JP2000188568A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
- Publication number
- JP2000188568A JP2000188568A JP11288109A JP28810999A JP2000188568A JP 2000188568 A JP2000188568 A JP 2000188568A JP 11288109 A JP11288109 A JP 11288109A JP 28810999 A JP28810999 A JP 28810999A JP 2000188568 A JP2000188568 A JP 2000188568A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- weight
- time
- step size
- baseband signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 時分割伝送方式における受信装置において、
簡単な信号処理で、しかも合成ウエイトの収束速度が高
速な、適応アレーダイバーシティ受信を行うことを目的
とする。 【解決手段】 各アンテナ（ブランチ）１で受信された
信号は受信回路２によりベースバンド信号へ変換され、
複素乗算部１００および複素加算部１５により合成され
る。複素乗算部１００のウエイトはウエイト計算部３０
で計算される。ウエイト計算部３０のウエイト更新アル
ゴリズムにおいて、ＬＭＳにおけるステップサイズを可
変とする。すなわち初期値を大きい値に設定し、各タイ
ムスロットの中で時間の経過に応じて減少させ、タイム
スロットが変わる度に初期化する。これにより、通常の
ＬＭＳと同程度の演算量でウエイト更新の収束速度を高
速化させることができる。
簡単な信号処理で、しかも合成ウエイトの収束速度が高
速な、適応アレーダイバーシティ受信を行うことを目的
とする。 【解決手段】 各アンテナ（ブランチ）１で受信された
信号は受信回路２によりベースバンド信号へ変換され、
複素乗算部１００および複素加算部１５により合成され
る。複素乗算部１００のウエイトはウエイト計算部３０
で計算される。ウエイト計算部３０のウエイト更新アル
ゴリズムにおいて、ＬＭＳにおけるステップサイズを可
変とする。すなわち初期値を大きい値に設定し、各タイ
ムスロットの中で時間の経過に応じて減少させ、タイム
スロットが変わる度に初期化する。これにより、通常の
ＬＭＳと同程度の演算量でウエイト更新の収束速度を高
速化させることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル変調され
た無線周波信号の受信に用いられ、複数のアンテナによ
って同信号を受信する受信装置に関するものである。
た無線周波信号の受信に用いられ、複数のアンテナによ
って同信号を受信する受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年移動体通信分野において、秘話性の
向上、ＩＳＤＮ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃ
ｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）網やコンピュ
ータ等との親和性、周波数資源の有効利用等の観点か
ら、無線通信のデジタル化が進行している。周波数資源
を有効利用するためには、同一の周波数（チャネル）の
電波をできるだけ近い繰り返し距離で再利用することが
望ましい。しかし周波数の繰り返し利用距離を縮めると
同一チャネルを使用している近隣の移動局または基地局
からの干渉（同一チャネル干渉）が増加するため、伝送
品質が低下する問題がある。
向上、ＩＳＤＮ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃ
ｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）網やコンピュ
ータ等との親和性、周波数資源の有効利用等の観点か
ら、無線通信のデジタル化が進行している。周波数資源
を有効利用するためには、同一の周波数（チャネル）の
電波をできるだけ近い繰り返し距離で再利用することが
望ましい。しかし周波数の繰り返し利用距離を縮めると
同一チャネルを使用している近隣の移動局または基地局
からの干渉（同一チャネル干渉）が増加するため、伝送
品質が低下する問題がある。
【０００３】ところで、移動通信ではフェージングが発
生するため、伝送品質（デジタル通信においては誤り
率）が著しく悪化する。このため、通常は２本以上のア
ンテナおよび受信回路（ブランチ）で受信する空間ダイ
バーシティ受信により、フェージングによる伝送品質劣
化を補償している。
生するため、伝送品質（デジタル通信においては誤り
率）が著しく悪化する。このため、通常は２本以上のア
ンテナおよび受信回路（ブランチ）で受信する空間ダイ
バーシティ受信により、フェージングによる伝送品質劣
化を補償している。
【０００４】ブランチ合成法すなわち複数の受信回路か
ら出力される信号を一つにまとめる方法としては、受信
信号強度（以下、ＲＳＳＩと表記する）が最も高いブラ
ンチの出力を受信出力とする検波後選択合成が最も一般
的である。さらに受信特性を改善する合成法としては検
波後最大比合成法が知られている。一般に最大比合成を
行う場合は、ブランチ毎に復調回路によって得られるベ
ースバンド信号を、直交・同相の２つの成分毎に等しい
ウエイトでそれぞれ重み付け加算することによって得
る。
ら出力される信号を一つにまとめる方法としては、受信
信号強度（以下、ＲＳＳＩと表記する）が最も高いブラ
ンチの出力を受信出力とする検波後選択合成が最も一般
的である。さらに受信特性を改善する合成法としては検
波後最大比合成法が知られている。一般に最大比合成を
行う場合は、ブランチ毎に復調回路によって得られるベ
ースバンド信号を、直交・同相の２つの成分毎に等しい
ウエイトでそれぞれ重み付け加算することによって得
る。
【０００５】上記ダイバーシティ受信は単にフェージン
グだけでなく、同一チャネル干渉に対しても伝送品質劣
化を改善することが知られているが、さらに有効な同一
チャネル干渉特性を実現する方式として、「適応ダイバ
ーシティ」「最小自乗合成ダイバーシティ」「ＬＭＳア
ダプティブアレー」等と称する適応アレーダイバーシテ
ィ受信機が提案されている。具体的には、特開平７−１
５４１２９や特開平９−８２０４００公報に同受信機の
構成が開示されている。このような適応アレーダイバー
シティ受信を行うことにより、同一チャネル干渉が低減
され、周波数利用効率を高めることができる。
グだけでなく、同一チャネル干渉に対しても伝送品質劣
化を改善することが知られているが、さらに有効な同一
チャネル干渉特性を実現する方式として、「適応ダイバ
ーシティ」「最小自乗合成ダイバーシティ」「ＬＭＳア
ダプティブアレー」等と称する適応アレーダイバーシテ
ィ受信機が提案されている。具体的には、特開平７−１
５４１２９や特開平９−８２０４００公報に同受信機の
構成が開示されている。このような適応アレーダイバー
シティ受信を行うことにより、同一チャネル干渉が低減
され、周波数利用効率を高めることができる。
【０００６】この適応アレーダイバーシティ受信機で
は、２本以上のアンテナで得られた受信信号を複素ベー
スバンド信号に変換する受信回路が各ブランチ毎に備わ
っている。そしてウエイト計算部が各複素ベースバンド
信号毎に、合成した際に信号が強め合うように振幅方向
若しくは位相方向の重み付けをするための複素ウエイト
を計算する。各ブランチ毎に求めた複素ウエイトＷｋ
を、それぞれブランチ毎に受信回路から得られた複素ベ
ースバンド信号Ｘｋ（ｋ＝１，２，……，Ｋ）に乗じ、
さらに各ブランチ毎にで重み付けされた複素ベースバン
ド信号を加算することにより、フェージングをキャンセ
ルした合成ベースバンド信号が得られる。この合成ベー
スバンド信号を適当なしきい値と比較することにより復
調データを抽出する。
は、２本以上のアンテナで得られた受信信号を複素ベー
スバンド信号に変換する受信回路が各ブランチ毎に備わ
っている。そしてウエイト計算部が各複素ベースバンド
信号毎に、合成した際に信号が強め合うように振幅方向
若しくは位相方向の重み付けをするための複素ウエイト
を計算する。各ブランチ毎に求めた複素ウエイトＷｋ
を、それぞれブランチ毎に受信回路から得られた複素ベ
ースバンド信号Ｘｋ（ｋ＝１，２，……，Ｋ）に乗じ、
さらに各ブランチ毎にで重み付けされた複素ベースバン
ド信号を加算することにより、フェージングをキャンセ
ルした合成ベースバンド信号が得られる。この合成ベー
スバンド信号を適当なしきい値と比較することにより復
調データを抽出する。
【０００７】具体的には、個々のアンテナおよび受信回
路（ブランチ）で受信し、ブランチ毎に得られるベース
バンド信号（Ｘ１，Ｘ２，……）にはそれぞれ位相のず
れが生じており、各々異なるウエイト（Ｗ１，Ｗ２，…
…）で重み付けすると、各ベースバンド信号の位相を揃
えることができる。このように位相を揃えた上で各ベー
スバンド信号を加算することにより、ノイズレベルを抑
えつつ、所望の信号のレベルを大きくすることができ
る。ここでのウエイト（Ｗ１，Ｗ２，……）は、参照信
号と合成後の信号との誤差が少なくなるよう、あるいは
合成後の複素信号の絶対値が一定になるよう、各ブラン
チの信号Ｘ１，Ｘ２，……、および誤差Ｅを用いて適応
的に逐次更新される。
路（ブランチ）で受信し、ブランチ毎に得られるベース
バンド信号（Ｘ１，Ｘ２，……）にはそれぞれ位相のず
れが生じており、各々異なるウエイト（Ｗ１，Ｗ２，…
…）で重み付けすると、各ベースバンド信号の位相を揃
えることができる。このように位相を揃えた上で各ベー
スバンド信号を加算することにより、ノイズレベルを抑
えつつ、所望の信号のレベルを大きくすることができ
る。ここでのウエイト（Ｗ１，Ｗ２，……）は、参照信
号と合成後の信号との誤差が少なくなるよう、あるいは
合成後の複素信号の絶対値が一定になるよう、各ブラン
チの信号Ｘ１，Ｘ２，……、および誤差Ｅを用いて適応
的に逐次更新される。
【０００８】ウエイト更新アルゴリズムとしては、タッ
プ付遅延線による線形等化器と同様の最小２乗平均（Le
ast Mean Square：以降単にＬＭＳと記す）や回帰的
最小２乗平均（Recursive Least mean Square：以降単
にＲＬＳと記す）アルゴリズムが用いられている。具体
的には例えば文献「ディジタル無線の変復調技術」（斉
藤洋一著，電子情報通信学会編）、または文献「Simon
Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd edition, Prent
ice Hall,Upper Saddle River, NJ, 1996」に示されて
いる。中でも（数１）によりウエイトが更新されるＬＭ
Ｓアルゴリズムが最も演算が簡単なため、しばしば用い
られている。
プ付遅延線による線形等化器と同様の最小２乗平均（Le
ast Mean Square：以降単にＬＭＳと記す）や回帰的
最小２乗平均（Recursive Least mean Square：以降単
にＲＬＳと記す）アルゴリズムが用いられている。具体
的には例えば文献「ディジタル無線の変復調技術」（斉
藤洋一著，電子情報通信学会編）、または文献「Simon
Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd edition, Prent
ice Hall,Upper Saddle River, NJ, 1996」に示されて
いる。中でも（数１）によりウエイトが更新されるＬＭ
Ｓアルゴリズムが最も演算が簡単なため、しばしば用い
られている。
【０００９】
【数１】
【００１０】ここでｎはトレーニング系列（トレーニン
グ信号）先頭からのシンボル数を単位とした時刻、μは
ステップサイズである。例えば国際公開特許Ｗ０９７／
２０４００に上記ＬＭＳをスペクトル拡散通信に適用し
たダイバーシティ受信機が開示されている。そしてμを
大とすれば収束が高速となるが収束後の特性が劣化し、
さらには発散することが知られている。逆にμを小とす
れば収束後の特性が向上するが、収束が遅くなる。この
ため、通常は収束速度をある程度犠牲にしてμを小とす
ることが多い。
グ信号）先頭からのシンボル数を単位とした時刻、μは
ステップサイズである。例えば国際公開特許Ｗ０９７／
２０４００に上記ＬＭＳをスペクトル拡散通信に適用し
たダイバーシティ受信機が開示されている。そしてμを
大とすれば収束が高速となるが収束後の特性が劣化し、
さらには発散することが知られている。逆にμを小とす
れば収束後の特性が向上するが、収束が遅くなる。この
ため、通常は収束速度をある程度犠牲にしてμを小とす
ることが多い。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の受信装置では、ウエイト更新アルゴリズムとしてＬＭ
Ｓを使用した場合、ウエイトの収束速度が遅いという問
題点があり、ＲＬＳアルゴリズムを用いれば収束は速い
ものの計算が極めて複雑となるため、高速な演算回路や
規模の大きな複雑な演算回路が必要となる問題点があっ
た。
の受信装置では、ウエイト更新アルゴリズムとしてＬＭ
Ｓを使用した場合、ウエイトの収束速度が遅いという問
題点があり、ＲＬＳアルゴリズムを用いれば収束は速い
ものの計算が極めて複雑となるため、高速な演算回路や
規模の大きな複雑な演算回路が必要となる問題点があっ
た。
【００１２】本発明の目的は上記問題点を解決し、ＬＭ
Ｓと演算量がほぼ同等な簡単なアルゴリズムを用い、か
つ、高速にウエイトが収束する適応アレーダイバーシテ
ィの受信装置を提供することにある。
Ｓと演算量がほぼ同等な簡単なアルゴリズムを用い、か
つ、高速にウエイトが収束する適応アレーダイバーシテ
ィの受信装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、データをタイ
ムスロットと呼ばれるブロックに時間的に分割して伝送
される時分割伝送方式における受信装置であって、ウエ
イトの更新量を計算する際のに用いるステップサイズ関
数を各タイムスロットの中で時間の経過に応じて小さく
なる関数とし、タイムスロットが変わる度に初期化する
ように構成した。これにより、ＬＭＳと演算量がほぼ同
等な簡単なアルゴリズムを用い、かつ、高速にウエイト
が収束する適応アレ−ダイバーシティの受信装置を実現
できる。
ムスロットと呼ばれるブロックに時間的に分割して伝送
される時分割伝送方式における受信装置であって、ウエ
イトの更新量を計算する際のに用いるステップサイズ関
数を各タイムスロットの中で時間の経過に応じて小さく
なる関数とし、タイムスロットが変わる度に初期化する
ように構成した。これにより、ＬＭＳと演算量がほぼ同
等な簡単なアルゴリズムを用い、かつ、高速にウエイト
が収束する適応アレ−ダイバーシティの受信装置を実現
できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、各アンテナ毎に個別に設けられ、アンテナで受信さ
れた信号を検波してベースバンド信号を出力する検波手
段と、このベースバンド信号に複素数のウエイトを乗じ
て加算合成する合成手段と、この合成手段により加算合
成された合成ベースバンド信号から送信シンボルを判定
する判定手段と、送られてくるはずの既知シンボルを参
照信号として発生させる参照信号発生手段と、合成ベー
スバンド信号と前記参照信号との誤差信号を出力する誤
差検出手段と、誤差信号とベースバンド信号から各アン
テナに対応するウエイトを算出し、このウエイトを逐次
的に更新するウエイト計算手段とを有し、ウエイト計算
手段に於ける各ウエイトの更新量を、誤差信号、ステッ
プサイズ関数、および各ベースバンド信号の積とし、こ
のステップサイズ関数を各タイムスロットの中で時間の
経過に応じて小さくなる関数とし、タイムスロットが変
わる度に初期化するように構成した受信装置である。こ
の構成により、演算量が少なく、簡単なアルゴリズムを
用いて高速にウエイトを収束させることが出来る。
は、各アンテナ毎に個別に設けられ、アンテナで受信さ
れた信号を検波してベースバンド信号を出力する検波手
段と、このベースバンド信号に複素数のウエイトを乗じ
て加算合成する合成手段と、この合成手段により加算合
成された合成ベースバンド信号から送信シンボルを判定
する判定手段と、送られてくるはずの既知シンボルを参
照信号として発生させる参照信号発生手段と、合成ベー
スバンド信号と前記参照信号との誤差信号を出力する誤
差検出手段と、誤差信号とベースバンド信号から各アン
テナに対応するウエイトを算出し、このウエイトを逐次
的に更新するウエイト計算手段とを有し、ウエイト計算
手段に於ける各ウエイトの更新量を、誤差信号、ステッ
プサイズ関数、および各ベースバンド信号の積とし、こ
のステップサイズ関数を各タイムスロットの中で時間の
経過に応じて小さくなる関数とし、タイムスロットが変
わる度に初期化するように構成した受信装置である。こ
の構成により、演算量が少なく、簡単なアルゴリズムを
用いて高速にウエイトを収束させることが出来る。
【００１５】本発明の請求項３に記載の発明は、各アン
テナで受信された信号を直交検波し、同相成分および直
交成分のベースバンド信号を出力する直交検波器と、こ
のベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれぞ
れ複素数の実数部および虚数部として、このベースバン
ド信号に複素数のウエイトを乗じて加算合成する合成手
段と、この合成手段により加算合成された合成ベースバ
ンド信号から送信シンボルを判定する判定手段と、送ら
れてくるはずの既知シンボルを参照信号として発生させ
る参照信号発生手段と、合成ベースバンド信号と前記参
照信号との誤差信号を出力する誤差検出手段と、誤差信
号とベースバンド信号から各アンテナに対応するウエイ
トを算出し、このウエイトを逐次的に更新するウエイト
計算手段とを有し、このウエイト計算手段に於ける各ウ
エイトの更新量を、誤差信号、ステップサイズ関数、お
よび各アンテナに対応する前記各ベースバンド信号の積
とし、このステップサイズ関数の絶対値は時間と共に一
定値に収束し、ステップサイズ関数はタイムスロットが
変わる度に初期化され、その初期値の絶対値は前記収束
した一定値よりも大とする受信装置である。この構成に
より、重み係数収束アルゴリズムのステップサイズを固
定ではなく、ステップサイズ関数として可変ゲインとし
たことにより、収束速度を高速にできる。
テナで受信された信号を直交検波し、同相成分および直
交成分のベースバンド信号を出力する直交検波器と、こ
のベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれぞ
れ複素数の実数部および虚数部として、このベースバン
ド信号に複素数のウエイトを乗じて加算合成する合成手
段と、この合成手段により加算合成された合成ベースバ
ンド信号から送信シンボルを判定する判定手段と、送ら
れてくるはずの既知シンボルを参照信号として発生させ
る参照信号発生手段と、合成ベースバンド信号と前記参
照信号との誤差信号を出力する誤差検出手段と、誤差信
号とベースバンド信号から各アンテナに対応するウエイ
トを算出し、このウエイトを逐次的に更新するウエイト
計算手段とを有し、このウエイト計算手段に於ける各ウ
エイトの更新量を、誤差信号、ステップサイズ関数、お
よび各アンテナに対応する前記各ベースバンド信号の積
とし、このステップサイズ関数の絶対値は時間と共に一
定値に収束し、ステップサイズ関数はタイムスロットが
変わる度に初期化され、その初期値の絶対値は前記収束
した一定値よりも大とする受信装置である。この構成に
より、重み係数収束アルゴリズムのステップサイズを固
定ではなく、ステップサイズ関数として可変ゲインとし
たことにより、収束速度を高速にできる。
【００１６】本発明の請求項４に記載の発明は、ウエイ
ト計算手段は読み出し専用メモリを備え、ステップサイ
ズ関数は前記読み出し専用メモリに記憶した構成とした
ものである。この構成により、ステップサイズ関数を専
用メモリに記憶することにより、ステップサイズ関数の
ための演算が不必要になる。
ト計算手段は読み出し専用メモリを備え、ステップサイ
ズ関数は前記読み出し専用メモリに記憶した構成とした
ものである。この構成により、ステップサイズ関数を専
用メモリに記憶することにより、ステップサイズ関数の
ための演算が不必要になる。
【００１７】本発明の請求項５に記載の発明は、ステッ
プサイズ関数は単調に減少する指数関数と定数の和とし
たものである。この構成により、ウエイト更新アルゴリ
ズムをハードウェアで構成する場合、ビットシフトと和
の計算のみでステップサイズ関数を構成できる。
プサイズ関数は単調に減少する指数関数と定数の和とし
たものである。この構成により、ウエイト更新アルゴリ
ズムをハードウェアで構成する場合、ビットシフトと和
の計算のみでステップサイズ関数を構成できる。
【００１８】本発明の請求項６に記載の発明は、ステッ
プサイズ関数は適当な時刻まで単調に減少する一次関数
とし、前記時刻以降は一定値とする。この構成により、
ステップサイズ関数演算が簡略化できる。
プサイズ関数は適当な時刻まで単調に減少する一次関数
とし、前記時刻以降は一定値とする。この構成により、
ステップサイズ関数演算が簡略化できる。
【００１９】本発明の請求項９に記載の発明は、ベース
バンド信号を各アンテナの受信信号電力の合計値または
各アンテナの受信電力の中での最大値で規格化したもの
とする。この構成により、高周波増幅部あるいは中間周
波増幅部に自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器を有さない受
信機においても、ウエイト更新の収束速度を高速化す
る。
バンド信号を各アンテナの受信信号電力の合計値または
各アンテナの受信電力の中での最大値で規格化したもの
とする。この構成により、高周波増幅部あるいは中間周
波増幅部に自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器を有さない受
信機においても、ウエイト更新の収束速度を高速化す
る。
【００２０】本発明の請求項１０に記載の発明は、ステ
ップサイズ関数を各アンテナの受信信号電力の合計値ま
たは各アンテナの受信電力の中での最大値に反比例した
定数を乗じた構成とする。この構成により、ウエイト更
新の収束速度をさらに高速化する。
ップサイズ関数を各アンテナの受信信号電力の合計値ま
たは各アンテナの受信電力の中での最大値に反比例した
定数を乗じた構成とする。この構成により、ウエイト更
新の収束速度をさらに高速化する。
【００２１】以下、本発明の実施の形態について、図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
【００２２】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態１による受信装置の構成図、図２は同ステップサイズ
関数の動作図、図３は同単調に減少する指数関数と定数
の和を実現する回路図、図４は同単調に減少する指数関
数の例を示すグラフ、図５は同単調に減少する一次関数
を実現する回路図、図６は同単調に減少する一次関数の
例を示すグラフである。
態１による受信装置の構成図、図２は同ステップサイズ
関数の動作図、図３は同単調に減少する指数関数と定数
の和を実現する回路図、図４は同単調に減少する指数関
数の例を示すグラフ、図５は同単調に減少する一次関数
を実現する回路図、図６は同単調に減少する一次関数の
例を示すグラフである。
【００２３】図１において、１はアンテナである。２は
各ブランチ毎にアンテナ１で得られた受信信号を複素ベ
ースバンド信号に変換する受信回路である。受信信号は
直交変調されており、同相成分と直交成分が含まれてい
る。ここでの複素ベースバンド信号とは、これら同相成
分および直交成分をそれぞれ実部および虚部に対応させ
た信号である。受信回路２において、２１は高周波回路
である。２２はバンドパスフィルタである。２３は自動
利得制御（ＡＧＣ）増幅器である。２５は直交検波器で
ある。
各ブランチ毎にアンテナ１で得られた受信信号を複素ベ
ースバンド信号に変換する受信回路である。受信信号は
直交変調されており、同相成分と直交成分が含まれてい
る。ここでの複素ベースバンド信号とは、これら同相成
分および直交成分をそれぞれ実部および虚部に対応させ
た信号である。受信回路２において、２１は高周波回路
である。２２はバンドパスフィルタである。２３は自動
利得制御（ＡＧＣ）増幅器である。２５は直交検波器で
ある。
【００２４】３０は各ブランチの複素ウエイトを計算す
るウエイト計算部である。１００は、ウエイト計算部３
０で生成された各ブランチ毎の複素ウエイトと各受信回
路２から出力する複素ベースバンド信号とを乗算する複
素乗算部である。１５は各ブランチの受信回路２から出
力される複素ベースバンド信号を複素乗算部１００を経
た後に加算する複素加算部である。１６は、複素加算部
１５から出力される合成複素ベースバンド信号を適当な
しきい値と比較し、送信データを判定する判定部であ
る。
るウエイト計算部である。１００は、ウエイト計算部３
０で生成された各ブランチ毎の複素ウエイトと各受信回
路２から出力する複素ベースバンド信号とを乗算する複
素乗算部である。１５は各ブランチの受信回路２から出
力される複素ベースバンド信号を複素乗算部１００を経
た後に加算する複素加算部である。１６は、複素加算部
１５から出力される合成複素ベースバンド信号を適当な
しきい値と比較し、送信データを判定する判定部であ
る。
【００２５】４０はトレーニング系列と称する既知シン
ボルを格納するトレーニング信号発生部である。送信側
では送信データの一部に定期的に既知シンボル(トレー
ニング系列)を挿入しており、トレーニング信号発生部
４０はこの既知シンボル（トレーニング系列）と同じデ
ータを出力する。１９は、複素ベースバンド信号である
参照信号Ｄと、複素加算部１５で合成された複素ベース
バンド信号との差を誤差信号Ｅとして出力する複素判定
誤差検出部である。ここで参照信号Ｄは、判定部１６で
判定された復調データに対応する信号である場合、ある
いはトレーニング信号発生部４０から得られる既知シン
ボルに対応する信号である場合がある。
ボルを格納するトレーニング信号発生部である。送信側
では送信データの一部に定期的に既知シンボル(トレー
ニング系列)を挿入しており、トレーニング信号発生部
４０はこの既知シンボル（トレーニング系列）と同じデ
ータを出力する。１９は、複素ベースバンド信号である
参照信号Ｄと、複素加算部１５で合成された複素ベース
バンド信号との差を誤差信号Ｅとして出力する複素判定
誤差検出部である。ここで参照信号Ｄは、判定部１６で
判定された復調データに対応する信号である場合、ある
いはトレーニング信号発生部４０から得られる既知シン
ボルに対応する信号である場合がある。
【００２６】以下、動作を説明する。まずアンテナ１で
信号を受信し、受信された信号を高周波回路２１、バン
ドパスフィルタ２２、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器２
３、直交検波器２５と通過させて、受信信号の同相成分
および直交成分をそれぞれ実部および虚部に対応させた
複素ベースバンド信号を得る。ブランチ毎に受信回路２
から得られた複素ベースバンド信号Ｘｋ（ｋ＝１，
２，．．．Ｋ）は、ウエイト計算部３０からの複素ウエ
イトＷｋにより複素乗算部１００で重み付けされる。
信号を受信し、受信された信号を高周波回路２１、バン
ドパスフィルタ２２、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器２
３、直交検波器２５と通過させて、受信信号の同相成分
および直交成分をそれぞれ実部および虚部に対応させた
複素ベースバンド信号を得る。ブランチ毎に受信回路２
から得られた複素ベースバンド信号Ｘｋ（ｋ＝１，
２，．．．Ｋ）は、ウエイト計算部３０からの複素ウエ
イトＷｋにより複素乗算部１００で重み付けされる。
【００２７】各ブランチの複素乗算部１００で重み付け
された複素ベースバンド信号は複素加算部１５で合成さ
れる。判定部１６で合成複素ベースバンド信号を適当な
しきい値と比較することにより、送信側が送ろうとする
正味のデータが判定され、判定部１６より復調データと
して出力する。
された複素ベースバンド信号は複素加算部１５で合成さ
れる。判定部１６で合成複素ベースバンド信号を適当な
しきい値と比較することにより、送信側が送ろうとする
正味のデータが判定され、判定部１６より復調データと
して出力する。
【００２８】トレーニング信号発生部４０は送信データ
に挿入されたトレーニング系列と同じデータを発生させ
る。複素判定誤差検出部１９では判定部１６で判定され
た復調データに対応する、あるいはトレーニング信号発
生部４０から得られる既知シンボルに対応する理想的な
複素ベースバンド信号である参照信号Ｄと、複素加算部
１５で合成された複素ベースバンド信号との差を求め、
誤差信号Ｅとして出力する。ウエイト計算部３０は次に
示す（数２）により各ブランチの複素ウエイトを計算す
る。
に挿入されたトレーニング系列と同じデータを発生させ
る。複素判定誤差検出部１９では判定部１６で判定され
た復調データに対応する、あるいはトレーニング信号発
生部４０から得られる既知シンボルに対応する理想的な
複素ベースバンド信号である参照信号Ｄと、複素加算部
１５で合成された複素ベースバンド信号との差を求め、
誤差信号Ｅとして出力する。ウエイト計算部３０は次に
示す（数２）により各ブランチの複素ウエイトを計算す
る。
【００２９】
【数２】
【００３０】ここで＊は複素共役を示す。Ｇ（ｎ）はス
テップサイズ関数であり、（数１）と比べれば明らかな
ようにＧ（ｎ）を固定定数μとするとＬＭＳと同じ式と
なる。従って計算量は（数１）、即ち従来のＬＭＳアル
ゴリズムと同一である。
テップサイズ関数であり、（数１）と比べれば明らかな
ようにＧ（ｎ）を固定定数μとするとＬＭＳと同じ式と
なる。従って計算量は（数１）、即ち従来のＬＭＳアル
ゴリズムと同一である。
【００３１】次にステップサイズ関数Ｇ（ｎ）について
説明する。ＴＤＭＡ方式を用いたデジタル通信の場合、
アクセス方式の如何に関わらず送信データをタイムスロ
ットと呼ばれるブロックに時間的に分割して伝送される
場合が多い。図２にユーザ（相手局）１とユーザ（相手
局）２が各々スロット１とスロット３を使用して通信し
ている例を示す。一般に、タイムスロットの先頭部分に
パイロット信号（トレーニング信号）やプリアンブルと
呼ばれる既知シンボルが挿入される。尚、図２の例では
スロット２は使用されていない。
説明する。ＴＤＭＡ方式を用いたデジタル通信の場合、
アクセス方式の如何に関わらず送信データをタイムスロ
ットと呼ばれるブロックに時間的に分割して伝送される
場合が多い。図２にユーザ（相手局）１とユーザ（相手
局）２が各々スロット１とスロット３を使用して通信し
ている例を示す。一般に、タイムスロットの先頭部分に
パイロット信号（トレーニング信号）やプリアンブルと
呼ばれる既知シンボルが挿入される。尚、図２の例では
スロット２は使用されていない。
【００３２】図２に示すように、各スロットの先頭でス
テップサイズ関数Ｇ（ｎ）を初期化（ｎ＝０）してＧ
（０）からスタートする。Ｇ（ｎ）はｎの増加と共に通
常のＬＭＳにおいて収束後の特性が十分得られる程度の
小さい値に漸近または一致する関数とし、図２に示すよ
うに一つのスロットの期間中に減少して値μに漸近また
は一致する。そして同関数の初期値Ｇ（０）は、初期に
おける収束を早めるために、一般にＧ（０）＞μであ
る。（数２）のＧ（ｎ）の式はその一例である。
テップサイズ関数Ｇ（ｎ）を初期化（ｎ＝０）してＧ
（０）からスタートする。Ｇ（ｎ）はｎの増加と共に通
常のＬＭＳにおいて収束後の特性が十分得られる程度の
小さい値に漸近または一致する関数とし、図２に示すよ
うに一つのスロットの期間中に減少して値μに漸近また
は一致する。そして同関数の初期値Ｇ（０）は、初期に
おける収束を早めるために、一般にＧ（０）＞μであ
る。（数２）のＧ（ｎ）の式はその一例である。
【００３３】移動通信では、フェージングにより伝搬特
性が変動することが多く、またＴＤＭＡ方式では各スロ
ットで相手局が異なるので、スロット毎に伝搬環境が異
なる。前述のように各スロットの先頭でステップサイズ
関数Ｇ（ｎ）を初期化（ｎ＝０）してＧ（０）からスタ
ートすることにより、各のスロットで相手局が異なって
も対応可能である。
性が変動することが多く、またＴＤＭＡ方式では各スロ
ットで相手局が異なるので、スロット毎に伝搬環境が異
なる。前述のように各スロットの先頭でステップサイズ
関数Ｇ（ｎ）を初期化（ｎ＝０）してＧ（０）からスタ
ートすることにより、各のスロットで相手局が異なって
も対応可能である。
【００３４】なお、同じ相手局に対して連続したスロッ
トを使用し、かつフェージング変動が少ない場合におい
ては、スロット毎のステップサイズ関数の初期化は行わ
なくても良い。
トを使用し、かつフェージング変動が少ない場合におい
ては、スロット毎のステップサイズ関数の初期化は行わ
なくても良い。
【００３５】このようにＬＭＳアルゴリズムにおけるス
テップサイズを、定数ではなく時間とともに変化する関
数としたことにより、初期における収束を早め、しかも
収束後の特性を所望の値に設定できる。従って通常のＬ
ＭＳと同程度の演算量で収束速度を高速化できる。
テップサイズを、定数ではなく時間とともに変化する関
数としたことにより、初期における収束を早め、しかも
収束後の特性を所望の値に設定できる。従って通常のＬ
ＭＳと同程度の演算量で収束速度を高速化できる。
【００３６】なお、（数２）のステップサイズ関数Ｇ
（ｎ）は、これを直接演算せず、事前に演算した結果を
メモリに蓄積しておき、必要時にメモリから読み込む構
成としても良い。この場合、演算量の削減を行うことが
できる。
（ｎ）は、これを直接演算せず、事前に演算した結果を
メモリに蓄積しておき、必要時にメモリから読み込む構
成としても良い。この場合、演算量の削減を行うことが
できる。
【００３７】また、（数２）の関数に代えて、単調に減
少する指数関数と定数の和であらわされる（数３）をス
テップサイズ関数として使用してもよい。
少する指数関数と定数の和であらわされる（数３）をス
テップサイズ関数として使用してもよい。
【００３８】
【数３】
【００３９】この関数をハードウェアで発生する場合、
Ｇ（ｎ）の演算はビットシフトと和で行えるので、図３
に示す構成により実現できる。図３において、５０は右
１ビットシフト回路である。５１は右２ビットシフト回
路である。５２は１シンボル遅延させるレジスタであ
る。５３および５４は加算器である。
Ｇ（ｎ）の演算はビットシフトと和で行えるので、図３
に示す構成により実現できる。図３において、５０は右
１ビットシフト回路である。５１は右２ビットシフト回
路である。５２は１シンボル遅延させるレジスタであ
る。５３および５４は加算器である。
【００４０】まずレジスタ５２に初期値を入力する。次
にレジスタから加算器５３へ出力され定数Ｂが加えられ
ステップサイズ関数Ｇ（ｎ）として出力される。また、
レジスタ５２出力は右１ビットシフト回路５０、右２ビ
ットシフト回路５１へそれぞれ入力され、各回路にて
０．５倍、０．２５倍されて、加算器５４で足されてレ
ジスタ５２に入力される。この場合のＧ（ｎ）のグラフ
を図４に示す。これにより、単調に減少する指数関数と
定数の和であらわされるＧ（ｎ）が実現できる。この場
合、Ｇ（ｎ）を予め格納するメモリに代えて上記のよう
な簡単な回路でＧ（ｎ）を発生できるので、回路規模の
削減が可能である。
にレジスタから加算器５３へ出力され定数Ｂが加えられ
ステップサイズ関数Ｇ（ｎ）として出力される。また、
レジスタ５２出力は右１ビットシフト回路５０、右２ビ
ットシフト回路５１へそれぞれ入力され、各回路にて
０．５倍、０．２５倍されて、加算器５４で足されてレ
ジスタ５２に入力される。この場合のＧ（ｎ）のグラフ
を図４に示す。これにより、単調に減少する指数関数と
定数の和であらわされるＧ（ｎ）が実現できる。この場
合、Ｇ（ｎ）を予め格納するメモリに代えて上記のよう
な簡単な回路でＧ（ｎ）を発生できるので、回路規模の
削減が可能である。
【００４１】あるいは、ステップサイズ関数Ｇ（ｎ）と
して、単調に減少する一次関数であらわされる（数４）
をステップサイズ関数として使用しても良い。
して、単調に減少する一次関数であらわされる（数４）
をステップサイズ関数として使用しても良い。
【００４２】
【数４】
【００４３】この関数をハードウェアで発生する場合の
構成を図５に示す。５２は１シンボル遅延させるレジス
タである。図５において、５３は加算器である。５５は
減算器である。
構成を図５に示す。５２は１シンボル遅延させるレジス
タである。図５において、５３は加算器である。５５は
減算器である。
【００４４】まずレジスタ５２の初期値を設定する。次
にレジスタ５２から加算器５３へ出力され定数ｂが加え
られステップサイズ関数として出力される。また、レジ
スタ５２出力は減算器５５で定数ａが加えられレジスタ
５２に入力される。この場合のＧ（ｎ）のグラフを図６
に示す。この場合も、Ｇ（ｎ）を予め格納するメモリに
代えて上記のような簡単な回路でＧ（ｎ）を発生できる
ので、回路規模の削減が可能である。
にレジスタ５２から加算器５３へ出力され定数ｂが加え
られステップサイズ関数として出力される。また、レジ
スタ５２出力は減算器５５で定数ａが加えられレジスタ
５２に入力される。この場合のＧ（ｎ）のグラフを図６
に示す。この場合も、Ｇ（ｎ）を予め格納するメモリに
代えて上記のような簡単な回路でＧ（ｎ）を発生できる
ので、回路規模の削減が可能である。
【００４５】さらに、（数２）の第二項、つまり複素ベ
ースバンド信号を各アンテナの受信信号電力の合計値ま
たは各アンテナの受信電力の中での最大値で規格化した
（数５）または（数６）をウエイト更新アルゴリズムと
して使用してもよい。
ースバンド信号を各アンテナの受信信号電力の合計値ま
たは各アンテナの受信電力の中での最大値で規格化した
（数５）または（数６）をウエイト更新アルゴリズムと
して使用してもよい。
【００４６】
【数５】
【００４７】
【数６】
【００４８】この場合、（数５）においてステップサイ
ズ関数を固定定数とすると、ＮＬＭＳ（Ｎｏｒｍａｌｉ
ｚｅｄ ＬＭＳ）あるいは学習同定法と呼ばれている式
と等価になる。ＮＬＭＳはＬＭＳを高速化させるアルゴ
リズムとして知られており、本発明は上記のようにＮＬ
ＭＳにも容易に適用可能である。これにより、さらに高
速にウエイト更新アルゴリズムを収束させることができ
る。
ズ関数を固定定数とすると、ＮＬＭＳ（Ｎｏｒｍａｌｉ
ｚｅｄ ＬＭＳ）あるいは学習同定法と呼ばれている式
と等価になる。ＮＬＭＳはＬＭＳを高速化させるアルゴ
リズムとして知られており、本発明は上記のようにＮＬ
ＭＳにも容易に適用可能である。これにより、さらに高
速にウエイト更新アルゴリズムを収束させることができ
る。
【００４９】また、（数２）の第二項のステップサイズ
関数Ｇ（ｎ）を各アンテナの受信信号電力の合計値また
は各アンテナの受信電力の中での最大値の初期値（通信
開始時あるいはスロット先頭での値）を使用して規格化
した（数７）または（数８）をウエイト更新アルゴリズ
ムとして使用してもよい。
関数Ｇ（ｎ）を各アンテナの受信信号電力の合計値また
は各アンテナの受信電力の中での最大値の初期値（通信
開始時あるいはスロット先頭での値）を使用して規格化
した（数７）または（数８）をウエイト更新アルゴリズ
ムとして使用してもよい。
【００５０】
【数７】
【００５１】
【数８】
【００５２】これにより、さらに高速にウエイト更新ア
ルゴリズムを収束させることができ、演算量を削減でき
る。
ルゴリズムを収束させることができ、演算量を削減でき
る。
【００５３】またステップサイズ関数Ｇ（ｎ）として、
複数の一次関数を複合したステップサイズ関数として使
用しても良い。この場合のＧ（ｎ）の例を図７に示す。
図７においてステップサイズ関数は、初期区間（ｎ≦ｋ
1）では単調に減少する第１の一次関数とし、中間区間
（ｋ1＜ｎ≦ｋ2）では前記第１の一次関数よりも大きな
変化率である第２の一次関数とする。また（ｎ＞ｋ2）
では他の一次関数とするか、または一定値としても良
い。
複数の一次関数を複合したステップサイズ関数として使
用しても良い。この場合のＧ（ｎ）の例を図７に示す。
図７においてステップサイズ関数は、初期区間（ｎ≦ｋ
1）では単調に減少する第１の一次関数とし、中間区間
（ｋ1＜ｎ≦ｋ2）では前記第１の一次関数よりも大きな
変化率である第２の一次関数とする。また（ｎ＞ｋ2）
では他の一次関数とするか、または一定値としても良
い。
【００５４】
【発明の効果】本発明は適応アレーダイバーシティ受信
におけるＬＭＳアルゴリズムに対し、ステップサイズ関
数Ｇ（ｎ）を使用することにより、通常のＬＭＳと同程
度の演算量でＲＬＳ並みの高速な収束速度を実現でき
る。
におけるＬＭＳアルゴリズムに対し、ステップサイズ関
数Ｇ（ｎ）を使用することにより、通常のＬＭＳと同程
度の演算量でＲＬＳ並みの高速な収束速度を実現でき
る。
【図１】本発明の実施の形態１による受信装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１によるステップサイズ関
数の動作図
数の動作図
【図３】本発明の実施の形態１による単調に減少する指
数関数と定数の和を実現する回路図
数関数と定数の和を実現する回路図
【図４】本発明の実施の形態１による単調に減少する指
数関数の例を示すグラフ
数関数の例を示すグラフ
【図５】本発明の実施の形態１による単調に減少する一
次関数を実現する回路図
次関数を実現する回路図
【図６】本発明の実施の形態１による単調に減少する一
次関数の例を示すグラフ
次関数の例を示すグラフ
【図７】本発明の実施の形態２による複数の一次関数を
複合した例を示すグラフ
複合した例を示すグラフ
１ アンテナ ２ 受信回路 １５ 複素加算部 １６ 判定部 １９ 複素判定誤差検出部 ２１ 高周波回路 ２２ バンドパスフィルタ ２３ 自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器 ２５ 直交検波器 ３０ ウエイト計算部 ４０ トレーニング信号発生部 １００ 複素乗算部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｌ 1/06 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｋ
Claims (10)
- 【請求項１】データをタイムスロットと呼ばれるブロッ
クに時間的に分割して伝送される時分割伝送方式におけ
る受信装置であって、 複数のアンテナ毎に個別に設けられ、それぞれのアンテ
ナで受信された信号を検波し、ベースバンド信号を出力
する検波手段と、 前記ベースバンド信号に複素数のウエイトを乗じて加算
合成する合成手段と、前記合成手段により加算合成され
た合成ベースバンド信号から送信シンボルを判定する判
定手段と、 送られてくるはずの既知シンボルを参照信号として発生
させる参照信号発生手段と、 前記合成ベースバンド信号と前記参照信号との誤差信号
を出力する誤差検出手段と、 前記誤差信号と前記ベースバンド信号から各アンテナに
対応するウエイトを算出し、このウエイトを逐次的に更
新するウエイト計算手段とを有し、 前記ウエイト計算手段に於ける各ウエイトの更新量を、
前記誤差信号、ステップサイズ関数、および各ベースバ
ンド信号の積とし、 前記ステップサイズ関数を各タイムスロットの中で時間
の経過に応じて小さくなる関数とし、タイムスロットが
変わる度に初期化することを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】データをタイムスロットと呼ばれるブロッ
クに時間的に分割して伝送される時分割伝送方式におけ
る受信装置であって、 複数のアンテナと、 アンテナ毎に設けられ、アンテナで受信された信号を検
波し、ベースバンド信号を出力する検波手段と、 前記ベースバンド信号に複素数のウエイトを乗じて加算
合成する合成手段と、 前記合成手段により加算合成された合成ベースバンド信
号から送信シンボルを判定する判定手段と、 送られてくるはずの既知シンボルを参照信号として発生
させる参照信号発生手段と、 前記合成ベースバンド信号と前記参照信号との誤差信号
を出力する誤差検出手段と、 前記誤差信号と前記ベースバンド信号から前記各アンテ
ナに対応するウエイトを算出し、このウエイトを逐次的
に更新するウエイト計算手段とを有し、 前記ウエイト計算手段に於ける前記各ウエイトの更新量
を、前記誤差信号、ステップサイズ関数、および前記各
アンテナに対応する前記各ベースバンド信号の積とし、 前記ステップサイズ関数は、各タイムスロットの中で時
間と共に一定値に収束させ、タイムスロットが変わる度
に初期化することを特徴とする受信装置。 - 【請求項３】データをタイムスロットと呼ばれるブロッ
クに時間的に分割して伝送される時分割伝送方式におけ
る受信装置であって、 複数のアンテナと、 アンテナ毎に設けられ、アンテナで受信された信号を直
交検波し、同相成分および直交成分のベースバンド信号
を出力する直交検波器と、 前記ベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれ
ぞれ複素数の実数部および虚数部として、前記ベースバ
ンド信号に複素数のウエイトを乗じて加算合成する合成
手段と、 前記合成手段により加算合成された合成ベースバンド信
号から送信シンボルを判定する判定手段と、 送られてくるはずの既知シンボルを参照信号として発生
させる参照信号発生手段と、 前記合成ベースバンド信号と前記参照信号との誤差信号
を出力する誤差検出手段と、 前記誤差信号と前記ベースバンド信号から前記各アンテ
ナに対応するウエイトを算出し、このウエイトを逐次的
に更新するウエイト計算手段とを有し、 前記ウエイト計算手段に於ける前記各ウエイトの更新量
を、前記誤差信号、ステップサイズ関数、および前記各
アンテナに対応する前記各ベースバンド信号の積とし、 前記ステップサイズ関数の絶対値は時間と共に一定値に
収束し、前記ステップサイズ関数はタイムスロットが変
わる度に初期化され、その初期値の絶対値は前記収束し
た一定値よりも大とすることを特徴とする受信装置。 - 【請求項４】前記ウエイト計算手段は読み出し専用メモ
リを備え、前記ステップサイズ関数は前記読み出し専用
メモリに記憶されたことを特徴とする請求項１または３
記載の受信装置。 - 【請求項５】前記ステップサイズ関数は単調に減少する
指数関数と定数の和であることを特徴とする請求項１ま
たは３記載の受信装置。 - 【請求項６】前記ステップサイズ関数は適当な時刻まで
単調に減少する一次関数であり、前記時刻以降は一定値
であることを特徴とする請求項１または３記載の受信装
置。 - 【請求項７】前記ステップサイズ関数は第１の時刻まで
単調に減少する第１の一次関数と、次の２の時刻まで前
記第１の一次関数よりも大きな変化率である第２の一次
関数より成ることを特徴とする請求項１または３記載の
受信装置。 - 【請求項８】データをタイムスロットと呼ばれるブロッ
クに時間的に分割して伝送される時分割伝送方式におけ
る受信装置であって、 複数のアンテナと、 アンテナ毎に設けられ、アンテナで受信された高周波信
号もしくは高周波信号を周波数変換した中間周波信号が
供給され、前記高周波信号もしくは前記中間周波信号の
公称搬送波周波数と大略等しい周波数のローカル信号に
より前記高周波信号もしくは前記中間周波信号を直交検
波し、同相成分および直交成分のベースバンド信号を出
力する直交検波器と、 前記ベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれ
ぞれ複素数の実数部および虚数部として、前記ベースバ
ンド信号に複素数のウエイトを乗じて加算合成する合成
手段と、 前記合成手段により加算合成された合成ベースバンド信
号から送信シンボルを判定する判定手段と、 受信信号に含まれる既知の信号部分、および前記判定手
段の判定結果に対応するベースバンド信号を参照信号と
して発生させる参照信号発生手段と、 前記合成ベースバンド信号と前記参照信号との誤差信号
を出力する誤差検出手段と、 前記誤差信号と前記ベースバンド信号から前記各アンテ
ナに対応するウエイトを算出し、このウエイトを逐次的
に更新するウエイト計算手段とを有し、 前記ウエイト計算手段に於ける前記各ウエイトの更新量
を、前記誤差信号、ステップサイズ関数、および前記各
アンテナに対応する前記各ベースバンド信号の積とし、 前記ステップサイズ関数の絶対値は時間と共に一定値に
収束し、前記ステップサイズ関数はタイムスロットが変
わる度に初期化され、その初期値の絶対値は前記収束し
た一定値よりも大とすることを特徴とする受信装置。 - 【請求項９】前記ベースバンド信号は、各アンテナの受
信信号電力の合計値または前記各アンテナの受信電力の
中での最大値により規格化したことを特徴とする請求項
１または８記載の受信装置。 - 【請求項１０】前記ステップサイズ関数は、各アンテナ
の受信信号電力の合計値または前記各アンテナの受信電
力の中での最大値に反比例した定数を乗じたものである
ことを特徴とする請求項１または８記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11288109A JP2000188568A (ja) | 1998-10-13 | 1999-10-08 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-290359 | 1998-10-13 | ||
| JP29035998 | 1998-10-13 | ||
| JP11288109A JP2000188568A (ja) | 1998-10-13 | 1999-10-08 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000188568A true JP2000188568A (ja) | 2000-07-04 |
Family
ID=26557022
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11288109A Pending JP2000188568A (ja) | 1998-10-13 | 1999-10-08 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000188568A (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002017432A1 (fr) * | 2000-08-25 | 2002-02-28 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Dispositif a elements adaptatifs, procede et programme associes |
| EP1265378A2 (en) | 2001-06-06 | 2002-12-11 | Nec Corporation | Adaptive antenna array |
| JP3414361B2 (ja) | 2000-05-19 | 2003-06-09 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び受信方法 |
| KR100390072B1 (ko) * | 2001-02-17 | 2003-07-04 | (주)텔레시스테크놀로지 | 배열 스마트 안테나 시스템에서 적응 배열 스마트안테나의 신호 처리 방법 |
| JP2004509534A (ja) * | 2000-09-13 | 2004-03-25 | ネオリーチ・インコーポレイテッド | Ｃｄｍａ逆方向リンクのための位相較正を用いないスマートアンテナ |
| KR100447621B1 (ko) * | 2001-12-18 | 2004-09-07 | (주)텔레시스테크놀로지 | 스마트 안테나의 가중치 처리 방법 |
| JP2005148042A (ja) * | 2003-10-20 | 2005-06-09 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| EP1482656A3 (en) * | 2003-05-29 | 2005-10-19 | Fujitsu Limited | Adaptive controller and adaptive control method that can adaptively control a plurality of variable high frequency devices at high speed |
| US7071874B2 (en) | 2002-03-20 | 2006-07-04 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio terminal device, transmission directivity control method, and transmission directivity control program |
| WO2007049706A1 (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-03 | Kyocera Corporation | アダプティブアレーアンテナ装置及びその適応制御方法 |
| KR100734347B1 (ko) * | 2000-09-01 | 2007-07-03 | 엘지전자 주식회사 | 안테나 어레이를 이용한 ｃｄｍａ 시스템에서의 간섭신호제거 방법 |
| US7373129B2 (en) | 2003-01-31 | 2008-05-13 | Ntt Docomo, Inc. | Radio communication terminal |
| WO2009116545A1 (ja) * | 2008-03-18 | 2009-09-24 | 京セラ株式会社 | 受信装置、無線基地局及び受信方法 |
| JP2014219207A (ja) * | 2013-05-01 | 2014-11-20 | 三菱電機株式会社 | 方向探知装置及び方向探知方法 |
-
1999
- 1999-10-08 JP JP11288109A patent/JP2000188568A/ja active Pending
Cited By (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3414361B2 (ja) | 2000-05-19 | 2003-06-09 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び受信方法 |
| US7298774B2 (en) | 2000-08-25 | 2007-11-20 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Adaptive array device, adaptive array method and program |
| WO2002017432A1 (fr) * | 2000-08-25 | 2002-02-28 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Dispositif a elements adaptatifs, procede et programme associes |
| CN1330051C (zh) * | 2000-08-25 | 2007-08-01 | 三洋电机株式会社 | 自适应阵列装置、自适应阵列方法 |
| KR100734347B1 (ko) * | 2000-09-01 | 2007-07-03 | 엘지전자 주식회사 | 안테나 어레이를 이용한 ｃｄｍａ 시스템에서의 간섭신호제거 방법 |
| JP2004509534A (ja) * | 2000-09-13 | 2004-03-25 | ネオリーチ・インコーポレイテッド | Ｃｄｍａ逆方向リンクのための位相較正を用いないスマートアンテナ |
| KR100390072B1 (ko) * | 2001-02-17 | 2003-07-04 | (주)텔레시스테크놀로지 | 배열 스마트 안테나 시스템에서 적응 배열 스마트안테나의 신호 처리 방법 |
| US6657590B2 (en) | 2001-06-06 | 2003-12-02 | Nec Corporation | Adaptive antenna reception apparatus using reception signals by arrays antennas |
| EP1265378A2 (en) | 2001-06-06 | 2002-12-11 | Nec Corporation | Adaptive antenna array |
| KR100447621B1 (ko) * | 2001-12-18 | 2004-09-07 | (주)텔레시스테크놀로지 | 스마트 안테나의 가중치 처리 방법 |
| US7071874B2 (en) | 2002-03-20 | 2006-07-04 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio terminal device, transmission directivity control method, and transmission directivity control program |
| US7373129B2 (en) | 2003-01-31 | 2008-05-13 | Ntt Docomo, Inc. | Radio communication terminal |
| EP1482656A3 (en) * | 2003-05-29 | 2005-10-19 | Fujitsu Limited | Adaptive controller and adaptive control method that can adaptively control a plurality of variable high frequency devices at high speed |
| JP2005148042A (ja) * | 2003-10-20 | 2005-06-09 | Mitsubishi Electric Corp | レーダ装置 |
| WO2007049706A1 (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-03 | Kyocera Corporation | アダプティブアレーアンテナ装置及びその適応制御方法 |
| JP2007124411A (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Kyocera Corp | アダプティブアレーアンテナ装置及びその適応制御方法 |
| WO2009116545A1 (ja) * | 2008-03-18 | 2009-09-24 | 京セラ株式会社 | 受信装置、無線基地局及び受信方法 |
| JP2009225348A (ja) * | 2008-03-18 | 2009-10-01 | Kyocera Corp | 受信装置、無線基地局及び受信方法 |
| JP2014219207A (ja) * | 2013-05-01 | 2014-11-20 | 三菱電機株式会社 | 方向探知装置及び方向探知方法 |
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