ＢＳ 基地局 ＣＢＳＣ 集中基地局コントローラ ＥＣ エコー・キャンセラ ＶＬＲ ビジタ位置レジスタ ＨＬＲ ホーム位置レジスタ ＩＳＤＮ 統合サービス・デジタル・ネットワーク ＭＳ 移動局 ＭＳＣ 移動機交換センタ ＭＭ 移動度マネージャ ＯＭＣＲ 動作および保守センター無線 ＯＭＣＳ 動作および保守センタースイッチ ＰＳＴＮ 公衆電話交換網 ＸＣ トランスコーダ 第５図に見られるように、複数のＢＴＳ５０１ないし５０３がＣＢＳＣ５０４ に結合されている。各ＢＴＳ５０１ないし５０３は、無線周波数（ＲＦ）通信を ＭＳ５０５に提供する。好適実施例では、第１図に示した送信機１００および受 信機１５６は、ＢＴＳ５０１ないし５０３およびＭＳ５０５において実施され、 Telecommunication Industry Associateion(ＴＩＡ)から入手可能な、前述のＴ ＩＡ/ＥＩＡ/ＩＳ-９５，Mobile Station-Base-station Compatibility Standar d for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System（１９９７年７月 ）に規定されているＲＦ通信に対応する。ＣＢＳＣ５０４は、とりわけ、ＸＣ５ １０による呼の処理，およびＭＭ５０９による移動性の管理を担当する。ＣＢＳ Ｃ５０４の他のタスクには、特徴制御(feature control)および送信／ネットワ ーク伝達時のインターフェース処理が含まれる。ＣＢＳＣ５０４の機能性に関す る詳しい情報については、本願の 譲受人に譲渡された、Bach et al.の米国特許番号第５，４７５，６８６号を引 用する。この内容は、本願でも使用可能である。 また、図５には、ＣＢＳＣ５０４のＭＭ５０９に結合されたＯＭＣＲ５１２も 示されている。ＯＭＣＲ５１２は、通信システム５００の無線部分（ＣＢＳＣ５ ０４およびＢＴＳ５０１〜５０３）の動作および全体的な保守を担当する。ＣＢ ＳＣ５０４はＭＳＣ５１５に結合され、ＭＳＣ５１５は、ＰＳＴＮ５２０／ＩＳ ＤＮ５２２およびＣＢＳＣ５０４間に交換機能を与える。ＯＭＣＳ５２４は、通 信システム５００の交換部分（ＭＳＣ５１５）の動作および全体的な保守を担当 する。ＨＬＲ５１６およびＶＬＲ５１７は、主に請求書発行の目的に用いられる ユーザ情報を、通信システム５００に供給する。ＥＣ５１１，５１９は、通信シ ステム５００を通じて転送される音声信号の品質向上を図るために実施されてい る。 ＣＢＳＣ５０４，ＭＳＣ５１５，ＨＬＲ５１６およびＶＬＲ５１７の機能性は 、図５では、分散されたものとして示されているが、これらの機能性を単一の素 子に集中させることも同様に可能であることを、当業者は認めよう。また、異な る構成に対しても、同様に、ＭＳＣ５１５またはＢＴＳ５０１ないし５０３のい ずれかにＸＣ５１０を配置することができる。 ＭＳＣ５１５をＣＢＳＣ５０４と結合するリンク５２６ は、当技術分野では既知のＴ１／Ｅ１リンクである。ＸＣ５１０をＣＢＳＣに配 置することによって、ＸＣ５１０による（Ｔ１／Ｅ１リンク５２６から入力され る）入力信号の圧縮のために、リンク予算において４：１の改善が実現する。圧 縮信号は、特定のＢＴＳ５０１ないし５０３に転送され、ＭＳ５０５に送信され る。ここで注記すべき重要事は、特定のＢＴＳ５０１ないし５０３に転送される 圧縮信号は、送信が行われる前に、ＢＴＳ５０１ないし５０３において更に処理 を受けることである。言い換えれば、最終的にＭＳ５０５に送信される信号は、 ＸＣ５１０から出力される圧縮信号と形態は異なるが、実態は同一である。 ＭＳ５０５が、ＢＴＳ５０１ないし５０３の１つによって送信された信号を受 信すると、ＭＳ５０５は、当該ＢＴＳ５０１ないし５０３において行われた処理 およびＸＣ５１０によって行われた音声符号化を全て、本質的に「取り消す(und o)」（一般的には「デコード(decode)」と言う）。ＭＳ５０５が信号をＢＴＳ５ ０１ないし５０３の１つに返送すると、ＭＳ５０５は同様に音声符号化を実施す る。ＭＳ５０５によって信号がＢＴＳ５０１ないし５０３の１つに送信された後 （ＭＳは、更に別の信号処理も行い、信号の形態を変化させるが、その実態は変 化させない）、ＢＴＳ５０１ないし５０３は、その信号に対して行われた処理を 「取り消し」、得られた信号をＸＣ５１０に転送し、音声復号化を行う。ＸＣ５ １０による音声復号化の後、信号 は、Ｔ１／Ｅ１リンク５２６を通じてエンド・ユーザに転送される。 尚、本発明は、上述の実施例に限定されるのではなく、請求の範囲の精神およ び範囲に係る変更、修正、および変形を全て含むことを意図するものである。本 発明の特定実施例を参照しながら、特定的に示しかつ記載したが、本発明の精神 および範囲から逸脱することなく、形態および詳細において、種々の変更が可能 であることは、当業者によって理解されよう。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．変調信号の変調装置であって： 変調信号型式の入力を有するコヒーレント復調器； 変調信号型式の入力を有する非コヒーレント復調器；および 検出モード選択信号のステータスに基づいて、前記コヒーレント復調器および 前記非コヒーレント復調器間で選択を行うセレクタ； から成ることを特徴とする変調装置。 ２．前記変調信号は、直交変調信号から成ることを特徴とする請求項１記載の装 置。 ３．前記変調信号型式は、前記直交変調信号の同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ） 成分から成ることを特徴とする請求項２記載の装置。 ４．前記検出モード選択信号のステータスは、周波数オフセットの推定値をスレ シホルドと比較することによって発生することを特徴とする請求項１記載の装置 。 ５．直交変調信号の復調装置であって： 前記直交変調信号の同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成 分を、入力として有するコヒーレント復調器； 前記直交変調信号の前記同相（Ｉ）成分および前記直交（Ｑ）成分を、入力と して有する非コヒーレント復調器；および 前記コヒーレント復調器または前記非コヒーレント復調器のどちらを用いるか を選択するための検出モード選択信号を、出力として有するセレクタ； から成ることを特徴とする復調装置。 ６．前記検出モード選択信号は、前記周波数オフセットの分散の推定値をスレシ ホルドと比較することによって発生することを特徴とする請求項５記載の装置。 ７．前記周波数オフセットの分散の推定値は： ベースバンド周波数オフセット推定値を遅延させる複数の遅延素子； 前記複数の遅延素子の各出力を加算し、第１加算ノード出力信号を生成する第 １加算ノード； 加算された出力信号を二乗し、二乗加算出力信号を生成する二乗器； 前記複数の遅延素子の各出力を二乗し、複数の二乗出力を生成する複数の二乗 器； 前記複数の二乗器が生成する複数の二乗出力を加算して、第２加算ノード出力 信号を生成する第２加算ノード； 前記第２加算ノード出力信号を所定のビット数だけシフトし、ビット・シフト 信号を生成するビット・シフタ；および 二乗加算出力信号を前記ビット・シフト信号から減算し、前記周波数オフセッ トの前記推定値の生成が行われる第３加算ノード； を用いて発生することを特徴とする請求項６記載の装置。 ８．ワイヤレス通信システムにおいて、変調信号を復調する方法であって： 前記変調信号の第１推定値を発生する段階； 前記変調信号の第２推定値を発生する段階； 前記第１および第２推定値を比較し、前記推定値の精度に関する信頼性を調べ る段階； 前記信頼性に基づいて、前記第１または第２の推定値のいずれかを用いて、検 出モード選択信号を発生する段階；および 前記発生した検出モード選択信号に基づいて、コヒーレント復調器または非コ ヒーレント復調器のいずれかを選択する段階； から成ることを特徴とする方法。 ９．前記変調信号の前記第１推定値は、コヒーレント・チャネル推定器によって 発生することを特徴とする請求項８記 載の方法。 １０．前記変調信号の前記第２推定値は、非コヒーレント・ウォルシュ・シンボ ル推定器によって発生することを特徴とする請求項８記載の方法。