JP2000295304A - 復調装置 - Google Patents
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- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
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Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交変調方式で変調された信号を復調すると
き、中間周波増幅回路の出力点における白色雑音のパワ
ーによってＡ／Ｄ出力のディジタル値が影響を受けない
ようにする。 【解決手段】 Ａ／ＤをＡＧＣループ内に入れ、復調し
た信号パワーが所定値になるよう中間周波増幅回路の利
得をフィードバック制御する。
き、中間周波増幅回路の出力点における白色雑音のパワ
ーによってＡ／Ｄ出力のディジタル値が影響を受けない
ようにする。 【解決手段】 Ａ／ＤをＡＧＣループ内に入れ、復調し
た信号パワーが所定値になるよう中間周波増幅回路の利
得をフィードバック制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル無線通信
システムにおいて直交変調方式の変調を受けた信号を復
調する復調装置に関し、特に復調装置におけるＡＧＣ
（自動利得制御）回路に関するものである。
システムにおいて直交変調方式の変調を受けた信号を復
調する復調装置に関し、特に復調装置におけるＡＧＣ
（自動利得制御）回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は、このような復調装置の従来の構
成の一例を示すブロック図である。以下、図２について
従来の復調装置の構成と動作とを説明する。アンテナ
（図示せず）で受信した直交変調方式の変調を受けた無
線周波数の信号は周波数変換回路（図示せず）により、
中間周波数信号に変換され、図２にＩＦ ＩＮとして示
す信号となって中間周波増幅回路２０１で増幅される。
受信信号に対する増幅利得が最大の部分は、中間周波増
幅回路２０１であるので、ＡＧＣでは中間周波増幅回路
２０１の利得を制御するのが一般である。図２に示す装
置では、中間周波増幅回路２０１の出力点に検波器２０
２を設け、中間周波増幅回路２０１の出力である中間周
波数信号の振幅に比例する直流電圧を生成し、この直流
電圧により中間周波増幅回路２０１の利得を負帰還制御
する。
成の一例を示すブロック図である。以下、図２について
従来の復調装置の構成と動作とを説明する。アンテナ
（図示せず）で受信した直交変調方式の変調を受けた無
線周波数の信号は周波数変換回路（図示せず）により、
中間周波数信号に変換され、図２にＩＦ ＩＮとして示
す信号となって中間周波増幅回路２０１で増幅される。
受信信号に対する増幅利得が最大の部分は、中間周波増
幅回路２０１であるので、ＡＧＣでは中間周波増幅回路
２０１の利得を制御するのが一般である。図２に示す装
置では、中間周波増幅回路２０１の出力点に検波器２０
２を設け、中間周波増幅回路２０１の出力である中間周
波数信号の振幅に比例する直流電圧を生成し、この直流
電圧により中間周波増幅回路２０１の利得を負帰還制御
する。
【０００３】なお、図２に示す例では準同期検波方式が
用いられている。すなわち、乗算器２０５、２０６にお
いて、中間周波増幅回路２０１の出力とローカル発振器
２０３の出力との乗算による同期検波が行われるが、こ
の場合、中間周波増幅回路２０１の出力周波数とローカ
ル発振器２０３の出力周波数とが正確に一致してはいな
いため、乗算器２０５、２０６の出力は直流成分になら
ず、中間周波増幅回路２０１の出力周波数とローカル発
振器２０３の出力周波数の周波数差の位相回転が残る信
号になる。
用いられている。すなわち、乗算器２０５、２０６にお
いて、中間周波増幅回路２０１の出力とローカル発振器
２０３の出力との乗算による同期検波が行われるが、こ
の場合、中間周波増幅回路２０１の出力周波数とローカ
ル発振器２０３の出力周波数とが正確に一致してはいな
いため、乗算器２０５、２０６の出力は直流成分になら
ず、中間周波増幅回路２０１の出力周波数とローカル発
振器２０３の出力周波数の周波数差の位相回転が残る信
号になる。
【０００４】中間周波増幅回路２０１の出力信号Ｓは、
Ｓ＝Ｉｃｏｓω0 ｔ＋Ｑｓｉｎω0 ｔ ・・・ （１）
で表すことができ（ここに、Ｉは同相信号成分、Ｑは直
交信号成分を表し、直交変調方式の場合ＩとＱとは＋１
又は−１の値を取る）、これに対しローカル発振器２０
３の出力信号Ｌは、Ｌ＝ｃｏｓω1 ｔ ・・・ （２）
で表すことができ、π／２移送器２０４の出力Ｒは Ｒ
＝ｓｉｎω1 ｔ ・・・ （３）で表すことができる。
従って乗算器２０５の出力ＩD は、ＩD ＝Ｉｃｏｓω0
ｔｃｏｓω1 ｔ＋Ｑｓｉｎω0 ｔｃｏｓω1 ｔ ・・・
（４）で表すことができ、乗算器２０６の出力ＱD
は、ＱD ＝Ｉｃｏｓω0 ｔｓｉｎω1 ｔ＋Ｑｓｉｎω0
ｔｓｉｎω1 ｔ ・・・ （５）で表すことができる。
Ｓ＝Ｉｃｏｓω0 ｔ＋Ｑｓｉｎω0 ｔ ・・・ （１）
で表すことができ（ここに、Ｉは同相信号成分、Ｑは直
交信号成分を表し、直交変調方式の場合ＩとＱとは＋１
又は−１の値を取る）、これに対しローカル発振器２０
３の出力信号Ｌは、Ｌ＝ｃｏｓω1 ｔ ・・・ （２）
で表すことができ、π／２移送器２０４の出力Ｒは Ｒ
＝ｓｉｎω1 ｔ ・・・ （３）で表すことができる。
従って乗算器２０５の出力ＩD は、ＩD ＝Ｉｃｏｓω0
ｔｃｏｓω1 ｔ＋Ｑｓｉｎω0 ｔｃｏｓω1 ｔ ・・・
（４）で表すことができ、乗算器２０６の出力ＱD
は、ＱD ＝Ｉｃｏｓω0 ｔｓｉｎω1 ｔ＋Ｑｓｉｎω0
ｔｓｉｎω1 ｔ ・・・ （５）で表すことができる。
【０００５】ｃｏｓω0 ｔｃｏｓω1 ｔ，ｓｉｎω0 ｔ
ｃｏｓω1 ｔ，ｃｏｓω0 ｔｓｉｎω1 ｔ，ｓｉｎω0
ｔｓｉｎω1 ｔは、何れも和周波数（ω0 ＋ω1 ）成分
と差周波数（ω0 −ω1 ）成分を含むが、和周波数成分
はローパスフィルタ２０７、２０８で除去されるので、
ローパスフィルタ２０７の出力ＩA は式（４）から、Ｉ
A ＝（Ｉ／２）ｃｏｓθ＋（Ｑ／２）ｓｉｎθ ・・・
（６）となり、ローパスフィルタ２０８の出力ＱA は
式（４）から、ＱA ＝（Ｑ／２）ｃｏｓθ−（Ｉ／２）
ｓｉｎθ ・・・ （７）となる。
ｃｏｓω1 ｔ，ｃｏｓω0 ｔｓｉｎω1 ｔ，ｓｉｎω0
ｔｓｉｎω1 ｔは、何れも和周波数（ω0 ＋ω1 ）成分
と差周波数（ω0 −ω1 ）成分を含むが、和周波数成分
はローパスフィルタ２０７、２０８で除去されるので、
ローパスフィルタ２０７の出力ＩA は式（４）から、Ｉ
A ＝（Ｉ／２）ｃｏｓθ＋（Ｑ／２）ｓｉｎθ ・・・
（６）となり、ローパスフィルタ２０８の出力ＱA は
式（４）から、ＱA ＝（Ｑ／２）ｃｏｓθ−（Ｉ／２）
ｓｉｎθ ・・・ （７）となる。
【０００６】ここに、θ＝（ω0 −ω1 ）ｔ ・・・
（８）はＳ（式（１））に対するＬ（式（２））の位相
遅れを表し、位相同期がとれておればθ＝０で、式
（６），（７）から、ＩA ＝Ｉ／２ ・・・ （９），
ＱA ＝Ｑ／２ ・・・ （１０）を得る。式（６）、式
（７）で表されるＩA ，ＱA は式（９）、式（１０）で
表されるＩA ，ＱA に比しθだけの位相回転が残ってい
るという。ローパスフィルタ２０７、２０８の出力はそ
れぞれアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄと略記す）２
０９、２１０によりディジタル信号に変換され複素乗算
器２１１に入力される。
（８）はＳ（式（１））に対するＬ（式（２））の位相
遅れを表し、位相同期がとれておればθ＝０で、式
（６），（７）から、ＩA ＝Ｉ／２ ・・・ （９），
ＱA ＝Ｑ／２ ・・・ （１０）を得る。式（６）、式
（７）で表されるＩA ，ＱA は式（９）、式（１０）で
表されるＩA ，ＱA に比しθだけの位相回転が残ってい
るという。ローパスフィルタ２０７、２０８の出力はそ
れぞれアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄと略記す）２
０９、２１０によりディジタル信号に変換され複素乗算
器２１１に入力される。
【０００７】図２の複素乗算器２１１、ＡＧＣ２１２、
ＡＧＣ２１３、誤差検出器２１４、ループフィルタ（Ｌ
ＰＦと略記する）２１５、ＮＣＯ（Numerically Contro
lledOscillator ）（数値制御発振器）２１６の回路
は、式（６）、式（７）で示す信号（位相回転が残って
いる信号）を入力し、複素乗算器２１１での回転対称変
換により、位相回転を除去し、それぞれＩチャネル出力
（Ｉｃｈ ＯＵＴと記す）、Ｑチャネル出力（Ｑｃｈ
ＯＵＴと記す）として得るための回路であって、ＮＣＯ
２１６で、ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ ・・・（１１）を生
成し、Ａ／Ｄ２０９の出力とＡ／Ｄ２１０の出力を、Ｉ
A ＋ｊＱA ・・・ （１２）で表し、式（１１）と式
（１２）の複素乗算を行うと、［｛（Ｉ／２）ｃｏｓθ
＋（Ｑ／２）ｓｉｎθ｝＋ｊ｛（Ｑ／２）ｃｏｓθ−
（Ｉ／２）ｓｉｎθ｝］（ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ）＝
（Ｉ／２）＋ｊ（Ｑ／２）・・・ （１３）となり、複
素乗算器２１１の出力の実数成分としてＩ／２を、虚数
成分としてＱ／２を得ることができる。
ＡＧＣ２１３、誤差検出器２１４、ループフィルタ（Ｌ
ＰＦと略記する）２１５、ＮＣＯ（Numerically Contro
lledOscillator ）（数値制御発振器）２１６の回路
は、式（６）、式（７）で示す信号（位相回転が残って
いる信号）を入力し、複素乗算器２１１での回転対称変
換により、位相回転を除去し、それぞれＩチャネル出力
（Ｉｃｈ ＯＵＴと記す）、Ｑチャネル出力（Ｑｃｈ
ＯＵＴと記す）として得るための回路であって、ＮＣＯ
２１６で、ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ ・・・（１１）を生
成し、Ａ／Ｄ２０９の出力とＡ／Ｄ２１０の出力を、Ｉ
A ＋ｊＱA ・・・ （１２）で表し、式（１１）と式
（１２）の複素乗算を行うと、［｛（Ｉ／２）ｃｏｓθ
＋（Ｑ／２）ｓｉｎθ｝＋ｊ｛（Ｑ／２）ｃｏｓθ−
（Ｉ／２）ｓｉｎθ｝］（ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ）＝
（Ｉ／２）＋ｊ（Ｑ／２）・・・ （１３）となり、複
素乗算器２１１の出力の実数成分としてＩ／２を、虚数
成分としてＱ／２を得ることができる。
【０００８】ところでθは式（８）に示すとおり、時間
ｔと共に変化するので、式（１３）に示す回転対称変換
を行うには、誤差信号を検出し、誤差信号が０になるよ
うに負帰還制御を行う。すなわち、Ｉｃｈ ＯＵＴとＱ
ｃｈ ＯＵＴから誤差検出器２１４でＩｃｈ ＯＵＴの
振幅誤差、Ｑｃｈ ＯＵＴの振幅誤差（振幅誤差をＡｄ
で表す）、及び位相誤差（Ｐｄで表す）を算出し、振幅
誤差によってそれぞれＡＧＣ２１２、ＡＧＣ２１３を負
帰還制御し、位相誤差をＬＰＦ２１５により平滑化して
式（１１）のθの値を負帰還制御する。以上の負帰還制
御により式（６）、式（７）のθの変化に追従して式
（１１）のθが変化し、Ｉｃｈ ＯＵＴ、Ｑｃｈ ＯＵ
Ｔは式（１３）に示す通りになる。
ｔと共に変化するので、式（１３）に示す回転対称変換
を行うには、誤差信号を検出し、誤差信号が０になるよ
うに負帰還制御を行う。すなわち、Ｉｃｈ ＯＵＴとＱ
ｃｈ ＯＵＴから誤差検出器２１４でＩｃｈ ＯＵＴの
振幅誤差、Ｑｃｈ ＯＵＴの振幅誤差（振幅誤差をＡｄ
で表す）、及び位相誤差（Ｐｄで表す）を算出し、振幅
誤差によってそれぞれＡＧＣ２１２、ＡＧＣ２１３を負
帰還制御し、位相誤差をＬＰＦ２１５により平滑化して
式（１１）のθの値を負帰還制御する。以上の負帰還制
御により式（６）、式（７）のθの変化に追従して式
（１１）のθが変化し、Ｉｃｈ ＯＵＴ、Ｑｃｈ ＯＵ
Ｔは式（１３）に示す通りになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の復調装置の構成
と動作とは以上に説明した通りであるが、そのＡＧＣの
部分に問題がある。図４は正規の信号点（黒丸で示す）
と従来のＡＧＣを用いた場合の信号点（白丸で示す）と
の関係を複素平面上に示す模式図であり、黒丸も白丸も
共にＡ／Ｄ２０９とＡＤ２１０の入力点の信号振幅を示
す。黒丸はＡ／Ｄ２０９とＡＤ２１０の出力点で、右上
の点から左回りに読んで、（Ｉ＝＋１，Ｑ＝＋ｊ），
（Ｉ＝−１，Ｑ＝＋ｊ），（Ｉ＝−１，Ｑ＝−ｊ），
（Ｉ＝＋１，Ｑ＝−ｊ）と正確にディジタル符号化され
るが、白丸の場合は（＋１，＋ｊ）よりも小さな値にデ
ィジタル符号化される。
と動作とは以上に説明した通りであるが、そのＡＧＣの
部分に問題がある。図４は正規の信号点（黒丸で示す）
と従来のＡＧＣを用いた場合の信号点（白丸で示す）と
の関係を複素平面上に示す模式図であり、黒丸も白丸も
共にＡ／Ｄ２０９とＡＤ２１０の入力点の信号振幅を示
す。黒丸はＡ／Ｄ２０９とＡＤ２１０の出力点で、右上
の点から左回りに読んで、（Ｉ＝＋１，Ｑ＝＋ｊ），
（Ｉ＝−１，Ｑ＝＋ｊ），（Ｉ＝−１，Ｑ＝−ｊ），
（Ｉ＝＋１，Ｑ＝−ｊ）と正確にディジタル符号化され
るが、白丸の場合は（＋１，＋ｊ）よりも小さな値にデ
ィジタル符号化される。
【００１０】Ａ／Ｄ２０９とＡＤ２１０の入力点の信号
振幅が図４の白丸のようになる原因は、ＡＧＣの制御入
力を与える検波器２０２にある。検波器２０２は中間周
波増幅回路２０１の出力振幅のピーク値に比例する直流
電圧を出力するので、中間周波増幅回路２０１の出力振
幅のピーク値が一定の値になるように制御される。Ｃ／
Ｎ（搬送波対雑音電力比）が所定値以上の信号に対して
は、中間周波増幅回路２０１の出力振幅ピーク値の信号
振幅に対する比（peak factor （ピーク率）という）
は、ほぼ一定に保たれるが、Ｃ／Ｎが劣化するとこの比
が増加する。
振幅が図４の白丸のようになる原因は、ＡＧＣの制御入
力を与える検波器２０２にある。検波器２０２は中間周
波増幅回路２０１の出力振幅のピーク値に比例する直流
電圧を出力するので、中間周波増幅回路２０１の出力振
幅のピーク値が一定の値になるように制御される。Ｃ／
Ｎ（搬送波対雑音電力比）が所定値以上の信号に対して
は、中間周波増幅回路２０１の出力振幅ピーク値の信号
振幅に対する比（peak factor （ピーク率）という）
は、ほぼ一定に保たれるが、Ｃ／Ｎが劣化するとこの比
が増加する。
【００１１】ディジタル無線通信システムでは電波伝搬
の途中で各種のフェージング（fading）を受けることが
多い。例えば、電磁波が導体表面で反射するときは、反
射率はほぼ１、反射波の位相遅れはほぼ１８０°で反射
されるので、反射波と直接波の伝搬距離差が小さい（電
磁波の波長に比して）場所では合成電磁波の強度、すな
わち受信搬送波の強度Ｃが著しく低下する。Ｃが著しく
低下した状態で中間周波増幅回路２０１の出力点で所定
の信号電力を得るためには、中間周波増幅回路２０１の
利得を大きくする必要があり、白色雑音も増幅されて中
間周波増幅回路２０１の出力点における雑音電力が大き
くなる。図５は中間周波増幅回路２０１の出力点におけ
る雑音電力とpeak factor との関係を示す図である。
の途中で各種のフェージング（fading）を受けることが
多い。例えば、電磁波が導体表面で反射するときは、反
射率はほぼ１、反射波の位相遅れはほぼ１８０°で反射
されるので、反射波と直接波の伝搬距離差が小さい（電
磁波の波長に比して）場所では合成電磁波の強度、すな
わち受信搬送波の強度Ｃが著しく低下する。Ｃが著しく
低下した状態で中間周波増幅回路２０１の出力点で所定
の信号電力を得るためには、中間周波増幅回路２０１の
利得を大きくする必要があり、白色雑音も増幅されて中
間周波増幅回路２０１の出力点における雑音電力が大き
くなる。図５は中間周波増幅回路２０１の出力点におけ
る雑音電力とpeak factor との関係を示す図である。
【００１２】一方図６に示すように、Ａ／Ｄ２０９、２
１０の入力レンジａは、Ａ／Ｄ入力ピークパワーｃに対
して余裕を持つて設定される。Ｃ／Ｎが正常なときに、
ＡＤ入力信号パワーｂの値の１に対し、Ａ／Ｄの出力数
値を１にに設定しておくと、Ｃ／Ｎが劣化したとき、中
間周波増幅回路２０１の出力のピーク値が一定になるよ
うに制御されるので、Ａ／Ｄ入力信号パワーｂはＣ／Ｎ
が正常なときの値１よりは低下し、図４の白丸で示すよ
うな信号点がＡ／Ｄの出力信号となる。逆に、図５に示
すpeak factor の変動分ΔＰの最大点でＡＤ入力信号パ
ワーｂの値の１に対し、Ａ／Ｄの出力数値を１に設定し
ておくと、Ｃ／Ｎが正常な状態ではＡ／Ｄの出力数値は
１以上となりＡ／Ｄが飽和するという問題がある。本発
明の目的は従来の復調回路における上述の問題を解決
し、中間周波増幅回路２０１の出力点におけるＣ／Ｎに
関係なく、信号の振幅を所定値に制御することのできる
ＡＧＣを備えた復調装置を提供することである。
１０の入力レンジａは、Ａ／Ｄ入力ピークパワーｃに対
して余裕を持つて設定される。Ｃ／Ｎが正常なときに、
ＡＤ入力信号パワーｂの値の１に対し、Ａ／Ｄの出力数
値を１にに設定しておくと、Ｃ／Ｎが劣化したとき、中
間周波増幅回路２０１の出力のピーク値が一定になるよ
うに制御されるので、Ａ／Ｄ入力信号パワーｂはＣ／Ｎ
が正常なときの値１よりは低下し、図４の白丸で示すよ
うな信号点がＡ／Ｄの出力信号となる。逆に、図５に示
すpeak factor の変動分ΔＰの最大点でＡＤ入力信号パ
ワーｂの値の１に対し、Ａ／Ｄの出力数値を１に設定し
ておくと、Ｃ／Ｎが正常な状態ではＡ／Ｄの出力数値は
１以上となりＡ／Ｄが飽和するという問題がある。本発
明の目的は従来の復調回路における上述の問題を解決
し、中間周波増幅回路２０１の出力点におけるＣ／Ｎに
関係なく、信号の振幅を所定値に制御することのできる
ＡＧＣを備えた復調装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の復調装置ではＡ
／Ｄ２０９とＡ／Ｄ２１０とをＡＧＣループの中に入れ
るＡＧＣ回路を構成した。Ａ／Ｄ２０９の出力は式
（６）に示すように、ＩA ＝（Ｉ／２）ｃｏｓθ＋（Ｑ
／２）ｓｉｎθ であり、Ａ／Ｄ２１０の出力は式
（７）に示すように、ＱA ＝（Ｑ／２）ｃｏｓθ−（Ｉ
／２）ｓｉｎθ であるので、信号電力Ｐは Ｐ＝（ＩA ）2 ＋（ＱA ）2 ＝（１／４）（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ・・・ （１４） となり、θには無関係な数値となる。本発明では式（１
４）に示すＰの値が所定値になるように負帰還制御を行
う。従って、中間周波増幅回路２０１の出力のＣ／Ｎに
は関係なくＰの値、従ってＩとＱの値が制御される。
／Ｄ２０９とＡ／Ｄ２１０とをＡＧＣループの中に入れ
るＡＧＣ回路を構成した。Ａ／Ｄ２０９の出力は式
（６）に示すように、ＩA ＝（Ｉ／２）ｃｏｓθ＋（Ｑ
／２）ｓｉｎθ であり、Ａ／Ｄ２１０の出力は式
（７）に示すように、ＱA ＝（Ｑ／２）ｃｏｓθ−（Ｉ
／２）ｓｉｎθ であるので、信号電力Ｐは Ｐ＝（ＩA ）2 ＋（ＱA ）2 ＝（１／４）（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ・・・ （１４） となり、θには無関係な数値となる。本発明では式（１
４）に示すＰの値が所定値になるように負帰還制御を行
う。従って、中間周波増幅回路２０１の出力のＣ／Ｎに
は関係なくＰの値、従ってＩとＱの値が制御される。
【００１４】すなわち、本願発明のディジタル復調装置
は、直交変調方式の変調を受けた受信波を周波数変換し
て生成した中間周波数信号を増幅し、その増幅利得を制
御するＡＧＣの制御信号入力端子を有する中間周波増幅
回路、この中間周波数信号の位相に位相同期した搬送波
信号、又は中間周波数信号の中心周波数に近接した周波
数の搬送波信号を発生するローカル発振器、このローカ
ル発振器の出力の搬送波にπ／２の位相遅れを与える移
相器、中間周波増幅回路の出力とローカル発振器の出力
との乗算を行う第１の乗算器、中間周波増幅回路の出力
と移相器の出力との乗算を行う第２の乗算器、第１の乗
算器の出力のうち周波数の低い成分だけを抽出する第１
のローパスフィルタ、第２の乗算器の出力のうち周波数
の低い成分だけを抽出する第２のローパスフィルタ、第
１のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換す
る第１のＡ／Ｄ、第２のローパスフィルタの出力をディ
ジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ、第１のＡ／Ｄの出
力と第２のＡ／Ｄの出力とから信号の電力を算出するパ
ワー検出器、このパワー検出器の出力が所定の数値にな
るよう中間周波数増幅回路の利得を制御するフィードバ
ック制御ループを備えたことを特徴とする。
は、直交変調方式の変調を受けた受信波を周波数変換し
て生成した中間周波数信号を増幅し、その増幅利得を制
御するＡＧＣの制御信号入力端子を有する中間周波増幅
回路、この中間周波数信号の位相に位相同期した搬送波
信号、又は中間周波数信号の中心周波数に近接した周波
数の搬送波信号を発生するローカル発振器、このローカ
ル発振器の出力の搬送波にπ／２の位相遅れを与える移
相器、中間周波増幅回路の出力とローカル発振器の出力
との乗算を行う第１の乗算器、中間周波増幅回路の出力
と移相器の出力との乗算を行う第２の乗算器、第１の乗
算器の出力のうち周波数の低い成分だけを抽出する第１
のローパスフィルタ、第２の乗算器の出力のうち周波数
の低い成分だけを抽出する第２のローパスフィルタ、第
１のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換す
る第１のＡ／Ｄ、第２のローパスフィルタの出力をディ
ジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ、第１のＡ／Ｄの出
力と第２のＡ／Ｄの出力とから信号の電力を算出するパ
ワー検出器、このパワー検出器の出力が所定の数値にな
るよう中間周波数増幅回路の利得を制御するフィードバ
ック制御ループを備えたことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。図１は本発明の一実施形態
を示すブロック図で、図１において符号１、３、４、
５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３、１４、
１５、１６で示す部分は、それぞれ図２の符号２０１、
２０３、２０４、２０５、２０６、２０７、２０８、２
０９、２１０、２１１、２１２、２１３、２１４、２１
５、２１６に示す部分に相当し、中間周波増幅回路１、
ローカル発振器３、移送器４、第１の乗算器５、第２の
乗算器６、第１のローパスフィルタ７、第２のローパス
フィルタ８、第１のＡ／Ｄ９、第２のＡ／Ｄ１０、複素
乗算器１１、ＡＧＣ１２、ＡＧＣ１３、誤差検出器１
４、ＬＰＦ１５、ＮＣＯ１６であり、互いに相当する部
分は同様に動作するので重複した説明は省略する。
施の形態について説明する。図１は本発明の一実施形態
を示すブロック図で、図１において符号１、３、４、
５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３、１４、
１５、１６で示す部分は、それぞれ図２の符号２０１、
２０３、２０４、２０５、２０６、２０７、２０８、２
０９、２１０、２１１、２１２、２１３、２１４、２１
５、２１６に示す部分に相当し、中間周波増幅回路１、
ローカル発振器３、移送器４、第１の乗算器５、第２の
乗算器６、第１のローパスフィルタ７、第２のローパス
フィルタ８、第１のＡ／Ｄ９、第２のＡ／Ｄ１０、複素
乗算器１１、ＡＧＣ１２、ＡＧＣ１３、誤差検出器１
４、ＬＰＦ１５、ＮＣＯ１６であり、互いに相当する部
分は同様に動作するので重複した説明は省略する。
【００１６】図１において、符号１７はパワー検出器
（図面ではＰＷＲと略記する）、符号１８はコンパレー
タ（図面ではＣＯＭＰと略記する）、符号１９はＬＰ
Ｆ、符号２０はディジタルアナログ変換器（以下Ｄ／Ａ
と略記する）である。すなわち、図２におけるＡＧＣル
ープは中間周波増幅回路２０１と検波器２０２だけで構
成されるが、図１におけるＡＧＣループは、中間周波増
幅回路２０１と、乗算器５、６と、ローパスフィルタ
７、８と、Ａ／Ｄ９、１０と、パワー検出器１７と、Ｌ
ＰＦ１９と、Ｄ／Ａ２０とを含んで構成される。ＡＧＣ
ループ構成のこの相違だけが、従来の装置に対する本発
明の装置の相違点であるので、以下、主として図１に示
すＡＧＣループの構成について説明する。
（図面ではＰＷＲと略記する）、符号１８はコンパレー
タ（図面ではＣＯＭＰと略記する）、符号１９はＬＰ
Ｆ、符号２０はディジタルアナログ変換器（以下Ｄ／Ａ
と略記する）である。すなわち、図２におけるＡＧＣル
ープは中間周波増幅回路２０１と検波器２０２だけで構
成されるが、図１におけるＡＧＣループは、中間周波増
幅回路２０１と、乗算器５、６と、ローパスフィルタ
７、８と、Ａ／Ｄ９、１０と、パワー検出器１７と、Ｌ
ＰＦ１９と、Ｄ／Ａ２０とを含んで構成される。ＡＧＣ
ループ構成のこの相違だけが、従来の装置に対する本発
明の装置の相違点であるので、以下、主として図１に示
すＡＧＣループの構成について説明する。
【００１７】図３はパワー検出器１７の構成例を示すブ
ロック図で、符号１７１は第１の自乗回路、符号１７２
は第２の自乗回路、符号１７３は加算回路である。第１
の自乗回路１７１は第１のＡ／Ｄ９の出力の自乗の数値
を出力し、第２の自乗回路１７２は第２のＡ／Ｄ１０の
出力の自乗の数値を出力し、加算回路１７３は両自乗回
路１７１、１７２の出力の和を出力する。加算回路１７
３の出力が信号の有効電力となることは、先に式（１
４）に示した通りである。この信号の有効電力が所定値
となるように中間周波数増幅回路１の利得が制御され
る。
ロック図で、符号１７１は第１の自乗回路、符号１７２
は第２の自乗回路、符号１７３は加算回路である。第１
の自乗回路１７１は第１のＡ／Ｄ９の出力の自乗の数値
を出力し、第２の自乗回路１７２は第２のＡ／Ｄ１０の
出力の自乗の数値を出力し、加算回路１７３は両自乗回
路１７１、１７２の出力の和を出力する。加算回路１７
３の出力が信号の有効電力となることは、先に式（１
４）に示した通りである。この信号の有効電力が所定値
となるように中間周波数増幅回路１の利得が制御され
る。
【００１８】パワー検出器１７の出力（ディジタル数）
がコンパレータ１８の一方の入力となり、コンパレータ
１８の他方の入力である基準数値（図面にref で表す）
と比較されその比較結果が出力される。コンパレータ１
８の出力は普通「High」，「Low 」の２値の信号として
出力され、ＬＰＦ１９で積分され、Ｄ／Ａ２０によりア
ナログ電圧に変換されて中間周波増幅回路１の利得をフ
ィードバック制御する。すなわち、図１に示すフィード
バックループでは、パワー検出器１７の出力である信号
電力（式（１４）のＰの値）がコンパレータ１８の他方
の入力である基準数値に一致するように中間周波数増幅
回路１の利得が制御される。従って、Ａ／Ｄ９、Ａ／Ｄ
１０においてディジタル変換に使用する基準電圧値と、
信号電力が制御さるべき所定値（コンパレータ１８の他
方の入力である基準数値）とは互いに関連して設定して
おくことが必要である。
がコンパレータ１８の一方の入力となり、コンパレータ
１８の他方の入力である基準数値（図面にref で表す）
と比較されその比較結果が出力される。コンパレータ１
８の出力は普通「High」，「Low 」の２値の信号として
出力され、ＬＰＦ１９で積分され、Ｄ／Ａ２０によりア
ナログ電圧に変換されて中間周波増幅回路１の利得をフ
ィードバック制御する。すなわち、図１に示すフィード
バックループでは、パワー検出器１７の出力である信号
電力（式（１４）のＰの値）がコンパレータ１８の他方
の入力である基準数値に一致するように中間周波数増幅
回路１の利得が制御される。従って、Ａ／Ｄ９、Ａ／Ｄ
１０においてディジタル変換に使用する基準電圧値と、
信号電力が制御さるべき所定値（コンパレータ１８の他
方の入力である基準数値）とは互いに関連して設定して
おくことが必要である。
【００１９】第１のＡ／Ｄ９の入力が、ＩA ＝（Ｉ／
２）ｃｏｓθ＋（Ｑ／２）ｓｉｎθ ・・・ （６）で
あり、第２のＡ／Ｄ１０の入力がＱA ＝（Ｑ／２）ｃｏ
ｓθ−（Ｉ／２）ｓｉｎθ ・・・ （７）であり、か
つＩとＱは＋１か−１であるので、ＩA もＱA もともに
±ｓｉｎ（θ±π／４）／√２ ・・・ （１５） と
なるので、Ａ／Ｄ９，１０のレンジは＋１／√２から−
１／√２をカバーするようにＡ／Ｄの基準電圧を定め
る。この基準電圧でＩとＱとは＋１か−１に変換され
る。また、これに関連して式（１４）からＰ＝（１／
４）（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）＝１／２となるので、コンパレータ
１８の他方の入力である基準数値（ref ）は１／２とす
る。すなわち、Ｃ／Ｎが正常な場合、Ａ／Ｄ９，１０に
おいてＩとＱとが数値＋１か−１に変換される基準電圧
を用いた場合、中間周波増幅回路１のＣ／Ｎが悪くなっ
た場合は、中間周波増幅回路１の出力振幅のピーク値が
同一の値に制御される図２の回路の場合、信号Ｉ，Ｑの
値は低下するが、図１の回路では式（１４）のＰの値を
所定値にするように、中間周波増幅回路１の出力振幅の
ピーク値が自動的に増幅され、Ａ／Ｄ９，１０の出力は
常に式（１５）で与えられる数値に保たれる。
２）ｃｏｓθ＋（Ｑ／２）ｓｉｎθ ・・・ （６）で
あり、第２のＡ／Ｄ１０の入力がＱA ＝（Ｑ／２）ｃｏ
ｓθ−（Ｉ／２）ｓｉｎθ ・・・ （７）であり、か
つＩとＱは＋１か−１であるので、ＩA もＱA もともに
±ｓｉｎ（θ±π／４）／√２ ・・・ （１５） と
なるので、Ａ／Ｄ９，１０のレンジは＋１／√２から−
１／√２をカバーするようにＡ／Ｄの基準電圧を定め
る。この基準電圧でＩとＱとは＋１か−１に変換され
る。また、これに関連して式（１４）からＰ＝（１／
４）（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）＝１／２となるので、コンパレータ
１８の他方の入力である基準数値（ref ）は１／２とす
る。すなわち、Ｃ／Ｎが正常な場合、Ａ／Ｄ９，１０に
おいてＩとＱとが数値＋１か−１に変換される基準電圧
を用いた場合、中間周波増幅回路１のＣ／Ｎが悪くなっ
た場合は、中間周波増幅回路１の出力振幅のピーク値が
同一の値に制御される図２の回路の場合、信号Ｉ，Ｑの
値は低下するが、図１の回路では式（１４）のＰの値を
所定値にするように、中間周波増幅回路１の出力振幅の
ピーク値が自動的に増幅され、Ａ／Ｄ９，１０の出力は
常に式（１５）で与えられる数値に保たれる。
【００２０】以上は好適な実施形態について本発明を説
明したが、本発明は以上に説明した実施形態によって限
定されるものではないことは言うまでもない。例えば、
図１は本発明が準同期検波の回路に適用されＡ／Ｄ９，
Ａ／Ｄ１０の入力には、式（６）、式（７）に示すよう
に位相回転が残っている場合のＡＧＣについて説明した
が、ローカル発振器３の出力（式（２）参照）の位相が
中間周波数の搬送波（式（１）参照）の位相に位相同期
した同期検波の回路にも本発明を適用することができ
る。また、図１は本発明を直交変調方式の復調装置に適
用した場合を示したが、本発明はＰＳＫ（phase shift
keying）変調方式の復調装置にも適用できる。すなわ
ち、ＰＳＫは式（１）においてＱ＝０となった特殊な直
交変調方式であると考えることができる。
明したが、本発明は以上に説明した実施形態によって限
定されるものではないことは言うまでもない。例えば、
図１は本発明が準同期検波の回路に適用されＡ／Ｄ９，
Ａ／Ｄ１０の入力には、式（６）、式（７）に示すよう
に位相回転が残っている場合のＡＧＣについて説明した
が、ローカル発振器３の出力（式（２）参照）の位相が
中間周波数の搬送波（式（１）参照）の位相に位相同期
した同期検波の回路にも本発明を適用することができ
る。また、図１は本発明を直交変調方式の復調装置に適
用した場合を示したが、本発明はＰＳＫ（phase shift
keying）変調方式の復調装置にも適用できる。すなわ
ち、ＰＳＫは式（１）においてＱ＝０となった特殊な直
交変調方式であると考えることができる。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ａ
ＧＣループ内にＡ／Ｄを含んでいるため、フェージング
や白色雑音による外乱によりＡ／Ｄ入力レベルが変動し
た場合であっても、Ａ／Ｄ出力は基準レベルに収束する
ように動作する。そのため、Ａ／Ｄ入力レベルを最大に
設定してもＡ／Ｄでオーバーフローすることはない。ま
た、Ａ／Ｄ後のディジタル信号からＡＧＣの制御信号を
得ているので、温度特性の影響を受けにくい等の効果が
ある。
ＧＣループ内にＡ／Ｄを含んでいるため、フェージング
や白色雑音による外乱によりＡ／Ｄ入力レベルが変動し
た場合であっても、Ａ／Ｄ出力は基準レベルに収束する
ように動作する。そのため、Ａ／Ｄ入力レベルを最大に
設定してもＡ／Ｄでオーバーフローすることはない。ま
た、Ａ／Ｄ後のディジタル信号からＡＧＣの制御信号を
得ているので、温度特性の影響を受けにくい等の効果が
ある。
【図１】本発明の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】従来の装置の一例を示すブロック図である。
【図３】図１のパワー検出器の一例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】直交変調方式の正規の信号点と、従来の装置に
より検出される信号点との関係を示す模式図である。
より検出される信号点との関係を示す模式図である。
【図５】中間周波増幅回路の出力点の信号に含まれる雑
音電力とpeak factor との関係を示す模式図である。
音電力とpeak factor との関係を示す模式図である。
【図６】図１、図２のＡ／Ｄの入力レンジ、Ａ／Ｄ入力
のピーク電力、Ａ／Ｄ入力の信号パワーの関係を示す模
式図である。
のピーク電力、Ａ／Ｄ入力の信号パワーの関係を示す模
式図である。
１ 中間周波増幅回路 ３ ローカル発振器 ４ π／２移送器 ５ 第１の乗算器 ６ 第２の乗算器 ７ 第１のローパスフィルタ ８ 第２のローパスフィルタ ９ 第１のＡ／Ｄ １０ 第２のＡ／Ｄ １１ 複素乗算器 １２ ＡＧＣ １３ ＡＧＣ １４ 誤差検出器 １５ ＬＰＦ １６ ＮＣＯ １７ パワー検出器 １８ コンパレータ １９ ＬＰＦ ２０ Ｄ／Ａ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｑ 7/38 Ｈ０４Ｂ 7/26 １０９Ｎ Ｆターム(参考） 5J100 JA01 KA05 LA00 LA02 LA09 LA11 QA01 SA02 5K004 AA05 FG02 FH01 FH04 FH06 FJ08 5K020 AA08 CC03 DD21 DD23 EE04 EE05 EE16 FF00 GG16 LL01 LL07 5K061 AA04 AA13 BB12 BB14 CC11 CC14 CC23 CC27 CC52 5K067 AA03 BB02 DD51 EE02 EE10 GG11
Claims (6)
- 【請求項１】 直交変調方式の変調を受けた受信波を周
波数変換して生成した中間周波数信号を増幅し、その増
幅利得を制御するＡＧＣ（Automatic Gain Control）
（自動利得制御）の制御信号入力端子を有する中間周波
増幅回路、 前記中間周波数信号の位相に位相同期した搬送波信号、
又は前記中間周波数信号の中心周波数に近接した周波数
の搬送波信号を発生するローカル（local ）発振器、 このローカル発振器の出力の搬送波にπ／２の位相遅れ
を与える移相器、 前記中間周波増幅回路の出力と前記ローカル発振器の出
力との乗算を行う第１の乗算器、 前記中間周波増幅回路の出力と前記移相器の出力との乗
算を行う第２の乗算器、 前記第１の乗算器の出力のうち周波数の低い成分だけを
抽出する第１のローパスフィルタ、 前記第２の乗算器の出力のうち周波数の低い成分だけを
抽出する第２のローパスフィルタ、 前記第１のローパスフィルタの出力をディジタル信号に
変換する第１のアナログディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ
と略記する）、 前記第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に
変換する第２のＡ／Ｄ、 前記第１のＡ／Ｄの出力と前記第２のＡ／Ｄの出力とか
ら信号の電力を算出するパワー検出器、 このパワー検出器の出力が所定の数値になるよう前記中
間周波数増幅回路の利得を制御するフィードバック制御
ループ、 を備えたことを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の復調装置において、 前記パワー検出器は、 前記第１のＡ／Ｄの出力の自乗値を算出する第１の自乗
回路、 前記第２のＡ／Ｄの出力の自乗値を算出する第２の自乗
回路、 前記第１の自乗回路の出力と前記第２の自乗回路の出力
とを加算する加算回路、 を備えたことを特徴とする復調装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の復調装置において、 前記フィードバック制御ループは、 前記パワー検出器の出力を前記所定の数値と比較するコ
ンパレータ、 このコンパレータの出力を平滑化するループフィルタ、 このループフィルタの出力をアナログ電圧に変換するデ
ィジタルアナログ変換器、 このディジタルアナログ変換器の出力を制御信号として
前記中間周波増幅回路の前記ＡＧＣ制御信号入力端子に
入力する手段、 を備えたことを特徴とする復調装置。 - 【請求項４】 請求項１記載の復調装置において、 前記第１のＡ／Ｄ及び第２のＡ／Ｄにおけるディジタル
変換のための基準電圧と前記パワー検出器の制御目標値
となる前記所定の数値とは、互いに関連して定められる
ことを特徴とする復調装置。 - 【請求項５】 請求項１記載の復調装置において、 前記中間周波増幅回路の出力をＳ＝Ｉｃｏｓω０ ｔ
＋Ｑｓｉｎω0 ｔで表し、前記ローカル発振器の出力を
Ｌ＝ｃｏｓω1 ｔで表すとき、 前記第１のローパスフィルタの出力は、 ＩA ＝（Ｉ／２）ｃｏｓ（ω0 −ω1 ）ｔ＋（Ｑ／２）
ｓｉｎ（ω0 −ω1 ）ｔ となり、 前記第２のローパスフィルタの出力は ＱA ＝（Ｑ／２）ｃｏｓ（ω0 −ω1 ）ｔ−（Ｉ／２）
ｓｉｎ（ω0 −ω1 ）ｔ となり、 前記パワー検出器の出力（ＩA ）2 ＋（ＱA ）2 ＝（１
／４）（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） となることを特徴とする復調装置。 - 【請求項６】 請求項５記載の復調装置において、 前記第１のＡ／Ｄの出力 ＩA ＝（Ｉ／２）ｃｏｓ（ω0 −ω1 ）ｔ＋（Ｑ／２）
ｓｉｎ（ω0 −ω1 ）ｔ と、 前記第２のＡ／Ｄの出力 ＱA ＝（Ｑ／２）ｃｏｓ（ω0 −ω1 ）ｔ−（Ｉ／２）
ｓｉｎ（ω0 −ω1 ）ｔ とを、ＩA ＋ｊＱA として複素乗算器の一方の入力と
し、該複素乗算器の他方の入力として ｃｏｓ（ω0 −
ω1 ）ｔ＋ｊｓｉｎ（ω0 −ω1 ）ｔを入力し、複素乗
算の結果（１／２）（Ｉ＋ｊＱ）を得ることを特徴とす
る復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9613499A JP2000295304A (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9613499A JP2000295304A (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000295304A true JP2000295304A (ja) | 2000-10-20 |
Family
ID=14156929
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9613499A Pending JP2000295304A (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000295304A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008053895A (ja) * | 2006-08-23 | 2008-03-06 | Fujitsu Ltd | 無線受信機及びその利得制御方法 |
| WO2008109416A1 (en) * | 2007-03-02 | 2008-09-12 | Skyworks Solutions, Inc. | System and method for adjacent channel power detection and dynamic bandwidth filter control |
| JP2010021603A (ja) * | 2008-07-08 | 2010-01-28 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル無線の受信装置 |
| JP2011259451A (ja) * | 2001-02-16 | 2011-12-22 | Qualcomm Incorporated | ダイレクトコンバート受信機アーキテクチャ |
-
1999
- 1999-04-02 JP JP9613499A patent/JP2000295304A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011259451A (ja) * | 2001-02-16 | 2011-12-22 | Qualcomm Incorporated | ダイレクトコンバート受信機アーキテクチャ |
| US8615212B2 (en) | 2001-02-16 | 2013-12-24 | Qualcomm Incorporated | Direct conversion receiver architecture |
| US8626099B2 (en) | 2001-02-16 | 2014-01-07 | Qualcomm Incorporated | Direct conversion receiver architecture |
| US8634790B2 (en) | 2001-02-16 | 2014-01-21 | Qualcomm Incorporated | Direct conversion receiver architecture with digital fine resolution variable gain amplification |
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| US7804922B2 (en) | 2007-03-02 | 2010-09-28 | Skyworks Solutions, Inc. | System and method for adjacent channel power detection and dynamic bandwidth filter control |
| US8111793B2 (en) | 2007-03-02 | 2012-02-07 | Ying Shi | System and method for adjacent channel power detection and dynamic bandwidth filter control |
| US8559574B2 (en) | 2007-03-02 | 2013-10-15 | Intel Corporation | System and method for adjacent channel power detection and dynamic bandwidth filter control |
| JP2010021603A (ja) * | 2008-07-08 | 2010-01-28 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル無線の受信装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
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