JP2000196560A - ディジタル通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ヌルサブキャリアが不要なパイロットシンボル
を伝送可能にして伝送効率を向上させる。 【解決手段】ガードインターバル除去部１７の出力のう
ちパイロットシンボルは、窓関数演算部２３に供給され
る。窓関数生成部２４は例えばハニング窓を生成し、窓
関数演算部２３によってＯＦＤＭシンボルにはハニング
窓が乗算される。これにより、サブキャリアの干渉が発
生して、ＦＦＴ処理後の出力は、サブキャリア毎に電力
値が変化する。この変化は、キャリア周波数ずれに対応
したものとなる。既知系列生成器２２は、周波数ずれ毎
にこの既知の系列を生成し、キャリア周波数誤差推定部
２１は、実際のＦＦＴ出力と既知系列との相関によって
周波数誤差を求める。また、サンプリングタイミング誤
差推定部２６は、ＦＦＴ部１９の出力からサンプリング
誤差を推定して、サンプリングタイミングクロック生成
部１５を制御する。これにより、パイロットシンボルに
ヌルは不要となり、伝送効率が向上する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信システ
ムや無線ＬＡＮシステム等に適用されるディジタル通信
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、音声や映像又はデータ等のディジ
タル情報を伝送するディジタル通信システムの開発が進
められており、移動体においてディジタル通信を行なう
システムも開発されている。移動体通信では、ビル等の
建築物やその他の反射物による複数の反射波（マルチパ
ス）の影響を考慮する必要がある。つまり受信点では、
複数の送信局からの電波が到達することになる。このマ
ルチパスの現象は、信号に歪みを生じさせ、受信品質を
劣化させる大きな原因となる。

【０００３】また、マルチメディア情報等を扱うディジ
タル通信システムでは、多様な要求品質への対応が求め
られる。たとえば、小型な携帯情報端末を用いたマルチ
メディアディジタル通信では、任意の地点から網等に接
続する移動通信の利便性を有しつつ、高信頼な信号伝送
が必要となる。

【０００４】移動体通信に限らず、ディジタル通信で
は、送信機から伝送される情報を復元するために、周波
数同期やタイミング同期を達成する必要がある。特に、
移動体通信においては、受信状態が時々刻々変化する。
また、同期を確立するには、ある程度の時間を要する。
同期がはずれた状態では、情報の復元は、不可能である
ので、同期がはずれた場合の回復のためにも、高速な周
波数同期及びタイミング同期が必要となる。

【０００５】マルチメディア情報等の伝送にはパケット
通信が適している。パケット通信では、時分割多元接続
（ＴＤＭＡ）のように一定の周期ではなくランダムにパ
ケットが送信される。このように、マルチメディア情報
等を扱うディジタル通信システムでは、伝送される信号
がバースト的に発生する。このため、同期の確立はパケ
ット毎に行う必要があり、短い時間で同期を確立する必
要がある。

【０００６】ところで、マルチパス伝搬路における遅延
波の影響の低減に有効な方法として、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing）がある。ＯＦ
ＤＭは、伝送情報を分割して複数の低速なディジタル信
号を生成し、その複数信号で直交関係にあるサブキャリ
アを独立に変調する方式である。マルチキャリアを用い
た並列伝送によって、信号伝送速度を低くでき、更に、
ＯＦＤＭ特有のガード区間を設けることによって、単一
キャリア変調方式と比べて遅延波の影響を低減すること
ができる。

【０００７】以下にＯＦＤＭ方式の概要について説明す
る。

【０００８】図１２は、送信側に用いられるＯＦＤＭ変
調装置の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ変調装
置には、送信データが入力される。この送信データは、
シリアル／パラレル変換部３１に供給されて、低速な複
数の伝送シンボルからなるデータに変換される。つま
り、伝送情報を分割して、複数の低速なディジタル信号
を生成する。このパラレルデータは、逆高速フーリエ変
換（ＩＦＦＴ）部３２に供給される。

【０００９】パラレルデータは、ＯＦＤＭを構成する各
サブキャリアに割り当てられ、周波数領域においてマッ
ピングされる。ここで、各サブキャリアに対してＢＰＳ
Ｋ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の変調が施さ
れる。マッピングデータは、ＩＦＦＴ演算を施すことに
よって、周波数領域の送信データから時間領域の送信デ
ータに変換される。これにより、互いに直交する関係に
ある複数のサブキャリアが夫々独立に変調されたマルチ
キャリア変調信号が生成される。ＩＦＦＴ部３２の出力
は、ガードインターバル付加部３３に供給される。

【００１０】ガードインターバル付加部３３では、図１
３に示すように、伝送データの有効シンボルの後部をガ
ードインターバルとして、伝送シンボル毎に有効シンボ
ル期間の前部にコピー付加する。ガードインターバル付
加部３３で得られたベースバンド信号は、直交変調部３
４に供給される。

【００１１】直交変調部３４は、ガードインターバル付
加部３３から供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に対
して、ＯＦＤＭ変調装置の局部発振器３５から供給され
るキャリア信号を用いて、直交変調を施し、中間周波数
（ＩＦ）又は無線周波数（ＲＦ）に周波数変換し、所望
の伝送周波数帯域に周波数変換した後に伝送路に出力す
る。

【００１２】図１４は、受信側に用いられるＯＦＤＭ復
調装置の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ復調装
置には、図１２のＯＦＤＭ変調装置によって生成された
ＯＦＤＭ信号が所定の伝送路を介して入力される。

【００１３】このＯＦＤＭ復調装置に入力されたＯＦＤ
Ｍ受信信号は、直交復調部４１に供給される。直交復調
部４１は、ＯＦＤＭ受信信号に対して、ＯＦＤＭ復調装
置の局部発振器４２から供給されるキャリア信号を用い
て、直交復調を施し、ＲＦ又はＩＦからベースバンドに
周波数変換し、ベースバンドＯＦＤＭ信号を得る。この
ＯＦＤＭ信号は、ガードインターバル除去部４３に供給
される。

【００１４】ガードインターバル除去部４３は、ＯＦＤ
Ｍ変調装置のガードインターバル付加部３３で付加され
た信号を、図示しないシンボルタイミング同期部から供
給されるタイミング信号に従って除去する。ガードイン
ターバル除去部４３で得られた信号は、高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）部４４に供給される。

【００１５】ＦＦＴ部４４は、入力される時間領域の受
信データにＦＦＴ演算を施すことによって周波数領域の
受信データに変換する。更にサブキャリア信号は周波数
領域においてデマッピングされ、各サブキャリア毎にパ
ラレルデータが生成される。ここで、各サブキャリアに
施されたＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ
等の変調に対する復調がなされたことになる。ＦＦＴ部
４４で得られたパラレルデータは、パラレル／シリアル
変換部４５に供給されて、受信データとして出力され
る。

【００１６】以上説明したように、ＯＦＤＭ復調装置で
は、変調装置から伝送される情報を復元するために、キ
ャリア周波数同期やタイミング周波数同期を達成する必
要がある。

【００１７】ＯＦＤＭでは、サブキャリア間隔が狭く、
各サブキャリアが直交配置されているため、ＯＦＤＭ復
調装置の局部発振器から供給されるキャリア周波数とＯ
ＦＤＭ変調装置のキャリア周波数とがずれて周波数オフ
セットが存在すると、サブキャリア間の直交性が崩れ、
受信特性が著しく劣化する。従って、ＯＦＤＭではキャ
リア周波数同期の達成が極めて重要である。

【００１８】ＯＦＤＭの周波数同期法に関しては、電子
情報通信学会技術研究報告書ＲＣＳ９７−２１０（１９
９８−０１）の「高速無線ＬＡＮ用ＯＦＤＭ変調方式の
同期系に関する検討」や同ＲＣＳ９４−１５２（１９９
５−０２）の「ＯＦＤＭにおける周波数及びタイミング
オフセットの高速同期捕捉の検討」等に示されている。

【００１９】以下、上記報告書に記載されている従来の
ＯＦＤＭの周波数同期法に関して説明する。

【００２０】ＯＦＤＭの周波数同期法は、大まかに、周
波数領域での処理によるものと、時間領域での処理によ
るものに分類される。時間領域での処理としては、ガー
ドインターバルが有効シンボル期間の後部のコピーであ
ることを利用し、このガードインターバルと有効シンボ
ル期間の後部との相関演算から、キャリア周波数誤差を
推定する方式、ＯＦＤＭ有効シンボル内を２分割し、２
分割した内の前部と後部に同一の信号を配置し、両者の
相関演算からキャリア周波数誤差を推定する方式、同一
シンボルを２回以上繰り返し送信し、両者の相関演算か
らキャリア周波数誤差を推定する方式等が挙げられる。
前述したＲＣＳ９７−２１０は、時間領域での処理を行
なっている。

【００２１】周波数領域での処理としては、パイロット
シンボルを送信する方式が挙げられる。適当なパイロッ
ト信号を送信し、パイロット信号のフーリエ変換の出力
結果を基に、送信されるパイロット信号の周波数を推定
するのである。パイロット信号の周波数等が既知であれ
ば、キャリア周波数誤差を推定することができる。前述
したＲＣＳ９４−１５２は、周波数領域での処理を行な
っている。

【００２２】ところで、上述したように、パイロット信
号を用いた方式では、フーリエ変換結果からパイロット
信号の周波数を算出する必要がある。この算出に有効な
提案として、電子情報通信学会論文誌Ａ，Ｖｏｌ．Ｊ７
０−Ａ，Ｎｏ．５，１９９７の「ＦＦＴを用いた高精度
周波数決定法」がある。この提案は上述したＲＳＣ９４
−１５２においても、パイロットシンボルの周波数を高
精度で計算する方法として利用されている。

【００２３】Ｊ７０−Ａに示されている計算式は、周波
数を推定する信号列、つまりＦＦＴ演算を施す系列に複
数の周波数成分が含まれていても、夫々が十分離れてい
ればお互いに影響を与えないことを利用している。これ
により、個別に周波数を推定することができるようにな
っている。

【００２４】Ｊ７０−Ａによれば、雑音の無い条件下で
は、図１５に示すように、ＦＦＴ演算を施す系列に含ま
れる複数の周波数、つまり離散スペクトルの間隔が４以
上離れていれば（離散スペクトルの間は、ヌル）、２つ
の周波数の干渉はほとんど起こらないことを開示してい
る。

【００２５】ＲＣＳ９４−１５２のＯＦＤＭの周波数同
期法は、パイロットシンボルに対しＪ７０−Ａの周波数
推定法を適用し、キャリア周波数誤差を推定する。従っ
て、パイロットシンボルにおいて設定されるパイロット
キャリアの間隔は、４以上離す必要がある。

【００２６】ところが、このような周波数誤差推定方法
では、パイロットシンボルを頻繁に伝送することによっ
て伝送効率が低下する。一方、伝送効率を低下させない
ためにパイロットシンボルを送信する頻度を抑えてしま
うと、周波数誤差推定精度が劣化してしまうという問題
がある。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】このように、マルチメ
ディア情報を取り扱ったディジタル通信システムにおい
ては、高信頼な信号伝送が必要であり、このため、短い
時間で同期を確立する必要がある。更に、ＯＦＤＭで
は、サブキャリア間隔が狭く、各サブキャリアが直交配
置されていることから、周波数オフセットが存在する
と、サブキャリア間の直交性が崩れ、受信特性が著しく
劣化するので、キャリア周波数同期は極めて重要であ
る。

【００２８】しかしながら、従来、パイロットシンボル
を用いたキャリア周波数誤差推定法では、パイロットキ
ャリア同士がお互いに影響を与えないようにするため
に、パイロットシンボルにおいて設定されるパイロット
キャリアの間隔は、４以上離す必要がある。即ち、パイ
ロットキャリア相互間に情報の伝送に直接寄与しない多
くのヌルサブキャリアを設ける必要がある。このため、
伝送効率が低下してしまうという問題点があった。

【００２９】また、差動符号化を採用した場合には、デ
ータシンボル前に初期位相を決定するスタートシンボル
を別途送信する必要がある。伝送効率を向上させるため
に、このスタートシンボルをパイロットシンボル中に含
ませて伝送することが考えられるが、パイロットキャリ
ア間に多くのヌルサブキャリアを設ける必要があること
から、パイロットシンボルを自由に用いることができ
ず、スタートシンボルの割り当てが困難であるという問
題点もあった。

【００３０】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、ヌルサブキャリアを設けないパイロットシ
ンボルを用いた場合でも、短時間で且つ確実に周波数同
期を確立することを可能にすることができるディジタル
通信装置を提供することを目的とする。

【００３１】また、本発明は、パイロットシンボルの設
定の自由度を大きくして伝送効率を向上させることがで
きるディジタル通信装置を提供することを目的とする。

【００３２】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
ディジタル通信装置は、所定の既知系列のパイロット信
号を含むパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号が入
力され、再生キャリアによってベースバンド信号を得る
周波数変換手段と、再生タイミングクロックによって前
記ベースバンド信号を標本化する標本化手段と、前記標
本化されたベースバンド信号に窓関数を乗じて出力する
窓関数演算手段と、前記窓関数演算手段の出力を周波数
領域の出力に変換する復号手段と、前記復号手段からの
出力に基づいて前記標本化手段が用いる再生タイミング
クロックのタイミング誤差を推定して前記再生タイミン
グクロックのタイミングを制御するサンプルタイミング
誤差推定部とを具備したものであり、本発明の請求項２
に係るディジタル通信装置は、所定の既知系列のパイロ
ット信号を含むパイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信
号が入力され、再生キャリアによってベースバンド信号
を得る周波数変換手段と、再生タイミングクロックによ
って前記ベースバンド信号を標本化する標本化手段と、
前記標本化されたベースバンド信号に窓関数を乗じて出
力する窓関数演算手段と、前記窓関数演算手段の出力を
周波数領域の出力に変換する復号手段と、前記所定の既
知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャリア周波数毎
に生成する既知系列生成手段と、前記復号手段からの出
力と前記既知系列生成手段が生成した系列との相関に基
づいて前記周波数変換手段が用いる再生キャリアの周波
数誤差を推定して前記再生キャリア周波数を制御する周
波数誤差推定手段と、前記復号手段からの出力に基づい
て前記標本化手段が用いる再生タイミングクロックのタ
イミング誤差を推定して前記再生タイミングクロックの
タイミングを制御するサンプルタイミング誤差推定部と
を具備したものである。

【００３３】本発明の請求項１において、ＯＦＤＭ信号
は周波数変換手段によってベースバンド信号に変換さ
れ、標本化手段によって再生タイミングクロックによっ
て標本化される。標本化されたベースバンド信号は、窓
関数演算手段によって矩形窓以外の窓関数が乗じられた
後、復号手段によって周波数領域の出力に変換される。
復号手段の出力は、サブキャリア毎に既知系列及び窓関
数に基づく大きさを有する。サンプルタイミング誤差推
定部は復号手段からの出力に基づいて前記標本化手段が
用いる再生タイミングクロックのタイミング誤差を推定
して再生タイミングクロックのタイミングを制御する。
これにより、再生タイミングクロックを制御する。

【００３４】本発明の請求項２において、復号手段の出
力は、サブキャリア毎に既知系列及び窓関数に基づく大
きさを有する。この大きさは既知系列及び窓関数に応じ
てキャリア周波数毎に既知であり、既知系列生成手段
は、キャリア周波数毎にこの既知の系列を生成する。周
波数誤差推定手段は、既知系列生成手段からの既知系列
と復号手段の出力との相関によって、キャリア周波数誤
差を推定し、これにより、再生キャリアの周波数を制御
する。また、サンプルタイミング誤差推定部は復号手段
からの出力に基づいて前記標本化手段が用いる再生タイ
ミングクロックのタイミング誤差を推定して再生タイミ
ングクロックのタイミングを制御する。

【００３５】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について詳細に説明する。図１は本発明に係る
ディジタル通信装置の一実施の形態を示すブロック図で
ある。

【００３６】図１において、受信機は、アンテナ１０、
図示しない高周波低雑音増幅器を有するＲＦ部１１、局
部発振器１２、ＲＦ部１１の出力に対して局部発振器１
２の出力を用いて周波数変換を行なう周波数変換部１
３、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４、サンプリングタ
イミングクロック生成部１５、ＬＰＦ１４の出力に対し
てサンプリングタイミングクロック生成部１５から出力
される信号で標本化及び量子化を行なうアナログ／ディ
ジタル変換器（以下、Ａ／Ｄという）１６、ガードイン
ターバル除去部１７、シリアル／パラレル変換部１８、
ＦＦＴ部１９、パラレル／シリアル変換部２０、キャリ
ア周波数誤差推定部２１、既知系列生成器２２、窓関数
演算部２３、窓関数生成部２４、切換器２５及びサンプ
リングタイミング誤差推定部２６によって構成されてい
る。

【００３７】アンテナ１０にはＯＦＤＭ信号が誘起す
る。このＯＦＤＭ信号は図示しないＯＦＤＭ送信装置に
よって生成されて伝送されたものである。ＯＦＤＭ信号
はパイロットシンボルを含んでいる。本実施の形態にお
いては、パイロットシンボルは、パイロットサブキャリ
ア系列が既知であればよく、自由に設定可能である。

【００３８】図２はこのようなＯＦＤＭ送信信号のフレ
ーム構成を示す説明図である。

【００３９】送信信号は、フレーム単位で伝送される。
フレームは、例えば図２に示す構成を有する。図２にお
いて、フレームの第１シンボルは、無変調のヌルシンボ
ルである。ヌルシンボルは、ガードフレームの一部を兼
ねる。受信機は、ヌルシンボルを用いることによって、
受信信号振幅をモニタし、フレームの開始タイミングを
検出し、これによって、パイロットシンボルが伝送され
るタイミングを把握する。図２では、ヌルシンボルは、
１シンボル長であるが、複数シンボルであっても１シン
ボル長以下であっても構わない。なお、このヌルシンボ
ルは本実施の形態に特有のシンボルではなく、従来から
用いられているものである。

【００４０】パイロットシンボルは、各サブキャリア対
して既知系列が割り当てられている。また、パイロット
シンボルは、パイロットサブキャリアのみで構成するこ
とが可能であるし、パイロットサブキャリアとデータサ
ブキャリアとで構成することも可能である。

【００４１】直交変調信号に対して同期検波を行なう場
合には、受信機が絶対位相を把握できるように、既知信
号が送信されなければならない。また、差動符号化を行
なう場合には、スタートシンボルが送信されなければな
らない。本実施の形態においては、後述するように、パ
イロットシンボルを用いた周波数誤差の推定の際に、パ
イロットサブキャリアの間隔を離す必要がないことか
ら、パイロットシンボルにヌルサブキャリアを設ける必
要がなく、従って、全てのサブキャリアを用いて情報を
送信することができる。

【００４２】このため、周波数同期用のパイロットシン
ボルをパイロット信号の伝送用だけでなく、通常のデー
タの伝送用又はスタートシンボルの伝送用として兼用す
ることができ、伝送効率の劣化を防ぐことができる。

【００４３】本実施の形態は、受信したＯＦＤＭ信号系
列に所定の窓関数を乗ずることによって、複数のキャリ
ア相互間で干渉を生じさせ、パイロット既知系列とキャ
リア周波数ずれとに基づいてキャリア周波数ずれを推定
すると共に、サブキャリア間の位相差に基づいてサンプ
リングタイミングのずれを推定するものである。

【００４４】図１において、アンテナ１０からのＯＦＤ
Ｍ信号はＲＦ部１１に供給される。ＲＦ部１１は、入力
された信号を高周波低雑音増幅器によって増幅した後に
周波数変換部１３に供給する。周波数変換部１３は、Ｒ
Ｆ部１１からのＯＦＤＭ信号をＩＦ帯の信号に変換す
る。更に、周波数変換部１３は、局部発振器１２から同
相軸キャリア及び直交軸キャリアが与えられており、こ
れらの同相軸及び直交軸キャリアを用いてＩＦ帯のＯＦ
ＤＭ信号を直交復調して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号
を生成するようになっている。局部発振器１２は後述す
るキャリア周波数誤差推定部２１から制御信号が与えら
れて、発振周波数が制御されるようになっている。

【００４５】周波数変換部１３からのベースバンドＯＦ
ＤＭ信号は、同相軸検波（Ｉ軸）信号と直交軸検波（Ｑ
軸）信号とから構成される複素信号である。ベースバン
ドＯＦＤＭ信号は、ＩＦ帯を経ることなく直接ＲＦ帯の
信号から生成することも可能である。

【００４６】ベースバンドＯＦＤＭ信号は、ＬＰＦ１４
に供給される。ＬＰＦ１４はベースバンドＯＦＤＭ信号
を帯域制限してＡ／Ｄ１６に出力する。Ａ／Ｄ１６は、
サンプリングタイミングクロック生成部１５からタイミ
ングクロックが与えられ、このタイミングクロックを用
いてＬＰＦ１４の出力を標本化すると共に量子化する。

【００４７】サンプリングタイミングクロック生成部１
５は、サンプリングタイミング誤差推定部２６から出力
されるタイミングクロック制御信号によって制御され
て、サンプリングタイミングクロックを生成するように
なっている。

【００４８】Ａ／Ｄ１６からのＯＦＤＭ信号はガードイ
ンターバル除去部１７に供給される。ガードインターバ
ル除去部１７は、ＯＦＤＭシンボルに付加されているガ
ードインターバルを除去して切換器２５に出力するよう
になっている。切換器２５は、入力されたＯＦＤＭシン
ボルのうちパイロットシンボルについては後述する窓関
数演算部２３を介してシリアル／パラレル変換部１８に
与え、その他のシンボルについては直接シリアル／パラ
レル変換部１８に供給するにようなっている。

【００４９】シリアル／パラレル変換部１８は、入力さ
れたＯＦＤＭシンボルをパラレルデータに変換してＦＦ
Ｔ部１９に出力する。ＦＦＴ部１９は、入力系列に対し
てＦＦＴ演算を行ない、周波数領域の複素データ系列
（サブキャリア信号）を得る。更に、ＦＦＴ部１９は、
サブキャリア信号を周波数領域においてデマッピングし
て、各サブキャリア毎にパラレルデータを生成する。

【００５０】このパラレルデータはパラレル／シリアル
変換部２０に供給されると共に、キャリア周波数誤差推
定部２１及びサンプリングタイミング誤差推定部２６に
も供給される。パラレル／シリアル変換部２０は、入力
されたパラレルデータをシリアルデータに変換して受信
データとして出力するようになっている。

【００５１】本実施の形態においては、窓関数演算部２
３、窓関数生成部２４、キャリア周波数誤差推定部２
１、既知系列生成部２２及びサンプリングタイミング誤
差推定部２６によって、周波数ずれ及びサンプリングタ
イミングのずれを推定するようになっている。

【００５２】次に、これらの回路部によるキャリア周波
数ずれの推定方法について説明する。先ず、受信信号の
周波数領域系列について説明する。説明を簡単にするた
め、等価低域におけるＯＦＤＭ受信信号を取り扱う。ま
た、時間領域から周波数領域への変換に、ＤＦＴ（Disc
rete Fourier transfom）を用いるものとして説明す
る。等価低域におけるＯＦＤＭ受信信号ｒ（ｔ）は、下
記（１）式によって表すことができる。

【００５３】 但し、Ｎs はＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの数
を示し、ＮはＦＦＴのポイント数を示し、Δω0 はキャ
リア角周波数オフセットを示し、Δθ0 は位相オフセッ
トを示し、ｎ（ｔ）は白色ガウス雑音を示し、Ｔs は有
効シンボル長を示している。また、ｕはＯＦＤＭシンボ
ル番号であり、ｖはサブキャリア番号である。そして、
ｄuvは送信する符号を示し、ＱＰＳＫの場合には、ｄuv
∈｛Ａuvｅｘｐ（ｊ２πｋ／４），（ｋ＝０，１，２，
３）｝である。また、Ａuvは振幅を示し、ヌルサブキャ
リアの場合にはＡuv＝０である。

【００５４】ｘuv（ｔ）は第ｕＯＦＤＭシンボル、第ｖ
サブキャリアにおけるＯＦＤＭの孤立パルス応答であ
り、下記（２），（３）式で与えられる。

【００５５】 但し、ｈ（ｔ）はチャネルのインパルス応答であり、ｆ
v は第ｖサブキャリア周波数である。ＴはＯＦＤＭシン
ボル長である。

【００５６】ここで、有効シンボル当たりＮサンプルで
標本化した場合の第ｋ番目のサンプリングタイミングを
ｔk とする。上述したように、パイロットシンボル以外
のシンボルは、ディジタル信号に変換された後、ガード
インターバル除去部１７から切換器２５及びシリアル／
パラレル変換部１８を介してＦＦＴ部１９に供給されて
ＦＦＴ処理される。パイロットシンボル以外のシンボル
については、ＤＦＴの入力系列は、ｒ（ｔk ）となる。
但し、ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１）である。

【００５７】なお、上記（２），（３）式に示すよう
に、ＤＦＴは、それ自体、矩形窓の窓関数演算を行なっ
ているのと等価である。つまり、受信信号をそのままＤ
ＦＴの入力系列とすることは、受信信号に対して矩形窓
の窓関数演算を行なっているのと等価である。以下、説
明を簡略化するために、窓関数演算とは矩形窓以外の窓
関数を時間領域信号に対して乗ずることを示すものとす
る。なお、矩形窓による窓関数演算を指す場合には、そ
の旨を明記する。

【００５８】周波数ずれがない場合、つまりサブキャリ
ア周波数とＤＦＴ系列が表現できる離散周波数とが合致
する場合においては、所定のサブキャリア周波数のみに
スペクトルが存在し、隣接するサブキャリア周波数に現
れる電力は０である。即ち、この場合にはサブキャリア
干渉は発生しない。これは、ＯＦＤＭでは、サブキャリ
アは、直交配置されているためである。

【００５９】逆に、周波数ずれがある場合、つまりサブ
キャリア周波数とＤＦＴ系列が表現できる離散周波数と
が合致しない場合には、スペクトル広がりによって、サ
ブキャリア間干渉が発生する。周波数ずれが無い場合に
は、サブキャリア番号ｋの周波数においてのみスペクト
ルが存在したが、周波数ずれがある場合には、隣接する
サブキャリア周波数においても電力値が観測される。こ
のスペクトルの広がりの現象は、窓関数に依存する。各
サブキャリアに対して信号が割り当てられる場合、つま
り、離散スペクトルが複数の場合には、サブキャリア間
干渉電力は夫々の線形和で表される。

【００６０】ここで、すべてのサブキャリアにパイロッ
ト信号が等電力で配置された場合について考える。仮
に、このパイロット信号に対して、窓関数を乗ずること
なくＤＦＴ演算のみを施すものとする。また伝搬路は、
無歪みであり理想的であるとする。パイロットシンボル
にはヌルキャリアを設けていないことから、従来技術で
述べた周波数推定法は、適用できない。いま、周波数ず
れが無いものとすると、送信系列がそのままＤＦＴの出
力系列として再生される。つまり、送信系列は、送信時
と同一の周波数位置で観測される。更に、ＤＦＴの出力
系列は、等電力である。逆に、周波数ずれがあるとする
と、前述した理由により、サブキャリア間干渉が発生す
る。そして、窓関数を乗ずることなくＤＦＴ演算のみを
施す場合には、ＤＦＴの出力系列は、サブキャリア間干
渉の大きさによらず等電力となってしまう。

【００６１】この理由から、本実施の形態においては、
周波数間隔をあけずに配置されたパイロットキャリアに
対して窓関数演算を行なうことにより周波数ずれを検出
可能にしている。即ち、Ａ／Ｄ１６の出力のうちパイロ
ットシンボルについては、切換器２５によって窓関数演
算部２３に供給するようになっている。

【００６２】窓関数生成部２４は、例えばハニング窓の
窓関数を生成して窓関数演算部２３に供給するようにな
っている。例えば、長さがＮのハニング窓ｗH （ｋ）は
下記（４）式によって示される。

【００６３】 そして、本実施の形態においては、ＦＦＴ部１９におい
て、窓関数演算の出力系列に対してＤＦＴ処理を施すよ
うになっている。ＦＦＴ部１９からの周波数領域系列Ｒ
（ｋ）は下記（５）式によって与えられる。

【００６４】 送信器のキャリア周波数と受信器のキャリア周波数とが
合致しない場合、つまり、キャリア周波数ずれがある場
合、サブキャリア間干渉が生じる。サブキャリア間干渉
は、窓関数、キャリア周波数誤差、パイロットして配置
された既知シンボルの位相関係に依存する。ハニング窓
においては、サイドローブの極大値は急激に減少する
が、メインローブが広がることから、サブキャリア間の
直交性は失われる。

【００６５】つまり、メインローブに広がりが生じる窓
関数を用いれば、すべてのサブキャリアにパイロット信
号が等電力で配置されたパイロットシンボルにおいて
も、窓関数演算を行なった系列に対するＤＦＴの出力系
列Ｒ（ｋ）の大きさ［|Ｒ（ｋ）|＝｛Ｒ（ｋ）Ｒ＊
（ｋ）｝の平方根］は、サブキャリア間干渉の影響を受
けてサブキャリア毎に変化する。

【００６６】ここで、Ｒ＊（ｋ）はＲ（ｋ）の複素共役
である。

【００６７】つまり、サブキャリア干渉は、キャリア周
波数誤差に従って変化するため、逆に各サブキャリア毎
の電力差によって、周波数ずれの量ｘが検出できる。ｘ
は、受信信号から算出したＤＦＴの出力系列と、基準と
なる参照系列の電力値のとの相関を求め、相関がもっと
も高くなるｘを検出することによって推定される。参照
系列は、周波数のずれｘがある場合に理想的に得られる
ＤＦＴの出力系列である。なお、周波数ずれｘが異なる
条件においてあらかじめ計算しておいた参照系列を複数
有しておくことよって、相関演算に要する計算量を削減
することが出来る。

【００６８】周波数ずれ量の推定は、キャリア周波数誤
差推定部２１によって行う。キャリア周波数誤差推定部
２１には既知系列生成器２２から既知系列の情報も与え
られている。キャリア周波数誤差推定部２１は、ＦＦＴ
部１９の出力と既知系列の情報とに基づいてずれ量を求
める。

【００６９】キャリア周波数誤差推定部２１は、窓関数
演算されＦＦＴ復調されて得られた周波数領域の受信信
号系列を、周波数誤差推定のための信号系列|Ｌ（ｋ）|
を算出する。この|Ｌ（ｋ）|と既知系列生成器２２から
の|Ｆ（ｋ）|との相関から、周波数オフセットｘを推定
する。周波数オフセットｘは、例えば、両者の２乗誤差
（|Ｌ（ｋ）|−|Ｆ（ｋ）|）の２乗が最少となるような
ｘを検索することによっても得られる。また、|Ｌ
（ｋ）|を算出する際、受信信号系列に対して、位相に
関する繰り返し周期毎に平均演算を行なえば、雑音の影
響の低減が可能となる。キャリア周波数誤差推定部２１
は、推定した周波数オフセットｘを０にするように、局
部発振周波数を制御するようになっている。

【００７０】Ｒ（ｋ）の大きさが周期的に変化する系列
として、例えば有効サブキャリア数６４（ｋ＝０，１，
…，６３）で、各サブキャリアの変調方式がＱＰＳＫの
場合には、下記（６）式に示す符号系列ξ（ｋ）が挙げ
られる。

【００７１】 各サブキャリアの電力が周期的に変化するような系列を
パイロット信号として用いることにより、一周期分に縮
退して平均化したのちに、相関を計算することが可能と
なる。このため、キャリア周波数誤差を検出するために
要する計算量を大幅に削減することができる。

【００７２】次に、サンプリングタイミング誤差の推定
方法について説明する。

【００７３】図３は、パイロットシンボルにおける受信
信号系列の大きさ｜Ｒ（ｋ）｜の例を示している。符号
系列ξ（k ）は、前述の（６）式であり、窓関数はハニ
ング窓である。またサンプリングタイミングは、最適点
である。｜Ｒ（ｋ）｜の大きさは、４サブキャリア毎に
繰り返される。Ｉg は、繰り返し周期を示し、図３で
は、Ｉg ＝４である。｜Ｒ（ｋ）｜は、周波数オフセッ
トにより変化する。周波数ずれは、この｜Ｒ（ｋ）｜の
変化を観測することによって、達成される。

【００７４】図４は、パイロットシンボルにおける受信
信号系列Ｒ（ｋ）の複素表示である。つまり、図４をス
カラ表示したものが図３である。パイロットシンボルに
おいて伝送される既知符号系列ξ（k ）の位相関係は、
窓関数演算によって生じるサブキャリア間干渉によって
変化する。なお、図４は、符号系列ξ（k ）として
（６）式を用いた場合の例である。

【００７５】ここで、繰り返し周期毎の受信信号系列Ｒ
（ｋ）に着目する。つまり、（ｋｍｏｄｕｌｏ Ｉg ）
＝ｉを満たすサブキャリアについて着目する。例えばｉ
＝３の場合、Ｒ（３）、Ｒ（７）、Ｒ（１１）…に着目
する。これらの位相は、無線伝搬路の伝達特性がフラッ
トであれば、同一の値を有している。

【００７６】図５は、サンプリングタイミングが最適点
からずれた場合の受信信号系列の複素表示である。Ｒ
（ｋ）は、サンプリングタイミングが最適な場合、Ｒ’
（ｋ）は、最適点からずれた場合である。Ｒ（ｋ）と
Ｒ’（ｋ）の位相差は、サブキャリア番号が大きくなる
にしたがって増加していることが分かる。

【００７７】ここで、前述したように、繰り返し周期毎
の受信信号系列Ｒ（ｋ）に着目する。（ｋ ｍｏｄｕｌ
ｏ Ｉg ）＝ｉを満たすサブキャリアの位相は、サンプ
リングタイミングが最適点である場合、同一の値を有し
ている。つまり、Ｒ（３）、Ｒ（７）、Ｒ（１１）…
は、同一の値を有している。したがって、Ｒ（ｎ×Ｉg
＋ｉ）・Ｒ（（ｎ＋１）×Ｉg ＋ｉ）＝０である（ｎは
自然数）。

【００７８】ところが、サンプリングタイミングが最適
点からずれている場合、Ｒ’（３）、Ｒ’（７）、Ｒ’
（１１）、…は、同値ではない。つまり、Ｒ’（ｎ×Ｉ
g ＋ｉ）・Ｒ’（（ｎ＋１）×Ｉg ＋ｉ）＝０である。

【００７９】このことから、Ｒ’（ｋ）を観測すること
によってサンプリングタイミングのずれが推定できるこ
とになる。

【００８０】図６は、サンプリングタイミングがずれて
いる場合の受信信号系列Ｒ’（ｋ）の位相を示してい
る。Ｒ’（ｋ）を結ぶ直線の傾きは、サンプリングタイ
ミングのずれΔτによって変化する。つまり、サンプリ
ングタイミングのずれの推定には、受信信号系列間の位
相差Δθ、もしくは直線の傾きを得る必要がある。

【００８１】理想的な条件下では、Ｒ’（ｋ）は、図６
のような分布となる。しかし実際には、雑音等により受
信信号系列Ｒ（ｋ）の分布には、バラツキが生じる。こ
の様子を図７に示す。低ＣＮＲ時の推定程度の劣化は、
加算平均演算によって解消される。サブキャリア間の位
相差Δθは、下記（７）式によって得られる。

【００８２】 またサブキャリア間の位相差は、各受信信号系列Ｒ’
（ｋ）との２乗誤差が最小となる直線（下記（８）式）
を算出することによっても得られる。直線の傾き、つま
り式Ｂのａ１は、下記（９）式によっても得ることが出
来る。

【００８３】 なおＦＦＴを実行する際、ＦＦＴの端に存在するサンプ
ルは、特性上誤差が大きい。このため、受信信号系列間
の位相差もしくは直線の傾きの算出時には、これらのサ
ンプルを除外することによって、サンプリングタイミン
グのずれの推定精度を向上させることが出来る。ＦＦＴ
の端に存在するサンプルとは、ＮポイントのFFTの場合
には、ｋ＝１、及びＮ近傍を指す。

【００８４】こうして得られたサブキャリア間の位相差
Δθ、もしくは直線の傾きａ１から、ＯＦＤＭシンボル
長で正規化したサンプリングタイミングのずれΔτは、 Δτ＝ａ１／（２π）＝Δθ／（２πＩg ） …（１０） によって求められる。

【００８５】サンプリングタイミング誤差推定部２６は
上記（１０）式に基づいて、サンプリングタイミングク
ロック生成部１５に供給する制御信号を生成している。

【００８６】図８は図１中のサンプリングタイミング誤
差推定部２６の具体的な構成を示すブロック図である。

【００８７】シリアル／パラレル変換部１８の出力は、
ＦＦＴ部１９に入力される。なお、ＦＦＴ部１９のポイ
ント数は、Ｎとする。ＦＦＴ部１９では、入力された時
間領域信号を周波数領域信号に変換して出力する。ＦＦ
Ｔ部１９の出力の一部は、サンプリングタイミング誤差
推定部２６に入力される。サンプリングタイミング誤差
推定部２６は、位相差検出部５０、平均化部５１及びサ
ンプリングタイミング誤差計算部５２によって構成され
ている。これらのブロックでは、前述した位相誤差推定
方式に基づいて動作する。

【００８８】位相差検出部５０には、ＦＦＴ部１９の出
力が入力される。ＦＦＴ部１９の出力をＲ（ｋ）とす
る。Ｒ（ｋ）は複素信号であり、またｋ＝０,１,…,Ｎ
−１である。位相差検出部５０は、Ｒ（ｋ）を用いて、
繰り返し周期Ｉg 毎の受信信号系列の位相差Δθiを算
出する。Δθｉは、次式（１１）で計算される。

【００８９】 但し、ｉ＝０、１、…、Ｉg −１である。

【００９０】位相差検出部５０は、Δθｉを計算し、平
均化部５１に出力する。つまり、位相差検出部５０から
は、Ｉg 通りの信号が出力される。平均化部５１は、入
力信号の平均を算出する。平均化部５２の出力は、ｘ
１、ｘ２、…、ｘ＿（Ｉg −１）が入力された場合に
は、下記（１２）式となる。

【００９１】 平均化部５１の出力は、サンプリングタイミング誤差計
算部５２に入力される。サンプリングタイミング誤差計
算部５２は、入力された信号を元にサンプリングタイミ
ング誤差を計算する。なおこの操作はあらかじめ計算さ
れたデータ変換テーブルを参照することで代用が可能で
ある。更に、このサンプリングタイミング誤差情報を元
に、サンプリングタイミングクロック生成部１５に供給
される制御信号が生成される。

【００９２】なお、位相差推定部５０において、位相差
Δθiを計算する際に、｜Ｒ（ｋ）｜が大きい、つまり
大きな振幅の信号から得られた信号を用いて位相差を推
定することによって、サンプリングタイミング誤差の推
定精度の向上が可能となる。

【００９３】図９は図８に示したサンプリングタイミン
グ誤差推定部の変形例を示したものである。サンプリン
グタイミング誤差推定部５４は、位相差検出部５０、重
み付き平均化部５５及びサンプリングタイミング誤差計
算部５２から構成される。位相差検出部５０、及びサン
プリングタイミング誤差計算部５２の構成は、図８と同
様である。重み付き平均化部５５には、位相差検出部５
０の出力と共にＦＦＴ部５１からの出力が入力される。

【００９４】図１０は図９中の重み付き平均化部５５の
具体的な構成を示す回路図である。重み付き平均化部５
５は、重み計算部５６、定係数乗算器５７及び加算器５
８によって構成される。重み計算部５６は、ＦＦＴ部５
１からの出力ｒ（ｋ）を用いて、位相差検出器５０から
出力された信号Δθ０、Δθ１、…、Δθ＿Ｉg に対し
て掛け合わせる重み信号ｗｉを算出する。重み信号ｗｉ
と位相差検出器５０から出力された信号Δθｉとの乗算
は、乗算器５７により行う。乗算器５７の出力は、夫々
加算器５８に入力される。加算器５８は、入力信号の加
算演算を行ない、結果を出力する。

【００９５】重み信号ｗｉは、ＦＦＴ部１９からの出力
されたＲ（ｋ）を用いて決定される。例えばｗｉは、｜
Ｒ（ｋ）｜の大きさ、つまり信号振幅の大きさを用いて
決定される。例えば、重み信号ｗｉは、信号振幅の大き
さ｜Ｒ（ｋ）｜に従って順位を付け、大きい方より、あ
らかじめ定められた数分だけ選択することによって決定
される。例えば、Σ＿ｎ｜Ｒ（ｎ・Ｉg ＋ｉ）｜をｉ＝
０、…、Ｉg −１について計算し、総数Ｉg の内の信号
振幅の大きい上位Ｉg −２を選択し、選択された場合の
重みとして１／（Ｉg −２）を、選択されなかった場合
の重みを０とする。また、別の例として、もっとも簡便
な重み信号ｗｉとして、例えば、ｗｉ＝１／Ｉg （Ｉg
＝０、…、Ｉg −１）が挙げられる。本方式によれば、
信頼度の高い信号を元にサンプリングタイミング誤差の
推定が出来るため、サンプリングタイミング誤差の推定
精度の向上が可能となる。

【００９６】次に、このように構成された実施の形態の
動作について説明する。

【００９７】送信側においては、例えば図２に示すフレ
ームのＯＦＤＭ信号を伝送するものとし、図２中のパイ
ロットシンボルは、（６）式に示す系列ξ（ｋ）をパイ
ロットサブキャリア系列とする信号であるものとする。
なお、パイロットシンボルとしてヌルサブキャリアを含
まないこのような特殊な系列を用いることができ、この
パイロットシンボルをスタートシンボルとしても兼用す
ることができる。

【００９８】アンテナ１０は受信したＯＦＤＭ信号をＲ
Ｆ部１１に供給する。ＲＦ部１１によって、ＯＦＤＭ信
号は周波数変換される。更に、ＲＦ部１１は、局部発振
器１２からの同相軸及び直交軸キャリアを用いてＯＦＤ
Ｍ信号を直交復調して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を
ＬＰＦ１４に供給する。

【００９９】ベースバンドＯＦＤＭ信号は、ＬＰＦ１４
によって帯域制限され、Ａ／Ｄ１６によってディジタル
信号に変換されてガードインターバル除去部１７に供給
される。Ａ／Ｄ１６の出力は上記（２），（３）式によ
って示される。ガードインターバル除去部１７は、ＯＦ
ＤＭシンボルに付加されているガードインターバルを除
去して切換器２５に出力する。

【０１００】切換器２５は、図示しない制御部によって
制御されて、パイロットシンボル以外のシンボルについ
ては、直接シリアル／パラレル変換部１８に与え、パイ
ロットシンボルについては窓関数演算部２３を介してシ
リアル／パラレル変換部１８に与える。

【０１０１】いま、パイロットシンボルが切換器２５に
入力されるものとする。切換器２５によって窓関数演算
部２３に供給されたパイロットシンボルは、窓関数生成
部２４からの窓関数と乗算される。窓関数演算部２３の
出力はシリアル／パラレル変換部１８において、ＦＦＴ
部１９のポイント数にパラレル変換されてＦＦＴ部１９
に供給される。ＦＦＴ部１９は入力されたパラレルデー
タをＦＦＴ処理する。

【０１０２】窓関数生成部２４が（４）式に示すハニン
グ窓ｗH（ｋ） を出力するものとすると、ＦＦＴ部１９
からの周波数領域系列Ｒ（ｋ）は、上記（５）式によっ
て与えられる。

【０１０３】キャリア周波数誤差推定部２１は、ＦＦＴ
部１９の出力が与えられており、系列Ｒ（ｋ）の大きさ
［|Ｒ（ｋ）|＝｛Ｒ（ｋ）Ｒ＊（ｋ）｝の平方根］を算
出する。上述したように、（６）式では、Ｒ（ｋ）の大
きさが４サブキャリア周期で周期的に変化するパイロッ
トサブキャリア系列を用いており、キャリア周波数誤差
推定部２１は、ＦＦＴ部２１の出力を縮退して平均化す
る。

【０１０４】キャリア周波数誤差推定部２１は、電力値
の変化のパターンと既知系列生成器２２で発生したパタ
ーンとの相関によって、周波数ずれｘを推定する。そし
て、キャリア周波数誤差推定部２１は、周波数ずれｘを
０にするように局部発振器１２を制御する。こうして、
キャリア同期が達成される。

【０１０５】一方、サンプリングタイミング誤差推定部
２６は、ＦＦＴ部１９の出力から上記（ａ）式に示す演
算を行って、サブキャリア間の位相差θを求め、上記
（ｄ）式によって、タイミングタイミングのずれΔτを
算出する。サンプリングタイミング誤差推定部２６は、
このΔτを０にするように、サンプリングタイミングク
ロック生成部１５を制御する。こうして、タイミング同
期が達成される。

【０１０６】このように本実施の形態においては、受信
信号のフーリエ変換出力を利用して、受信機におけるキ
ャリア周波数のずれの推定及びサンプリングのタイミン
グのずれの推定を行ない、キャリア周波数の同期捕捉、
及び、サンプリングタイミングの同期捕捉を行う。この
ため、パイロットシンボルにヌルサブキャリアを設ける
必要はなく、パイロットシンボルを自由に設定可能であ
り、伝送効率を向上させることができる。

【０１０７】図１１は本発明の他の実施の形態を示すブ
ロック図である。図１１において図１と同一の構成要素
には同一符号を付して説明を省略する。

【０１０８】図１の実施の形態においては、キャリア周
波数誤差推定部２１とサンプリングタイミング誤差推定
部２６とは相互に独立して動作する。これに対し、本実
施の形態は、キャリアキャリア周波数誤差推定部２１か
ら得られる情報を用いてサンプリングタイミング誤差推
定を行うものである。

【０１０９】本実施の形態は、既知系列生成部２２に代
えてタイミング情報を用いた既知系列生成部６０を設け
た点が図１の実施の形態と異なる。既知系列生成部６０
にはサンプリングタイミング誤差推定部２６において推
定されたサンプリングタイミング誤差情報が入力され
る。

【０１１０】タイミング情報を用いた既知系列生成部６
０は、キャリア周波数誤差推定の際の基準となる参照系
列を出力する。参照系列は、無歪みの理想的な条件にお
いて、パイロット信号を受信し、その受信信号に対して
窓関数演算を行なった後にＤＦＴを施して得られる周波
数領域信号である。図１に示した既知系列生成部２２
は、周波数ずれがある場合に理想的に得られた参照系列
を生成する。これに対し、本実施の形態におけるタイミ
ング情報を用いた既知系列生成部６０は、サンプリング
タイミング誤差推定部２６において推定されたサンプリ
ングタイミング誤差情報を用いて、周波数ずれ及びサン
プリングタイミングずれがある場合に理想的に得られた
参照系列を生成する。生成された参照系列は、キャリア
キャリア周波数誤差推定部２１に供給される。

【０１１１】このように構成された実施の形態において
は、サンプリングタイミング誤差推定部２６において推
定されたサンプリングタイミング誤差情報が既知系列生
成部６０に供給される。既知系列生成部６０は、周波数
ずれ及びサンプリングタイミングずれがある場合に理想
的に得られた参照系列を生成する。キャリアキャリア周
波数誤差推定部２１は既知系列生成部６０からの参照系
列を用いてキャリア周波数誤差を推定する。これによ
り、キャリア周波数誤差推定部２１において、サンプリ
ングタイミング誤差による劣化が少ない高信頼なキャリ
ア周波数誤差の推定が可能となる。

【０１１２】他の作用は図１の実施の形態と同様であ
る。

【０１１３】このように、本実施の形態においては、図
１の実施の形態と同様の効果が得られると共に、キャリ
ア周波数誤差の推定精度を一層向上させることができる
という効果を有する。

【０１１４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ヌ
ルサブキャリアを設けないパイロットシンボルを用いた
場合でも、短時間で且つ確実に周波数同期を確立するこ
とを可能にすることができると共に、パイロットシンボ
ルの設定の自由度を大きくして伝送効率を向上させるこ
とができるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るディジタル通信装置の一実施の形
態を示すブロック図。

【図２】図１の実施の形態におけるフレーム構成を示す
説明図。

【図３】図１の実施の形態を説明するためのグラフ。

【図４】図１の実施の形態を説明するためのグラフ。

【図５】図１の実施の形態を説明するためのグラフ。

【図６】図１の実施の形態を説明するためのグラフ。

【図７】図１の実施の形態を説明するためのグラフ。

【図８】図１中のサンプリングタイミング誤差推定部２
６の具体的な構成を示すブロック図。

【図９】図８の変形例を示すブロック図。

【図１０】図９中の重み付き平均化部５５の具体的な構
成を示す回路図。

【図１１】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。

【図１２】ＯＦＤＭ変調装置を示すブロック図。

【図１３】ＯＦＤＭのシンボルの構成を示す説明図。

【図１４】ＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図。

【符号の説明】

１２…局部発振器、１３…周波数変換部、１９…ＦＦＴ
部、２１…キャリア周波数誤差推定部、２２…既知系列
生成部、２３…窓関数演算部、２４…窓関数生成部、２
６…サンプリングタイミング誤差推定部

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の既知系列のパイロット信号を含む
   パイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、
   再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変
   換手段と、 再生タイミングクロックによって前記ベースバンド信号
   を標本化する標本化手段と、 前記標本化されたベースバンド信号に窓関数を乗じて出
   力する窓関数演算手段と、 前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換す
   る復号手段と、 前記復号手段からの出力に基づいて前記標本化手段が用
   いる再生タイミングクロックのタイミング誤差を推定し
   て前記再生タイミングクロックのタイミングを制御する
   サンプルタイミング誤差推定部とを具備したことを特徴
   とするディジタル通信装置。
2. 【請求項２】 所定の既知系列のパイロット信号を含む
   パイロット信号が挿入されたＯＦＤＭ信号が入力され、
   再生キャリアによってベースバンド信号を得る周波数変
   換手段と、 再生タイミングクロックによって前記ベースバンド信号
   を標本化する標本化手段と、 前記標本化されたベースバンド信号に窓関数を乗じて出
   力する窓関数演算手段と、 前記窓関数演算手段の出力を周波数領域の出力に変換す
   る復号手段と、 前記所定の既知系列及び前記窓関数に基づく系列をキャ
   リア周波数毎に生成する既知系列生成手段と、 前記復号手段からの出力と前記既知系列生成手段が生成
   した系列との相関に基づいて前記周波数変換手段が用い
   る再生キャリアの周波数誤差を推定して前記再生キャリ
   ア周波数を制御する周波数誤差推定手段と、 前記復号手段からの出力に基づいて前記標本化手段が用
   いる再生タイミングクロックのタイミング誤差を推定し
   て前記再生タイミングクロックのタイミングを制御する
   サンプルタイミング誤差推定部とを具備したことを特徴
   とするディジタル通信装置。
3. 【請求項３】 前記既知系列生成手段は、前記サンプル
   タイミング誤差推定部が推定した前記タイミング誤差の
   情報を用いて、前記所定の既知系列及び前記窓関数に基
   づく系列をキャリア周波数毎に生成することを特徴とす
   る請求項２に記載のディジタル通信装置。
4. 【請求項４】 前記サンプルタイミング誤差推定部は、
   前記周波数領域に変換する復号手段の一部が入力される
   ことを特徴とする請求項１又は２のいずれか一方に記載
   のディジタル通信装置。
5. 【請求項５】 前記サンプルタイミング誤差推定部は、
   前記周波数領域に変換する復号手段からの入力を保存す
   るメモリと、メモリに格納されたデータを加算平均する
   手段と、前記加算平均する手段からの出力に基づいて、
   再生タイミングクロックのタイミングを制御する信号を
   生成する手段とを具備することを特徴とする請求項１又
   は２のいずれか一方に記載のディジタル通信装置。