JP2000078058A - マッチドフィルタ出力分析・干渉波制御形ｃｄｍａ通信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送過程にて混入
する雑音を推定し、この推定雑音を用いて復調後の信号
対雑音（ＳＮ）比を向上させることが可能なスペクトル
拡散変調を用いた通信方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散通信は、拡散符号系列を
用いて送信データを変調することにより、原送信データ
信号のもつ帯域に比し、はるかに広い周波数帯域をもつ
信号に変換し、この拡散信号を伝送するものであって、
単位周波数当たりの送信電力が小さく、その結果、他の
通信への妨害も小さく限定することができる方式であ
る。また、伝送過程において混入する環境雑音も抑圧で
きるなどの多くの特徴を有する優れた通信方式である。
しかし、移動通信では基地局と多数の移動局からの通信
が同一帯域を共用するので、干渉雑音による妨害が支配
的となる。したがって各基地局のサービスエリア（セ
ル）内で同時に通話できるチャネル数は、この干渉雑音
により大きな制約を受ける。

【０００３】図３０は、無線通信路を介してスペクトル
拡散通信（ＤＳ−ＳＳ方式による通信）を行う移動通信
システムにおける従来の送信機の一般的な構成を表した
ブロック図であり、図３１はこの移動通信システムにお
ける従来の受信機の一般的な構成を示すブロック図であ
る。

【０００４】図３０に示す送信機ＴＸは、２値送信デー
タｂ（信号ｖ_b (t) ）により基準符号系列発生器（ＰＮ
Ｇ−１）１にて発生した拡散符号系列ｍ_q (t) を乗算器
２によって乗積変調してベースバンド送信出力ｓ( ｔ)
を得る。さらに変調器３においてベースバンド送信出力
ｓ(t) で発振器４にて発生した周波数ｆ_a の搬送波を変
調することによって、無線周波数帯域の送信波ｓ_a (t)
を生成し、図示を省いた送信フィルタ及びアンテナを経
てこれを無線通信路へと送信する。なお、拡散符号系列
ｍ_q (t) としては２値送信データｂの周期長と同じビッ
ト周期長の擬似雑音（ＰＮ系列）を用いるのが一般的で
あり、以下該ＰＮ系列の中で最も広く用いられている最
大周期系列（Ｍ系列）ｍ( ｔ) を用いた場合を例にとっ
て説明を行う。

【０００５】図３１に示す受信機ＲＸはスペクトル拡散
変調された信号ｓ_a (t) をアンテナ及び受信フィルタを
経て受信し、所要の等価増幅を行い（等価器の表示を省
く）、伝送過程で混入した雑音ｘ(t) を含む受信信号ｒ
_a (t) を周波数ｆ_La（＝ｆ_a）をもつ搬送波を発生する
局部発振器５の出力と乗算器１１により周波数混合した
信号を、低域ろ波器（ＬＰＦ）６によりその帯域を制限
することにより、ベースバント帯域の受信信号ｒ( ｔ)
に復調する（コヒーレント復調、またはノンコヒーレン
ト復調を行う）。このベースバンド帯域拡散信号ｒ(
ｔ) と、基準符号列発生器（ＰＮＧ−２）７から発生さ
れる、上記送信機ＴＸにおいて用いた符号と同一の（希
望局）Ｍ系列符号ｍ_q (t) とを乗算器８に加える。その
結果得られた乗積（逆拡散）出力ｕ（ｔ) を積分器９に
よりＭ系列の系列長Ｔ（１フレーム長）の期間について
積分を行い相関出力ρを得る。この出力ρの極性を硬判
定器（ＤＥＣ）１０で前記フレームの終了時点で判定
し、２値受信データ 外１ を

【０００６】

【外１】

【０００７】復調する。この復調データをもとに作られ
た制御信号を同期回路（ＳＹＮＣ）１２を介して基準符
号列発生器（ＰＮ−Ｇ２）７及び局部発振機（搬送波発
生器）５の制御端子に加え、受信信号ｒ_a (t) とｆ_La及
びｍ_q (t) の位相とが同期するように搬送波及びＭ系列
の発生タイミングの位相を制御する（なお、送信機Ｔ
Ｘ、受信器ＲＸにおいて、搬送波とＭ系列符号による乗
積機能を交換配置することがしばしば行われるが、全体
の変復調機能は同一である）。

【０００８】図３２は送信信号（送信波ｓ( ｔ) ）のス
ペクトルを模擬的に示した図である。図３２( ａ) は送
信信号のスペクトルで、左側にはベースバンド帯域の信
号に対応するスペクトルを、右側には無線周波数帯域に
対応するスペクトルを示し、図３０及び図３１の時間波
形と下記のように対応する。

【０００９】 送信側の信号： データ信号 ｖ_b (t) ←→Ｖ_b (f) ： ベースバンド帯域拡散出力 ｓ(t) ←→Ｓ(f) ： 無線帯域出力 ｓ_a (t) ←→Ｓ_a (f) 図３２中にはチップレートをｆ_c （= Ｔ_c ^-1：Ｔ_c は拡
散符号のチップ周期）、情報レートをｆ_D （= Ｔ^-1）と
して示した。図３２（ｂ）の右側は無線周波数帯域の受
信信号ｒ_a (t) （＝ｒ_sa(t) ＋ｘ_Na(t) ＋ｘ_wa(t) ）の
スペクトルであり、下記の対応関係がある。ここでは、
伝送過程の減衰や歪は受信機の等化回路で補償されるも
のとして、ｒ_sa(t) ＝ｓ_a (t) と仮定する。

【００１０】 受信側の信号： 信号 ｒ_sa(t) ←→Ｒ_sa(f)[＝Ｓ_a (f)] （無線帯域）： 狭帯域雑音 ｘ_Na(t) ←→Ｘ_Na(f) ： 広帯域雑音 ｘ_wa(t) ←→Ｘ_wa(f) 図３２（b ）の左側はｒ( ｔ) の逆拡散出力ｕ(t) （＝
ｖ_b (t) ＋ｘ_N (t) ＋ｘ_w (t) ）のスペクトルで、下記
の対応関係がある。

【００１１】 逆拡散出力 ： データ信号 ｖ_b (t) ←→Ｖ_b (f) （ベースバンド ： 狭帯域雑音 ｘ_N (t) ←→Ｘ_N (f) 帯域） ： 広帯域雑音 ｘ_w (t) ←→Ｘ_w (f) 図３２から明らかなように、伝送過程で混入した狭帯域
雑音Ｘ_Na( ｆ) は逆拡散により拡散されてＸ_N (f) とな
り、その復調出力成分Ｘ_N （｜ｆ｜＜ｆ_D ）（図３２
（ｂ）中の斜線部分）はＸ_Na( ｆ) の全電力より後述す
る拡散利得Ｇｐだけ減少する。しかし、広帯域雑音Ｘ_wa
( ｆ) は逆拡散を施しても拡散されず、ほぼ同じ帯域幅
をもつスペクトルＸ_w (f) となる。Ｘ_wa( ｆ) は主とし
て他局間干渉成分であり、局数が多いときは、この干渉
電力が全雑音電力の大部分を占めることになる。広帯域
雑音の復調出力Ｘ_w （｜ｆ｜＜ｆ_D ）（図３２( ｂ) の
点線部分）のうち信号分と区別できない成分の電力は主
として希望局拡散系列と他局の拡散系列の相互相関に比
例した値をとり、Ｖ_b (f) の信号電力に比し無視できな
い場合がしばしば発生する。このように、ＳＳ方式は干
渉雑音の影響を強く受ける。これが同一セル内の同時通
話局数を制限する主要な要因となっている。

【００１２】図３３のｍ( ｔ) は従来の直接拡散形スペ
クトル拡散通信方式（ＤＳ−ＳＳ）における拡散符号
（インパルス）系列の一例で、符号系列長Ｌ＝７（チッ
プ）のＭ系列の例である。その下に２値送信データｂを
示す。図３３中のｓ(t) は２値情報ｂ（＝１、−１）と
ｍ( ｔ) の乗積出力で、シンボルフレームＦ_n とＦ_n+1
に対応する波形である。またＴはシンボルフレーム周
期、Ｔ_c はチップ周期である。

【００１３】拡散系列ｍ( ｔ) とｍ_q (t) は次式で与え
られる。

【００１４】

【数１】

【００１５】ここでｃ_i （ｉ＝０，１，２，・・・，Ｌ
−１）は拡散系列ｉ番目のチップ振幅、δはデルタ関
数、ｑは方形波関数である。送信用ベースバンド波形と
しては、受信機が十分な受信電力を受信できるように方
形波が用いられる。図示のように送信情報“１" （ｂ＝
１）に対応して方形波ｍ_q (t) を、“０" （ｂ＝１）に
対応してその反転出力 外２ を送出する。この方形波
はさらにＰＳＫ変調によ

【外２】

【００１６】り無線周波数帯に変換される。チップレー
トを 外３ とするとき、送信フィル

【００１７】

【外３】

【００１８】タにより信号帯域は（ｆ_a −ｆ_c ）〜（ｆ
_a ＋ｆ_c ）に帯域制限されるので、送信信号に含まれる
方形波は大きな波形歪を受ける。しかし、説明の前段で
は、この波形歪の影響を簡単のため省いて説明しよう。
これからベースバンド帯域におけるデータ信号の占有周
波数帯域はほぼｆ_D ＝１/ Ｔであり、拡散後のベースバ
ンド出力ｓ(t) のそれは、ほぼ 外４ となり、

【００１９】

【外４】

【００２０】 ｆ_c ＝Ｌｆ_D （５） で与えられ、Ｌ倍にその占有帯域幅は拡大される。Ｌ倍
の帯域増大により、従来のＤＳ−ＳＳ方式における雑音
の抑圧効果は、プロセス利得Ｇｐとすると Ｇｐ＝１０ ｌｏｇ₁₀Ｌ （６） で与えらる。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】すなわち、スペクトル
拡散変調信号は極めて広い周波数帯域を占有するので、
上述の原理から有色雑音電力を１／Ｌに抑圧することが
でき、有色雑音には強い。しかし、干渉雑音を考えると
Ｌ倍の帯域を使用するにもかかわらず、同時通話数Ｎ_s
はＬの数分の一程度となり、同時伝送容量Ｈｚは時分割
多重方式（ＴＤＭＡ）の（Ｎ_s / Ｌ）倍となる。したが
って、１個のサービスゾーンで比較する限りＴＤＭＡ方
式に比し、伝送路の周波数帯域利用効率は、一般に極め
て低くなるという欠点がある。このように同時通話数Ｎ
_s をＬに比しあまり大きく設定し得ない理由は、希望局
の割り当てたＰＮ系列と他の移動局に割り当てた種類の
異なるＰＮ系列の相互間に存在する相互相関係数を充分
に小さくし得ないからである。この値は、両者の相互位
相により変動し、その平均値は１／√Ｌで与えられる
が、干渉波の系列がデータ変調され、希望局信号と干渉
波のフレーム位相が異なる場合の最悪相関値はこの値よ
り著しく大きくなる。その結果、高い相互相関をもつ干
渉波が多数、長時間に亘り入来して、符号誤り率が著し
く劣化する場合がしばしば発生する。

【００２２】伝搬過程で多重反射（マルチパス）により
生ずる遅延波による自己干渉雑音の発生や多極間干渉雑
音の増大、フェーディングに伴う受信ＳＮ比の低下は、
誤り率をさらに劣化させる。主としてこれらの要因がＣ
ＤＭＡ方式の周波数利用効率を低下させている。

【００２３】このような他局間干渉雑音（広帯域雑音）
を抑圧するために、以下に述べる２つの方法が従来研究
されている。 （Ａ）干渉キャンセラ方式 （Ｂ）最小平均２乗誤差−判定帰還方式 方式（Ａ）について述べよう。受信機はセル（移動通信
システムのサービス領域）内にあるすべてのユーザ（ユ
ーザ数Ｋ）のアドレス用基準拡散系列を用いて、受信信
号ｒ（ｔ) に対し、通常のＤＳ−ＳＳ方式の受信復調を
行なう。すなわち、Ｋ個の受信機を備え、Ｋ個の初期判
定出力 外５ を出力する。希望局の情

【００２４】

【外５】

【００２５】報ｂ₁ の正しい値を求めるために、 外６
のそれぞれの基準拡散系列を乗じ、

【００２６】

【外６】

【００２７】伝送路の推定特性を乗じて、疑似干渉波
外７ を作る。受信信号からこの成分

【００２８】

【外７】

【００２９】を差し引いた干渉除去受信信号 外８ を
作り、 外９ に対し改めて復調処理

【００３０】

【外８】

【００３１】

【外９】

【００３２】を行ない、最終判定出力 外１０ を得
る。［参考：Ranijee Prasad："CDMA f

【００３３】

【外１０】

【００３４】or Wireless Personal Communications,"A
rtech House, 1996 ；参照頁３１６〜３２７頁］ この方式は、初期判定出力 外１１ の精度と、伝送路
の推定特性の精度に依

【００３５】

【外１１】

【００３６】存し、Ｋが符号長Ｌの１／２を超えると著
しく性能が低下する。また、装置は極めて大規模となる
ため、現実的でない。方式（Ｂ）では、受信信号をトラ
ンスバーサル形直交化フィルタに加え、受信信号に含ま
れる雑音をできるだけ直交化し、その出力を通常のＤＳ
−ＳＳ方式の復調方式により基準拡散系列で逆拡散し、
その硬判定出力 外１２ を得る。上

【００３７】

【外１２】

【００３８】記直交化はトランスバーサルフィルタの係
数制御により実現される。上記復調で得られた 外１３
の判定帰還を行なう。すなわち、 外１４ とその前
段で得

【００３９】

【外１３】

【００４０】

【外１４】

【００４１】られた逆拡散出力との誤差が小さくなるよ
うに、例えば最小２乗平均誤差アルゴリズムを用いて、
各受信フレームの逆拡散と判定処理の度に上述の係数を
微調整する。［参考：Predrag B. Rapajic and Branka
S. Vucetic,"Adaptive Receiver Structures for Async
hronous CDMA Systems,"IEEE JSAC, vol.12, no.4, ma
y, 1994］ この方法は、干渉雑音の周期定常性を仮定できるときに
有効であるが、これは移動体にとって、必ずしも現実的
な仮定ではない。すなわち望ましい動作に対しては、一
般に伝搬路や干渉波特性が変らない長い定常期間の存在
が必要である。また、受信雑音が少し過大になると、上
記誤差を小さくすべき係数制御を誤り、誤差をより大き
くする制御を行なう結果になることがしばしば発生し、
安定動作は損なわれる。

【００４２】本発明は、他局間干渉等によって生じる広
帯域雑音を含むすべての雑音に対し、現実的、且つ安定
的に対処できる技術を提供することを目的とする。

【００４３】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１〜５に
記載の発明は、従来のスペクトル拡散通信方式の符号誤
り率を高める要因である雑音に対処すべくなされたもの
であって、拡散符号のチップインパルス列に標本化関数
をたたみ込み形変調を適用して送信する手法と、受信フ
レームをマッチドフィルタに加えて得られる相互相関出
力を分析する手法により、受信復調後のＳＮ比を前記プ
ロセス利得Ｇｐに比し著しく高め、その結果復調出力か
ら信号成分を判定する際に、雑音の影響をほとんど受け
ない判定を行う技術である。なお、本発明は直接拡散形
（ＤＳ−ＳＳ）と周波数ホッピング形（ＦＨ−ＳＳ）の
スペクトル拡散通信に広く応用できる。

【００４４】上述の課題を解決するために、本発明の第
１の態様のマッチドフィルタ出力分析・干渉波制御形Ｃ
ＤＭＡ通信方式は、スペクトル拡散形データ通信方式に
おいて、送信機は自己相関関数が０シフト及びその近傍
の相関領域以外の非相関領域で０または相対的に小さな
値をとるような直交符号系列をもとに生成したシンボル
フレーム波形を基準信号波に選び、該基準信号波の振
幅、位相などを送信情報に対応させて送信波を生成し、
受信機は該送信波と雑音成分を含む受信フレーム波形を
受信側で生成した前記基準信号波との相互相関関数を求
めるマッチドフィルタに加え、その相互相関関数のうち
前記非相関領域の部分相関関数を分析することにより、
該雑音成分のみを該マッチドフィルタに加えた場合に得
られる雑音依存相互相関関数を推定し、この推定関数を
前記相互相関関数から除去することにより、該受信フレ
ーム波形に含まれる該基準信号波成分を雑音の影響を受
けることなく検出する（請求項１に対応）。

【００４５】また、前記非相関領域の相関出力波形を分
析する手段として、該非相関領域の部分相関出力波形の
一部を複写してその極性を反転及び非反転のまま前記非
相関領域に移動することにより、該相関領域と該非相関
領域を結合した全フレーム領域上にＩ形、Ｎ形捏造相互
相関関数を生成し、この捏造相互相関関数をそれぞれ周
波数分析し、この分析値をもとにフレーム全領域上に値
をもつ雑音依存相互相関関数を推定することにより、該
受信フレーム波形に含まれる該基準拡散系列成分を雑音
の影響を受けることなく検出し得る（請求項２に対
応）。

【００４６】前記受信機は受信フレームインパルス列の
任意の１乃至複数個のチップの各々に、付加雑音チップ
を加えることにより付加雑音付受信フレームインパルス
列を作り、該インパルス列に対し、前記基準拡散系列に
よる相互相関関数を生成し、その非相関領域上にある前
記部分相関関数の直流成分が０となるように該付加雑音
を調整し、該調整付加雑音を含む調整受信フレームイン
パルス列に対し、該基準拡散系列による相互相関関数を
改めて生成し、その０シフト値から、受信フレームイン
パルス列に含まれている基準拡散系列成分を雑音の影響
を受けることなく検出し得る（請求項３に対応）。

【００４７】本発明の第１の態様の受信装置は、上記第
１の態様のＣＤＭＡ通信方式に用いられることを前提と
し、自己相関関数が０シフト及びその近傍の相関領域以
外の非相関領域で０または相対的に小さな値をとる直交
符号系列をもとに生成したシンボルフレーム波形を基準
信号波として供給する基準信号波発生手段と、受信波と
該基準信号波との相互相関関数を求める相互相関関数発
生手段と、該相互相関関数の前記非相関領域の部分相関
関数を分析して、該受信波に含まれる雑音成分のみを該
相互相関関数発生手段に加えた場合に得られる雑音依存
相互相関関数を推定し、該雑音依存相互相関関数を前記
相互相関関数から除去することにより、該受信波に含ま
れる雑音を除去する分析手段とを備えている（請求項４
に対応）。

【００４８】本発明の通信システムは、上記第１の態様
のＣＤＭＡ通信方式に用いられることを前提とし、自己
相関関数が０シフト及びその近傍の相関領域以外の非相
関領域で０または相対的に小さな値をとる直交符号系
列、または該非相関領域の自己相関関数の直流分が０と
なる自己交流拡散系列をもとに生成したシンボルフレー
ム波形を基準信号波として供給する基準信号波発生手段
と、該基準信号波を送信すべき情報信号によって変調し
てベースバンド帯域送信波を生成する第１変調手段と、
該ベースバンド帯域送信波を搬送波によって変調して無
線周波数帯域送信波を出力する第２変調手段とを含む送
信手段と、受信波と受信側で生成した該基準信号波との
相互相関関数を求める相互相関関数発生手段と、該相互
相関関数の前記非相関領域の部分相関関数の直流分が０
になるように該受信波に付加雑音を加えて調整受信波を
生成する手段とを備え、該調整受信波から求めた前記相
互相関関数０シフト値を硬判定することにより、該受信
波に含まれる雑音を除去して該基準信号波成分のみを検
出する分析手段とを含む受信手段とを備えている（請求
項５に対応）。

【００４９】本発明の第２の態様のマッチドフィルタ出
力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式は、送信機は、
アドレス拡散系列にダミ−チップを付加した拡張系列を
準備して、これを送信情報により変調して作成した送信
フレ−ムを送信し、受信機は、希望局が送信した送信フ
レ−ムに同期した送信フレームを受信し、該受信フレー
ムから上記ダミ−チップをとり除くことにより受信中核
フレ−ムを生成し、送信側で用いたアドレス拡散系列に
マッチした整合フィルタにより、該受信中核フレ−ムの
逆拡散後の相関関数出力を生成し、該相関関数出力から
前記送信情報を判定する（請求項６に対応）。

【００５０】なお、上記第２の態様の通信方式では、前
記アドレス拡散系列として、その周期自己相関関数の０
シフトを除くシフト値の積分値が０となる直交系列、ま
たは該積分値が正となる偏奇直交系列を準備し、前記送
信情報により、該アドレス拡散系列を変調して生成した
送信フレームを送信し、前記受信機は、多数のユーザの
送信機が送信した信号の和である前記受信中核フレーム
を前記整合フィルタに加えることにより、０シフト位置
の相関関数出力と、該０シフト以外の位置の相関関数出
力の積分値とを代数加算した相関関数出力和を求めて硬
判定し、該希望局の送信情報を復元する、ことが望まし
い（請求項７に対応）。

【００５１】また、前記ダミ−チップの位置と極性は、
前記受信フレ−ムの中にマルチパスによる時間的に先行
または遅延したフレ−ム成分が含まれるような、自己干
渉受信フレ−ムに対し、該受信フレ−ムから生成した受
信中核フレ−ムの中に含まれる干渉直流成分が０になる
か、または減少させるように設定した、ことが望ましい
（請求項８に対応）。

【００５２】また、前記アドレス拡散系列として、互い
に異なる直交系列または偏奇直交系列を各ユーザに割当
て、前記受信中核フレ−ム中に含まれる、希望局以外の
局から受信された非同期他局干渉受信フレ−ムによる干
渉直流成分が０になるか、または減少させるるように、
前記ダミーチップの位置と極性を設定した前記拡張系列
を複数準備し、各送信機は、割り当てられた拡張系列を
用いて送信フレームを生成し送信する、ことが望ましい
（請求項９に対応）。

【００５３】また、前記送信機は、前記受信中核フレ−
ムに含まれる自己干渉及び他局干渉を含む受信フレ−ム
による干渉成分と、希望局のアドレス拡散系列との相関
関数が０、または小さくなるように前記ダミーチップを
付加した拡張系列を用いて送信フレームを生成して送信
し、前記受信機は、前記受信中核フレームを前記整合フ
ィルタに加えて、その０シフトの相関関数出力を硬判定
することにより、前記希望局の送信情報を復元する、こ
とが望ましい（請求項１０に対応）。

【００５４】本発明の第１の態様の送信装置は、上記第
２の態様のＣＤＭＡ通信方式に用いられることを前提と
し、予め準備したアドレス拡散系列にダミ−チップを付
加して得られる拡張系列を、送信情報により変調して送
信フレームを生成するフレーム生成手段と、前記フレー
ム生成手段が生成した送信フレームを送信する送信手段
と、を備えている（請求項１１に対応）。

【００５５】本発明の第２の態様の受信装置は、上記第
２の態様のＣＤＭＡ通信方式に用いられることを前提と
し、希望局の送信フレ−ムに同期した送信フレームを受
信して受信フレームを出力する受信手段と、該受信フレ
ームからダミ−チップをとり除くことにより受信中核フ
レ−ムを生成する中核フレーム生成手段と、前記受信中
核フレームの逆拡散後の相関出力を生成する整合フィル
タ手段と、前記相関出力から送信情報を判定する判定手
段と、を備えている（請求項１２に対応）。

【００５６】本発明の第３の態様のマッチドフィルタ出
力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式は、送信機は、
アドレス拡散系列の後部部分系列と前部部分系列の少な
くとも一方を付加した拡張系列、および、該拡張系列と
時分割的に配置される付加系列を準備し、送信情報を用
いて該拡張系列と付加系列からなる対系列を変調するこ
とにより、ベ−スバンド帯域の送信拡張フレ−ムと送信
付加フレ−ムからなる送信対フレ−ムを生成して送信
し、受信機は、受信信号のなかから、希望局宛に同期し
た同期受信フレームを抽出し、前記同期受信フレーム中
から、前記送信拡張フレームに対応する受信拡張フレー
ム、および、前記送信付加フレームに対応する受信付加
フレームを抽出し、該受信拡張フレームを復調して復調
出力を生成し、該受信付加フレームから、干渉波による
妨害成分の推定値からなる干渉波制御出力を生成し、該
復調出力と該干渉波制御出力から、前記送信情報を復元
する（請求項１３に対応）。

【００５７】なお、上記第３の態様の通信方式におい
て、前記送信機は、前記送信情報を用いて各ユーザに割
当てた互いに直交するユーザ搬送波を変調することによ
り中間送信付加フレームを生成し、該中間送信付加フレ
ーム、および前記送信情報により変調した拡張系列によ
り無線搬送波をそれぞれ変調したとき、該各フレームが
ほぼ同一の周波数帯域を専有するように前記送信対フレ
ームを生成し、前記受信機は、前記受信信号を局部搬送
波により復調して、ベースバンド帯域の前記同期受信対
フレームを生成し、該同期受信対フレームから前記送信
情報を復元する、ことが望ましい（請求項１４に対
応）。

【００５８】また、前記送信機は、前記送信拡張フレ−
ムの専有する周波数帯域と前記送信付加フレ−ムの専有
する周波数帯域とを分離し、該両フレームを同時に送信
する、ことが望ましい（請求項１５に対応）。

【００５９】また、前記送信機は、各局の前記送信対フ
レームの系列をマルチフレーム構成とし、該マルチフレ
ームの一部を各ユーザが順次専有するパイロットフレー
ムとして前記送信対フレームを送信し、前記受信機は、
前記パイロットフレームとして受信した送信対フレーム
を基に、前記干渉制御出力の較正を行う、ことが望まし
い（請求項１６に対応）。

【００６０】また前記送信機は、前記マルチフレームの
パイロットフレーム上に、自セル所属ユーザの送信を停
止する停止期間を設け、前記受信機は、前記停止期間に
受信した送信対フレームから前記干渉波制御出力の較正
を行う、ことが望ましい（請求項１７に対応）。

【００６１】上記第２及び第３の態様の通信方式におい
て、前記送信機は、前記アドレス拡散系列として、少な
くとも周期的な自己相関関数の０シフト以外の実数値の
積分値が０か正となる２相、あるいは４相の直交系列を
用いる、ことが望ましい（請求項１８に対応）。

【００６２】また、上記第２の態様の通信方式におい
て、前記送信機は、前記送信付加フレームに、前記送信
情報で変調された互いに直交するチャープ信号をのせて
送信する、ことが望ましい（請求項１９に対応）。

【００６３】また、前記送信機は、修正標本化関数チッ
プ波形を用いて、ベースバンド帯域の送信対フレームを
生成して送信し、前記受信機は、前記チップ波形の相関
出力を求めることにより、前記受信拡張フレームから無
歪チップインパルス列を生成し、該無歪チップインパル
ス列を用いて前記送信情報を復元する、ことが望ましい
（請求項２０に対応）。

【００６４】本発明の第３の態様の受信装置は、上記第
３の態様のＣＤＭＡ通信方式に用いられることを前提と
し、受信信号のなかから、希望局宛に同期した同期受信
フレームを抽出する第１の抽出手段と、前記同期受信フ
レーム中から、前記送信拡張フレームに対応する受信拡
張フレーム、および、前記送信付加フレームに対応する
受信付加フレームを抽出する第２の抽出手段と、該受信
拡張フレームを復調して復調出力を生成する復調出力生
成手段と、該受信付加フレームから、干渉波による妨害
成分の推定値からなる干渉波制御出力を生成する干渉波
制御出力生成手段と、該復調出力と該干渉波制御出力か
ら、前記送信情報を復元する復元手段と、を備えている
（請求項２１に対応）。

【００６５】本発明の第４の態様のマッチドフィルタ出
力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式は、アドレス拡
散系列の前部と後部に前部付加系列と後部付加系列をそ
れぞれ付加してなる拡張系列、及び、自己相関関数の０
シフトを除く０シフト近傍で０または小さな絶対値をと
り、かつ相互相関関数の０シフトを含む０シフト近傍で
０または小さな絶対値をとるような微小相関領域をもつ
符号系列のファミリをユ−ザ用またはセル内共通のスク
ランブル系列として準備し、送信機は、送信情報を用い
て前記拡張系列を変調し、該変調出力により前記スクラ
ンブル系列を変調し、該スクランブル系列の変調出力か
ら送信用ベースバンド拡張フレームを生成して送信し、
受信機は、受信信号から希望局に同期した同期受信拡張
フレームを抽出し、該同期受信拡張フレームから前記希
望局のアドレス拡散系列を含む受信中核フレームを抽出
し、該受信中核フレームを前記スクランブル系列により
変調してデスクランブルフレームを生成し、該デスクラ
ンブルフレームを前記希望局のアドレス拡散系列に整合
した整合フィルタに加えて得られる相関関数出力から前
記送信情報を復元する（請求項２２に対応）。

【００６６】なお、上記第４の態様の通信方式では、各
付加系列に対し、先行または後続拡張系列により他局に
与える干渉直流分の絶対値が最小となるような前記拡張
系列を準備し、さらに前記スクランブル系列はユーザ
用、及びセル用の両方をそれぞれファミリとして準備
し、前記送信機は、前記拡張系列、ユーザ用スクランブ
ル系列、及びセル用スクランブル系列を順次変調して前
記送信用ベースバンド拡張フレームを生成し、前記受信
機は、前記受信中核フレームに、前記希望局のセル用ス
クランブル系列、該希望局のユーザ用スクランブル系列
を順次乗じて前記デスクランブルフレームを生成し、該
デスクランブルフレームを前記マッチドフィルタに加え
て得られる相関関数出力から、前記送信情報を復元す
る、ことが望ましい（請求項２３に対応）。

【００６７】本発明の第２の態様の送信装置は、送信情
報により、アドレス拡散系列の前部と後部に前部付加系
列と後部付加系列をそれぞれ付加してなる拡張系列を変
調する変調手段と、自己相関関数の０シフトを除く０シ
フト近傍で０または小さな絶対値をとり、かつ相互相関
関数の０シフトを含む０シフト近傍で０または小さな絶
対値をとるような微小相関領域をもつ符号系列のファミ
リをユ−ザ用またはセル内共通のスクランブル系列とし
て、前記変調手段が出力する変調後の拡張系列により変
調して送信用ベースバンド拡張フレームを生成するフレ
ーム生成手段と、該フレーム生成手段が生成した送信用
ベースバンドフレームを送信する送信手段と、を備えて
いる（請求項２４に対応）。

【００６８】本発明の第４の態様の受信装置は、受信信
号から希望局に同期した同期受信拡張フレームを抽出す
る第１の抽出手段と、該同期受信拡張フレームから希望
局のアドレス拡散系列を含む受信中核フレームを抽出す
る第２の抽出手段と、該受信中核フレームをスクランブ
ル系列により変調してデスクランブルフレームを生成す
るフレーム生成手段と、該デスクランブルフレームに対
する相関関数出力を生成する関数出力生成手段と、該相
関関数出力から前記送信情報を復元する復元手段と、を
備えている（請求項２５に対応）。

【００６９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態につい
て、図面を参照しながら詳細に説明する。 ＜第１の実施形態＞図１は、本発明の第１の実施形態に
よる送信機の回路構成を示すブロック図である。この送
信機は第１変調器（ＭＯＤ１）２１と、第２変調器（Ｍ
ＯＤ２）２２と、基準符号系列発生器２３と、発振器２
４とを備えており、図中のｂ、ｓ（ｔ）、ｓ_a ( ｔ）、
ｇ_w ( ｔ）、ｆ_a は、それぞれ送信２値情報、ベースバ
ンド帯域送信波、無線周波数帯域送信波、標本化関数た
たみこみ形拡散系列（基準信号波）、搬送波である。図
１の第１変調器（ＭＯＤ１）２１は２値情報ｂによって
基準信号波ｇ_w ( ｔ）を変調してベースバンド帯域信号
ｓ（ｔ）を生成する。この信号を無線伝送路を介して伝
送するために、第２変調器（ＭＯＤ２）２２において搬
送波ｆ_a をベースバンド帯域送信波ｓ（ｔ）で変調し、
無線帯域信号ｓ _a ( ｔ）を生成するようになっている。

【００７０】拡散符号系列を式（１）のｇ（ｉ）で表示
すれば、

【００７１】

【数２】

【００７２】としてＬ個のチップで表現される。帯域制
限伝送路を経由して歪みなくインパルス信号を伝送する
ために、具体的には拡散符号系列ｇ（ｉ）の各チップを
標本化関数波形ｗ（ｔ）に対応させる技術を用いる。し
たがって、基準信号波ｇ_w （ｔ）は、下式に示すような
ｇ（ｉ）とｗ（ｔ）のたたみ込み乗算出力となる。

【００７３】

【数３】

【００７４】標本化関数波形を有限時間幅に限定するた
めに通常その周波数特性に滑らかな下降特性を持たせ
る。標本化関数波形ｗ（ｔ）の振動波形の大部分が（−
ＬＴ_c〜ＬＴ_c ）の時間域（時間幅Ｔ_cw＝２Ｔ）に含ま
れるように占有伝送帯域ｆ_c に亘り滑らかな下降特性を
もつものと仮定しよう。

【００７５】いま、図２（ａ）に拡散用直交系列ｇ
（ｉ）の一例として４チップからなるｇ（ｉ）：（１１
１-1）を示す。この各チップｇ_i に対して、上記の標本
化関数ｗ（ｔ）［図２（ｂ）の実線で示す波形］をたた
みこんで生成した基準信号波を図２（ｂ）に示す。この
場合、基準拡散系列は４チップからなるのでその１フレ
ーム長（１ビットの時間幅）ＴはＴ＝４Ｔ_c で与えられ
るが、１チップの拡がり幅Ｔ_CWから基準信号波ｇ
_w （ｔ）の拡がり幅Ｔ_gwは、Ｔ_gw＝Ｔ_CW＋Ｔ＝３Ｔとな
る。

【００７６】図３は図１の第１変調器（ＭＯＤ１）２１
の具体的な構成を示すブロック図である。ＲＣ、Ｍ、Ｍ
ＯＤ、Ａはそれぞれリング計数器２５、メモリ２６、乗
算器２７、加算器２８であり、ｆ_b はビットクロックパ
ルスである。図３において２値情報ｂ_n はＴ秒毎にメモ
リ２６に巡回記憶される。ここでは、Ｔ_gw（＝ＮＴ）に
対しＮ分周計数器を用いる場合を示す。上記巡回記憶メ
モリ２６のｋ番目のセルＭ_k の情報出力ｂ_k はｋＴ秒後
れた基準信号波ｇ_w （ｔ−ｋＴ）と乗算器（ＭＯＤ）２
７において乗算され、同様な乗算出力を加算器（Ａ）２
８において加算することにより、ベースバンド帯域出力
ｓ（ｔ）を得ることができる。

【００７７】ここで、ベースバンド帯域の送信波ｓ
（ｔ）と受信波ｒ（ｔ）をｎ番目の送受信シンボルフレ
ーム波形の系列とすると、

【００７８】

【数４】

【００７９】で表現される。ここにＰは送信電力、Ｐ′
は受信電力、ｘ（ｔ）は受信入力に含まれる雑音であ
り、送受信信号間の遅延時間は省かれている。ここでは
簡単のため、Ｐ＝Ｐ′＝１Ｗとして説明を行う。また、
ｓ（ｔ）とｒ（ｔ）の信号成分が同一となるように、伝
送過程で受ける各種の歪みは等化器で補正されるものと
し、等化残はｘ( ｔ) に含まれるものと仮定する。以
下、ｎ＝０のフレームに着目して説明を行なう。

【００８０】図４に本発明の第１の実施形態による受信
機の回路構成ブロック図を示す。図４において、ＭＯＤ
３、ＢＦ、Ｃ−ＣＯＲ、ＭＦ、ＡＺ、ＤＥＣはそれぞれ
乗算器（変調器）３１、帯域ろ波器３２、チップ相関器
３３、整合ろ波器（整合フィルタ）３４、分析処理器３
５、硬判定回路３６である。また、ｒ_a ( ｔ）、ｒ
（ｔ）、ｒ（ｉ）、ｒ_i 、Λ（ｋ）、 外１５ 、 外
１６ 、ｆ_a 、ｗ（ｔ）、

【００８１】

【外１５】

【００８２】

【外１６】

【００８３】ｇ（ｉ）は、それぞれ、無線周波帯域の受
信信号、ベースバンド帯域の受信信号（ここでは１シン
ボルフレーム分の表示とする）、ｉ（＝ｉＴ_c ）を時間
軸とする受信フレームインパルス列、ｒ（ｉ）のｉ番目
のチップ振幅、ｋ（＝ｋＴ_c ）をシフト時間とするＭＦ
出力、ＭＦ出力を基に算出した０シフト出力推定値、２
値送信情報の推定値、局部搬送波、修正標本化関数、基
準拡散系列である。ここで同期回路の表示は省略してあ
る。

【００８４】次に、図４の受信機の回路動作を説明しよ
う。無線帯域受信信号ｒ_a ( ｔ）に対し局部搬送波ｆ_a
を乗算器（ＭＯＤ３）３１において乗算し、その出力を
帯域ろ波器（ＢＦ）３２により帯域制限すれば、ベース
バンド帯域の受信信号ｒ（ｔ）を得る。次にチップ相関
器（Ｃ−ＣＯＲ）３３において、ｒ（ｔ）とｉチップシ
フトした標本化関数ｗ（t −ｉＴ_c ）との相関量をＴ_cw
（誤差が無視できる程度の時間長に選ぶ）に亘り求めれ
ば、ｉ番目の復調インパルスｒ_i が求まる。

【００８５】

【数５】

【００８６】ここに＊印は複素共軛を示す。ｎ＝０番目
のフレームインパルス列をｒ（ｉ）と表示しよう。その
ｉ番目のチップ出力ｒ_i には雑音も含まれるので、

【００８７】

【数６】

【００８８】の関係がある。ただし、式（１３) が成り
立つためには、ｗ（ｔ−ｉＴ_c ）とｗ（ｔ−ｉ' Ｔ_c )
、（ｉ≠ｉ' ）が互いに直交する必要がある。この条
件を厳密に満足させるには、標本化関数ｗ（ｔ）の周波
数領域下降特性を通常の余弦関数２乗算形ではなく、下
式の余弦関数形修正標本化関数に選ぶ必要がある。［参
照：Noriyoshi Kuroyanagi, Naoki Suehiro, Kohei Oht
ake, Mitsuhiro Tomita and Lili Guo,“A narrowband
Multi-ary FSK Transmission Principle using Sampli
ng Function Waveform Modulation," IEEE 4th ISSS T
A'96, TE4(1996-09)］

【００８９】

【数７】

【００９０】図２（ｃ）は１フレームの送信信号成分ｇ
_w （ｔ）である。受信側ではこのｇ _w （ｔ）と図２
（ｂ）のｉ番目の修正標本化関数ｗ（ｔ−ｉＴ_c ）との
相互相関を求めることにより、ｉ番目のチップの値 外
１７ を相関検出できる。その

【００９１】

【外１７】

【００９２】結果は図２（ｄ）に示されている。上述の
相関検出を行うチップ相関器（Ｃ−ＣＯＲ）３３により
１フレームの実時間連続受信入力フレーム波形ｒ（ｔ）
は、離散系列からなる受信フレームｒ（ｉ）に変換され
る。

【００９３】

【数８】

【００９４】ここにｓ（ｉ）、ｘ（ｉ）は信号成分及び
雑音成分のインパルス列で，１シンボルフレーム分の値
とする。以下、時間波形の表現には、離散値表現を用い
ることとし、上述のｔ＝ｉＴ_c の関係から時間変数にｉ
を用いることにする。

【００９５】本実施形態では、自己相関関数が０シフト
値以外で０をとるような符号系列を用いる。２相直交系
列としてはｇ（ｉ）：（１１１-1）のみが知られてい
て、これを用いることもできるが、一般的な応用に対し
てはチップ長がＬ＝４と小さく、拡散利得を大きくする
ことはできない。一方、Ｌ＞４の４相直交系列は多数存
在する。この４相直交系列を２相インパルス列で実質的
に実現するために、ここでは一例として長さが同じＬチ
ップの相補系列α（ｉ）とβ（ｉ）（何れも周期Ｌの周
期系列）を送信し、受信側で両系列の相関出力をフレー
ム毎に求めた後、加算する方式を用いよう。すなわち、
送信用基準拡散系列は

【００９６】

【数９】

【００９７】とする。α（ｉ）、β（ｉ）はＬチップか
らなり、ｇ（ｉ）は２Ｌチップからなる。なお、β
（ｉ）は周期系列と見なし、β_i ＝β_i+L とする。した
がって、以下、送信波ｓ（ｉ）と受信波ｒ（ｉ）のフレ
ーム長は２Ｌとなる。

【００９８】α（ｉ）とβ（ｉ）の自己相関関数を連続
シフト時間τの離散値表現：τ＝kＴ_c →ｋを用いて表
現し、これらをΛα（ｋ）、Λβ（ｋ）とするとき、総
合自己相関関数Λ_S ( ｋ）は次式で与えられる（式中の
＊は複素共軛を示す）。

【００９９】

【数１０】

【０１００】ここで、０及びＬの整数倍のシフト位置以
外で、

【０１０１】

【数１１】

【０１０２】が成り立つ場合、α（ｉ）とβ（ｉ）は相
補系列と呼ばれる。α（ｉ）、β（ｉ）は４相直交符号
系列の構成要素で、偶数シフトの自己相関が０をとる偶
差直交（Ｅ）系列から作られる。

【０１０３】図５は整合フィルタ（ＭＦ）３４の構成を
示すブロック図である。図中のＳＲ１、ＳＲ２、ｆ_c 、
Λα（ｋ）、Ａは、それぞれ受信入力用シフトレジスタ
４１、基準拡散系列用シフトレジスタ４２、チップクロ
ックパルス、相互相関関数（出力）、加算器４３であ
る。受信インパルスフレーム列のα（ｉ）対応の前半部
はＬ個のチップ間隔で並ぶインパルス列ｒ（ｉ）＝[ ｒ
_i ] からなり、これが受信入力用シフトレジスタ（ＳＲ
１）４１の各セルに最初に記憶される。一方、基準拡散
系列はＬ個の２値チップ（α₀ ，α₁ ，…，α_L-1 ）か
らなり、これは基準拡散系列用シフトレジスタ（ＳＲ
２）４２の各セルに最初に記憶される。チップクロック
パルスがＴ_c 秒毎に加わる度に基準拡散系列用シフトレ
ジスタ（ＳＲ２）４２の内容は１チップ宛左側に巡回シ
フトする。しかるとき、ｋ番目のクロックが入来した
後、基準拡散系列用シフトレジスタ（ＳＲ２）４２の内
容は（α _k ，α_k+1 ，…，α_k-1 ）となり、ＥＸ−ＯＲ
により対応するセルｒ_i とα_j+kの乗積出力をｊに関し
て加えた出力Λα（ｋ）を得、同様な乗積出力Λβ
（ｋ）を受信フレームインパルス列のβ（ｉ）対応の後
半部とβ（ｉ）から求めて、これらを加算器（Ａ）４３
により加算すれば、シフト量τ＝ｋＴ_c における次式の
相互相関関数を求めることができる。

【０１０４】

【数１２】

【０１０５】ここにΛ_s ( ｋ）、Λ_x ( ｋ）は信号成
分、雑音成分に対する相関関数である。本実施形態で
は、この相互相関関数である、マッチドフィルタ出力Λ
（ｋ）を分析し、その分析結果を信号検出に用いる。受
信入力に含まれる次式の信号成分と雑音成分Λ_R ( ｋ）
の０シフト相関出力Λ_R ( ０）が、通常、信号検出に用
いられる。

【０１０６】

【数１３】

【０１０７】図４の硬判定回路（ＤＥＣ）３６では、Λ
（０）自身ではなく、後述する方法で 外１８ を推定
し、その結果得られる推定値 外１９ を用いて、その
硬判

【０１０８】

【外１８】

【０１０９】

【外１９】

【０１１０】定を行い、式（１２）のｂの正負を判定
し、推定値 外２０ を得る。本実施形

【０１１１】

【外２０】

【０１１２】態では、この雑音相関量Λ_x (0)=ζ₀ を推
定する。図６（ａ）は本実施形態で用いる拡散用相補符
号系列の一例であり、Ｌ＝８の場合を示している［α
（ｉ）：１１１-1１-1１１、β（ｉ）：１１１-1-1１-1
-1］。図６（ｂ）と同図（ｃ）から明らかなように自己
相関関数Λα（ｋ）とΛβ（ｋ）がｋ＝０以外で互いに
相殺している。したがって、受信側の復調処理により直
交系列を伝送したときと等価になる。送信信号は、ｇ
（ｉ）の極性を２値情報ｂ（１，−１）に対応して非反
転、反転して伝送する。いま、受信入力ｒ（ｉ）には信
号成分ｂｇ（ｉ）のみが含まれていると仮定しよう。図
４と図５を用いて説明したように、受信フレームの前部
とα（ｉ）の相互相関関数を求め、同後部とβ（ｉ）の
相互相関関数を求め、それらを加算する復調処理を行う
方式を行なえば、このときの関数は自己相関関数に一致
し、式（２４）が成り立つ。しかし、雑音ｘ（ｉ）がｒ
（ｉ）に含まれていると、式（２４）は成立しない。

【０１１３】次に下式に示すように直流成分を含まない
雑音を考えよう。

【０１１４】

【数１４】

【０１１５】このような雑音の例ｘ（ｉ）（ｉ＝０〜２
Ｌ−１）と、ｒ（ｉ）に信号を含まず、上記雑音のみの
場合の相互相関関数を図７に示す。ここでシフト時間ｋ
のうち、ｋ＝０，（±Ｌ，±２Ｌ，…）を（信号）相関
領域Ｔ_co、ｋ＝１〜Ｌ−１を（信号）非相関領域Ｔ_u と
名付けよう。受信フレームｒ（ｉ）に信号ｓ（ｉ）が含
まれている場合に対しても、期間Ｔ_u に存在する部分相
互相関関数は純粋に雑音依存関数Λ_u ( ｋ）である。信
号と雑音に対する全領域の相互相関関数をΛ（ｋ）と
し、Λ_u ( ｋ）を次式で示す。

【０１１６】

【数１５】

【０１１７】図７では、ｓ（ｉ）＝０であるからΛ
（ｋ）＝Λ_x ( ｋ）となる。本実施形態はΛ_u ( ｋ）か
ら式（３１）のΛ_x ( ｋ）と雑音相関量Λ_x ( ０）＝ζ
₀ を推定する。

【０１１８】マッチドフィルタＭＦの出力が連続波形Λ
（τ）である場合を例にとり、Λ_x（ｋ）の推定原理を
述べよう。図８は部分代替波形補完による波形分析説明
図である。Λ（τ）の中の雑音依存関数Λ_x （τ）を周
期Ｔの周期波形とみなし、これをＤＦＴ（離散フーリエ
変換）で分析し、各周波数成分を求めよう。Λ_x ( ０）
＝ζ₀ に関係する成分は、上記周波数成分の中の実関数
（余弦波）成分Λ_xe（τ）のみである。そこでΛ
_x（τ）から奇関数（正弦波）成分Λ_x0（τ）をとり除
く操作を行う。すなわち、

【０１１９】

【数１６】

【０１２０】を求める。また、簡単のため最初Λ_x (
τ）に直流成分が存在しないものと仮定する。そこで予
めΛ_xe（τ）を、直流分を除いた偶関数成分で表現する
こととし、これをさらに２つの成分、偶数倍高調波要素
関数群と奇数倍高調波要素関数群とに分割して下記のよ
うに表現しよう。

【０１２１】

【数１７】

【０１２２】ここにω_b ＝２π／Ｔ、Ｔ＝ＬＴ_c であ
る。いま、簡単のため上式でｐ＝１，２と置き、単位電
力をもつ次の２つの要素関数を考える。

【０１２３】

【数１８】

【０１２４】図８（ａ- １）、及び（ｂ- １）には、０
₁ ( τ）、ｅ₂ ( τ）の連続波形を点線で示し、その標
本点（ｋ）の非相関領域の値を実線で、相関領域の値を
点線で示してある。いま、同図（ａ- ２）、（ｂ- ２）
に示す要素関数（非相関領域）の中央から左と右のユニ
ットセンタ部分（太い破線で表示した帯域幅ｆ_b ＝Ｔ ^-1
の部分）λ_l 、λ_r を同図（ａ- ３）、（ｂ- ３）に示
す右端と左端の相関領域部分の波形Ｓ_r 、Ｓ_l にそれぞ
れ代替波形として挿入することを考える。

【０１２５】すなわち、図８（ａ- １）に示す要素関数
０_l （τ）に対しては、下記の対応関係にもとづき、

【０１２６】

【数１９】

【０１２７】非相関領域上の部分波形の極性を反転して
図８（ａ−３）の位置に複写すれば、図８（ａ−１）の
全波形０_l （τ）が復元される［複写する（ａ−２）の
外２

【０１２８】

【外２１】

【０１２９】１ が図８（ａ−１）の相関領域上の点線
の波形に一致する］。この反転複写形波形処理によりΛ
_u ( τ）から生成される波形をＩ形捏造要素関数Λ_I (
τ）としよう。この復元方法は、他の奇数倍高調波の要
素関数に対しても適用できる。

【０１３０】次に図８（ｂ- １）に示す要素関数ｅ₂ (
τ）に対して同様な方法を適用する。ただし、この場合
は、図８（ｂ−２）に示すユニットセンタ部分を非反転
のまま複写する必要がある。すなわち、下記の対応で処
理すれば、ｅ₂ ( τ）の全波形が復元される。

【０１３１】

【数２０】

【０１３２】この非反転複写形波形処理により、Λ_u (
τ）から生成される波形をＮ形捏造要素関数Λ_N ( τ）
としよう。この復元方法は、その他の偶数倍高調波に対
しても適用できる。

【０１３３】上述の原理から、非相関領域の相関関数Λ
_u ( τ）［式（３５）と同じ波形で、連続波形］を２種
類（反転、非反転複写処理）の波形変換処理後に分析す
れば良いことになる。しかし、奇（偶）数倍高調波に対
する反転処理を行うとき、偶（奇）数倍高調波成分にと
っては、原成分が復元されず、逆に歪波形成分［ 外２
２ のように表現する］の生成をもたらす。しかし、こ
の歪波形分の影響は各

【０１３４】

【外２２】

【０１３５】処理後の要素関数間の相互相関係数を予め
求めることにより次式のＬ元１次連立方程式で表現しう
る。

【０１３６】

【数２１】

【０１３７】ここにΛ_I ( τ）、Λ_N ( τ）は、受信フ
レームｒ（ｔ）に対し基準信号波により相互相関関数Λ
（τ）を求め、Λ（τ）に対し、反転・非反転複写形波
形処理（ｐ₀ ，ｐ_e ）を施した結果得られる関数である
［＊は複素共範を示す記号］。また、ξ_p は未知数であ
り、式（４３）を解くことにより求まる。Λ_x ( τ）の
推定値はξ_p により次式で表現される。

【０１３８】

【数２２】

【０１３９】ここで、帯域制限伝送路を考え、これに拡
散系列ｇ（ｉ）を方形波で伝送すると、この方形波は大
きな歪を受けるので、信号分に対して受信側の復調処理
により求めた相互相関関数Λ_S ( τ）の非相関領域の部
分波形は、

【０１４０】

【数２３】

【０１４１】となり、上述の原理は適用できない。しか
し、前述の修正標本化関数変調を用いると、送信側で用
いた基準拡散系列のインパルス成分を受信側で正確に生
成できる。また、式（３８）〜（４７）をすべてτ（＝
ｋＴ_c ）の代りに離散値ｋを、Ｔの代りにＬを用いて表
現することができ、この場合は帯域制限しても式（２
４）が成立する。なお、この場合、図８の実線で示すよ
うに各要素関数を連続波形上のＬ個の標本値からなるイ
ンパルス列で構成する。このようなＬ点を周期とする要
素関数により、同様なＬ点を周期とする相互相関関数を
分析するので、情報量は連続時間波形の場合に比し減少
し、その結果Ｕの行列の大きさは、（Ｌ／２×Ｌ／２）
となる。また、Ｌとしては、通常偶数を用いると部分代
替波形補完を実現し易い。Ｌ＝８の場合の補完は、図８
において表示されているインパルス列に着目して実現で
きる。０_P ( τ）（ｐ＝１，３）、ｅ_P ( τ）（ｐ＝
２，４）の各波形の８点の標本値をもとに作成したイン
パルス列を用いて、式（４５）を求め、その結果から式
（４３）のＵを示すと、次式が得られる。

【０１４２】

【数２４】

【０１４３】前述の図７はＬ＝８の場合の例であり、直
流分のない雑音入力ｘ（ｉ）の前後半部に対しα
（ｉ）、β（ｉ）との相関関数Λ_x α（ｋ）、Λ_x β
（ｋ）を求めて示した。両者の和Λ_x ( ｋ）［この場
合、ｓ（ｉ）＝０であるからΛ_R ( ｋ）に等しい］を、
式（３６）の方法でΛ_x0（ｋ）とΛ_xe（ｋ）とに分離し
て表示した。このΛ_xe（ｋ）のＴ_u 領域の偶関数波形Λ
_u ( ｋ）から式（４９）、（４６）、（４４）を用いる
ことにより［ξ_p ］を求め、

【０１４４】

【数２５】

【０１４５】を得ることができる。ここにＣ_p ( ｋ）は
要素関数cos ｐω_b τの離散値表現である。上式から０
シフト推定値 外２３ を求めることができる。ここ
で、受信

【０１４６】

【外２３】

【０１４７】フレームｒ（ｉ）にもし信号成分ｇ（ｉ）
が含まれていると、それはΛ_s ( ０）となるが、これは
外２４ の算出には影響を与えない。したがって、式
（２５

【０１４８】

【外２４】

【０１４９】）から

【０１５０】

【数２６】

【０１５１】を用いて、受信フレームインパルス列に含
まれる基準拡散系列信号成分に対する０シフト相関量の
推定値 外２５ を求めることができる。 外２６ を
図４の

【０１５２】

【外２５】

【０１５３】

【外２６】

【０１５４】硬判定器（ＤＥＣ）３６で硬判定すること
により、送信２値信号の推定値 外２７ を得ることが
できる。

【０１５５】

【外２７】

【０１５６】上述の説明では、受信フレームｒ（ｉ）に
含まれる式（１７）のｘ（ｉ）に直流成分が含まれない
場合を仮定した。もしｘ（ｉ）に直流成分ｘ_DCが含まれ
ていると、ｇ（ｉ）自身は一般に直流成分ｇ_DCを含むの
で、ｘ（ｉ）とｇ（ｉ）の相互相関関数Λ_x ( ｋ）も直
流成分ξ₀ を含むことになる。一方、式（４３）、（４
９）の［Ｕ］は直流対応要素を含まないので直流分推定
能力をもたず、前述の手法を用いると、推定値 外２８
は

【０１５７】

【外２８】

【０１５８】

【数２７】

【０１５９】となり、−Ｌξ₀ の誤差を生ずる。ここに
Λ_xAc ( ｋ）はΛ_x ( ｋ）に含まれる交流分である。こ
こで、基準拡散系列ｇ（ｉ）に直交する雑音ｘ_Q ( ｉ）
を考えよう。ｘ_Q (ｉ）の中には図９（ａ）に示すよう
に直流分ｘ_DCを含まない雑音ｘ_Q0と図９（ｂ）に示すよ
うに雑音ｘ_DCを含む雑音ｘ_Q1（ｉ）が存在する［両雑音
ともフレーム後半部は０であるから、Σα_i ｘ_Q0i ＝Σ
α_i ｘ_Q1i ＝０の直交条件を満たしている］。図９
（ａ）に対しては、直流分を含まない雑音に対する前述
の推定法を適用できる。すなわち、Λ_x0（ｋ）の偶関数
成分Λ_x0e ( ｋ）をとり、そのＴ_u上の部分相関関数で
ある図示のΛ_ue（ｋ）から 外２９ を推定することが
できる。

【０１６０】

【外２９】

【０１６１】ｘ_Q0（ｉ）が直交雑音であるので、この場
合は正しい推定値が得られる。

【０１６２】

【数２８】

【０１６３】一方図９（ｂ）の場合も同様にしてΛ
_x1（ｋ）、Λ_x1e ( ｋ）を求めることができるが、受信
フレーム前半部の雑音の直流分ｘ_DCと、相補系列α
（ｉ）の直流分α_DCはΛ_x1e ( ｋ）から求めたＴ_u 上の
部分相関関数Λ_ue（ｋ）の中に図示の直流分ξ₀ を生成
する。この系列から、 外３０ を推定すると、その０
シフト

【０１６４】

【外３０】

【０１６５】値は、

【０１６６】

【数２９】

【０１６７】となり、直交雑音の仮定に反し、−Ｌξ₀
の誤差を生ずる。そこで、ｘ_Q1（ｉ）に図９（ｂ）の点
線で示す付加雑音Δｘ_Q1を加える。Δｘ_Q1は前述の直交
条件を満たすので、合成雑音は直交雑音である。また、
ｘ_Q1（ｉ）とΔｘ_Q1の両者の直流分は相殺するので、合
成雑音は交流雑音となり、ｘ_Q0（ｉ）と同一の特性をも
つ。したがって、この合成雑音に対する図９（ｃ）の推
定処理により図の点線に示す結果が得られ、

【０１６８】

【数３０】

【０１６９】となり正しい結果が得られる。どんな雑音
に対してもこのような付加雑音を選ぶことにより、直交
化と交流化を同時に実現できるので、上述の特性を利用
して上記誤差−Ｌξ₀ の発生を回避することができる。

【０１７０】ここで図１０に示すような信号分と一般的
な雑音を含む式（１７）の受信フレームｒ（ｉ）に対
し、含有雑音ｘ（ｉ）に付加雑音Δｘ（ｉ）を加えてΔ
ｘ（ｉ）を調節し、 外３１ としたとき、全雑音が次
式の直交雑音ｘ_Q ( ｉ）となり

【０１７１】

【外３１】

【０１７２】、かつ交流雑音となるような受信フレーム
インパルス列 外３２ を生成するこ

【０１７３】

【外３２】

【０１７４】とを考えよう。

【０１７５】

【数３１】

【０１７６】ここでとり上げた例では、β（ｉ）の交流
分は０であるから、受信フレーム後半部に関する雑音の
直流分は条件に含めないことにした。ｘ_DCは式（３２）
に当たる。ｒ（ｉ）に対してｇ（ｉ）による相互相関関
数Λ_R ( ｋ）を求め、Λ_R (ｋ）の偶関数成分のみを抽
出し［Λ_R ( ｋ）の奇関数成分の直流分は０であるか
ら、偶関数を抽出する過程は省くことができる］、その
非相関領域上の部分相関関数Λ_ue（ｋ）がもつ直流成分
ξ₀ を検出し、

【０１７７】

【数３２】

【０１７８】となるようにΔｘ（ｉ）を調節し、ξ₀ =
０を満足する付加雑音インパルス列外３３ を求める。
前述の理論からξ₀ = ０を満足すれば、合成雑音は直交
化さ

【０１７９】

【外３３】

【０１８０】れ、かつその直流分は０となるので、式
（５６）、（５７）の両者が満足される。この 外３４
を付加した調整受信フレーム 外３５ とｇ（ｉ）か
らΛ_R (

【０１８１】

【外３４】

【０１８２】

【外３５】

【０１８３】ｋ）を求め、そのΛ_ue（ｋ）から、式（４
３）〜（４７）、（４９）の手法により推定値 外３６
を求める。ｘ_Q ( ｉ）が直交雑音であり、かつ交流雑
音にな

【０１８４】

【外３６】

【０１８５】っているはずであるから

【０１８６】

【数３３】

【０１８７】が上述の理論により理解できる。この結果
はシュミレーションでも確認されている。図１０（ａ）
に、上述の手法を直交化しない雑音ｘ（ｉ）［その直流
分と０シフト相関量は図示のごとく、ｘ_DC＝-0.55 、ζ
₀ ＝-1.45 とする］に対する処理過程を示す。最後に得
られる図示の 外３７ はｘ（ｉ）が直流分をもつので
ｘ

【０１８８】

【外３７】

【０１８９】（ｉ）のｇ（ｉ）による０シフト相関量に
等しくない。簡単のため式（５５）の付加雑音の一例と
して４、５、６番目の付加チップ雑音 外３８ 〜 外
３９

【０１９０】

【外３８】

【０１９１】

【外３９】

【０１９２】を用い、調整受信フレームを作り、これに
対する処理過程を図１０（ｂ）に示す。この雑音の付加
によりΛ_ue（ｋ）の直流分が０となる（ξ₀ ＝０）ので
合成雑音ｘ_Q ( ｉ）は交流化されている。またΛ
_ue（ｋ）から求めた推定値は 外４０であるから直交化
されているはずである。したがって、この調整受信フレ
ーム

【０１９３】

【外４０】

【０１９４】外４１ に対し、基準拡散系列ｇ（ｉ）に
よる相互相関関数 外４２ を求め

【０１９５】

【外４１】

【０１９６】

【外４２】

【０１９７】れば、ｘ_Q （ｉ）依存相関量である０シフ
ト相互相関値は、式（５９）であり、式（５２）から

【０１９８】

【数３４】

【０１９９】となり、式（５５）の信号分ｂｇ（ｉ）に
対する相関量の推定値で 外４３ とした値が図１０
（ｂ）の点線として求まる。図１０（ｂ）には上記処理
過程で得

【０２００】

【外４３】

【０２０１】られる波形を示してある。上述の付加雑音
Δｘ（ｉ）は、原雑音ｘ（ｉ）がもつ直流分ｘ_DC0 とｘ
（ｉ）に対するｇ（ｉ）による相互相関関数の０シフト
値ζ₀ の両者を同時に０にする役割をもっている。した
がって、少なくとも２個の付加雑音チップにより目的を
達成しうる。いま付加チップ位置を、ｊ，ｊ' ［ｊ，
ｊ' ＜Ｌ］としたとき、もしｘ_DC0 とζ₀ が既知なら
ば、下記の２元連立方程式

【０２０２】

【数３５】

【０２０３】を解くことにより得られる。α_j ・α_j'＜
０に選べば、この解は存在するので、この付加雑音は信
号極性の異なる任意の２個のチップ位置を選びΔｘ_j ,
Δｘ_j'を変化させることにより、 外４４ の組み合わ
せを容易に求めうる。実際上は

【０２０４】

【外４４】

【０２０５】、２個以上のチップを用いて実現すればよ
い。上記の説明では、相補系列α（ｉ）とβ（ｉ）を２
個のフレームにより２相で送る場合を述べた。ＣＤＭＡ
通信方式では、４相または一般に多相ＰＳＫ信号により
送信信号を作成する場合も多い。例えば、４相ＰＳＫ信
号で送信信号を作る場合の基準信号波は、式（１）の代
りに４相Ｌチップからなる次式で表現される。

【０２０６】

【数３６】

【０２０７】すなわち、この場合は式（１）のｇ（ｉ）
が複素数になり、式（８）の中のｊ番目の修正標本化関
数波形ｃ_j ｗ（ｔ−ｊＴ_c ）は、たたみこみ乗算により
実数（±１）と虚数（±ｊ）の２系統の信号となり、最
終段における搬送波変調の際に、４相の周波数ｆ_a の正
弦波の中の何れかの正弦波上の標本化関数となる。

【０２０８】受信側では、複素位相の正弦波上の修正標
本化関数により受信フレームを相関検出すれば、式（６
２）の複素量ｃ_i が求まる。ｃ_i をα_i とβ_i に分解す
れば、これらに対し上述の雑音推定手法を適用できる。
なお、多相の場合も同様にして同じ手法を適用できる。 ＜第２の実施形態＞上記第１の実施形態では、送信側は
拡散符号系列として直交系列を用いて送信波を生成し、
受信側は受信フレ−ムをマッチドフィルタに加えてその
相関関数出力を求め、この出力の中０シフト以外の値の
積分値を用いて、該受信フレ−ムに加えられていた交流
雑音成分を推定し、それを除去している。この方法は、
直流雑音成分の影響を十分に回避できない。

【０２０９】それで用いる直交系列は通常、直流分を有
する。このため、ＣＤＭＡ通信方式において直流分をも
つアドレス拡散系列を用いる場合は、他のユ−ザからの
干渉雑音に多くの直流分が含まれることになって、誤り
率を十分に低下させ得ないことが考えられる。第２の実
施形態は、そのような干渉雑音による誤り率の低下を更
に回避できるようにしたものである。

【０２１０】先ず、本実施形態における復調原理を説明
する。本実施形態では、ユ−ザの識別のためのアドレス
拡散系列として、周期自己相関が０シフト値で０となる
直交系列、または０シフト以外のシフト値の値の積分値
が正値をとる偏奇直交系列を用いる。直交系列の一例と
して２相系列ｇ（ｔ）を用いた場合の復調原理を説明す
る。

【０２１１】ｇ（ｔ）はα（ｔ）とβ（ｔ）の一対の２
相系列からなり、両者を情報ｂで変調した後、順次送信
するか、またはα（ｔ）を実数にβ（ｔ）を虚数に対応
させた４相系列として送信する。ここでは、前者の場合
を例にとり説明する。一般に拡散系列α（ｔ）、β
（ｔ）は何れもＬ個のチップからなり、チップ周期をＴ
_C、系列長をＴ（＝ＬＴ_C ）とすれば、ｔ＝ｉＴ_C とし
て、変数の離散値ｉで表現すると、アドレス拡散系列ｇ
（ｉ）は式（１８）〜（２０）で与えられている。ここ
にα_i 、β_i はｉ番目のチップ振幅で１の値をとる。ｇ
（ｉ）を２値情報ｂ（∈±１）で変調し送信信号系列
（送信フレ−ム）ｓ（ｉ）が作られる。

【０２１２】この信号が受信側に伝送される過程で加え
られる雑音系列をｘ（ｉ）としよう。受信入力ｒ（ｉ）
はｓ（ｉ）、ｘ（ｉ）と共に式（１７）で与えられてい
る。ここでチップ波形として式（４）のｑ（ｔ）を用い
るとアドレス拡散系列波形ｇ（ｔ）は

【０２１３】

【数３７】

【０２１４】で与えられる。このｇ（ｔ）を用いて、ベ
ースバンド帯域の送信波ｓ（ｔ）と受信波ｒ（ｔ）を送
受信シンボルフレーム波形の系列とすれば、それらは式
（９）、（１０）で表現されている。以下、ｎ＝０のフ
レームに着目して説明を行う。ここでは、無線周波数帯
域への変調については、説明を省略する。

【０２１５】受信機はベ−スバンド帯域の受信フレ−ム
に含まれる式（６３）のｇ（ｔ）に対し、チップ波形に
ｑ（ｔ）よる相関復調を施すと、式（１８）のアドレス
拡散系列ｇ（ｉ）が得られる。次に受信機では、アドレ
ス拡散系列成分に同期した系列ｇ（ｉ）を参照系列とし
て準備し復調を行う。α（ｉ）、β（ｉ）の自己相関関
数をΛα（ｋ）、Λβ（ｋ）とするとき、総合自己相関
関数Λ_s は式（２１）〜（２３）で与えられる。

【０２１６】図１１に信号系列ｓ（ｉ）とその相関関係
の例を示す。図１１（ａ）はｓ（ｉ）＝ｂｇ（ｉ）＝ｂ
｛α（ｉ）＋β（ｉ）｝の例でｂ＝１の場合である。図
１１（ｂ）はΛα（ｋ）とΛβ（ｋ）である。図１１
（ｃ）は後述する雑音による相関関数を示す。ここで、
α（ｉ）、β（ｉ）として０及びＬの整数倍のシフト位
置以外で式（２４）が成立するような前述の相補系列を
用いる。

【０２１７】上記自己相関関数Λα（ｋ）、Λβ（ｋ）
はα（ｉ）、β（ｉ）にマッチしたマッチドフィルタに
信号α（ｉ）、β（ｉ）をそれぞれ加えたとき得られる
出力であり、両者の和Λ_s （ｋ）は、０シフト以外のシ
フト位置で０となる。この関係を図１１に示す。Λα
（ｋ）の中のΛα（２）、Λα（６）はΛβ（ｋ）の中
のΛβ（２）、Λβ（６）によりそれぞれ打消されるの
でｋ≠０の値でΛ_s ( ｋ）→０となる。したがって式
（６３）の受信信号の前半をα（ｉ）用マッチドフィル
タに、後半をβ（ｉ）用マッチドフィルタに加えて加算
した出力は式（２５）〜（２９）で与えられる。

【０２１８】次に式（３２）、（３３）に示すように直
流成分を含まない雑音を考えよう。交流雑音（直流雑
音、信号に対する）相互相関関数を図１１に示し、雑音
に対する相関出力を式（６４）〜（６６）に示す。

【０２１９】

【数３８】

【０２２０】ここでシフト時間ｋのうち、ｋ＝０、（±
L ，±2L，・・・）を（信号）相関領域T_C0、ｋ＝1 〜L
-1 を（信号）非相関領域Ｔ_u と名付けよう。期間Ｔ_u
に存在する部分相互相関関数をΛ_u （ｋ）としよう。受
信フレームｒ（ｉ）に信号ｓ（ｉ）が含まれている場合
でも、Λ_u （ｋ）は純粋に雑音のみに依存する波形であ
るからΛ_ux（ｋ）に等しい。式（３４）のΛ_r ( ｋ）を
全領域とＴ_u 区間に対応するインパルス列は式（３
４）、（３５）で示される。ここに、τは連続シフト時
間である。非相関領域Ｔ_u に含まれる式（３５）のイン
パルス列の和をΦとし次式で表現する。

【０２２１】

【数３９】

【０２２２】図１１と図１２に示すように、ｓ（ｉ）＝
０でも、信号が存在しても、０シフト以外のシフト出力
は０であるから式（６７）は雑音のみに依存する値であ
る。雑音ｘ（ｉ）の前半部に直流分を含まない場合、そ
の相関関数は、図１１（ｃ）のΛ_x ( ０）とΛ
_uxAC（ｋ）［ｋ＝１〜Ｌ−１］となる。またβ（ｉ）は
直流分を含まないので、ｘ（ｉ）の後半部に直流分が含
まれていても、それは交流雑音と見なされ、その相関関
数は同様にΛ_x （０）とΛ_uxAC（ｋ）となる。このこと
は、図１２の入力雑音ｘα（ｉ）、ｘβ（ｉ）の直流分
と交流分にそれぞれ対する相関関数Λ_x α（ｋ）、Λ_x
β（ｋ）から明らかである。したがって、Ｘ_DCα＝０の
場合には Λ_x ( ０）＋Φ ＝ ０ (68) が成立つので

【０２２３】

【数４０】

【０２２４】が導かれる。したがって、Φを求めること
により雑音の影響を受けない信号検出が可能となる。次
にアドレス拡散系列として偏奇直交系列の一例であるα
（ｉ）のみを選んだ場合を述べよう。この場合式（３
５）は Λ_u ( ｋ） ＝Λ_u α（ｋ）＋Λ_ux（ｋ） (70) Λ_u α（ｋ）＝ Λα（２）＋Λα（６） (71) となり、Λ_u α（ｋ）だけ偏奇する。しかし式（７１）
は常に正であり、 Λα（０）＝Λα（２）＋Λα（６）＝Λβ（０） (72) の関係があるので、送信フレ−ムとしてｂα（ｉ）のみ
を用い、式（６９）により 外４５ を求めよう。この
場合、

【０２２５】

【外４５】

【０２２６】 Φ＝−Λ_x ( ０）＋ｂ｛Λα（２）＋Λβ（６）｝ (73) であるから、

【０２２７】

【数４１】

【０２２８】となり、α（ｉ）とβ（ｉ）を用いた場合
と同じ出力が得られる。したがって、α（ｉ）のみを用
いても、雑音フリ−の検出が実現できる。上記の基準拡
散系列としては、偶差直交系列から生成される相補系列
の中、系列長Ｌ＝２⁽²ⁿ⁺¹⁾、（ｎ＝１，２，３，・・
・）の両方、または一方を用いうる。

【０２２９】次に、移動通信用ＣＤＮＡ、無線ＬＡＮ、
無線放送を対象として考えると、希望局の送出信号自身
がマルチパスにより生成する遅延波、または他ユ−ザ局
の送出した直接波やその遅延波が干渉雑音として入来す
る。本発明は、これら干渉波に直流成分が予め含まない
ようにすることにより雑音フリ−検出を実現するもので
ある。なお、ここでは、多数のユーザ局から基地局へ同
時に送信する上りーリンクの非同期通信を対象とする
（技術的により容易な下り−リンクの同期通信に対して
も適用できる）。

【０２３０】図１３は第２の実施形態による送信機の回
路構成を示すブロック図であり、３つの変調器６１〜６
３を備えている。その送信機ＴＸは、送信符号系列とし
て、基準系列ｇ（ｉ）に後述するダミ−チップを付加す
ることにより拡大系列ｇ_E (ｉ）を作り、変調器６１が
ｇ_E ( ｉ）に送信情報ｂによる情報変調を施し、さらに
変調器６２が標本化関数波形Ｗ（ｔ）の各チップ波形を
たたみこんでベ−スバンド波形ｓ（ｔ）を作る。その
後、変調器６３がｓ（ｔ）により搬送波ｆ_aoを変調して
ｓ_a ( ｔ）を作り、これを送信する。

【０２３１】図１４は、第２の実施形態による受信機の
回路構成を示すブロック図である。図において、７１及
び７２は乗算器（変調器）、７２は低域ろ波器（ＬＰ
Ｆ）、７４はフレーム再構成回路（ＭＳＫ）、７５は整
合ろ波器（マッチドフィルタ；ＭＦ）、７６は加算器、
７７は積分器、７８は硬判定回路（ＤＥＣ）である。ま
た、ｒ_a ( ｔ）は受信信号、ｒ_E ( ｔ）はベースバンド
帯域の受信信号（ここでは１フレーム分）、ｒ（ｉ）は
受信フレームインパルス列、Λ_u ( ｋ）は期間Ｔ _u に存
在する部分相互相関関数、Λ（０）は相関関数の０シフ
ト値、Φは相関関数の０シフト以外の出力の積分値、
ｆ'_aoは局部搬送波、 外４６ は送信情報

【０２３２】

【外４６】

【０２３３】の推定値である。受信機ＲＸは、まず変調
器７１が局部搬送波ｆ'_aoを受信信号ｒ_a ( ｔ）により
変調し、変調後の信号を低域濾波器（ＬＰＦ）７２に入
力することにより、ベ−スバンド帯域の受信フレ−ムｒ
_E ( ｔ）を生成する。ｒ_E ( ｔ）は変調器７３によりチ
ップ波形Ｗ（ｔ）を用いて復調されて離散系列ｒ（ｉ）
となる。ｒ（ｉ）は上記拡大系列ｇ_E ( ｉ）に雑音が付
加されている受信フレ−ムである。受信機ＲＸのフレ−
ム再構成回路（ＭＳＫ）７４は、このフレ−ムから、上
記ダミ−チップを取り除いて受信中核フレ−ムｒ（ｉ）
を作成し、このフレ−ムｒ（ｉ）をマッチドフィルタ
（ＭＦ）７５に加え、相関関数の０シフト値Λ（０）
と、０シフト以外の出力を求める。積分器７７は、０シ
フト以外の出力の積分値Φを求める。相関関数の０シフ
ト値Λ（０）と０シフト以外の出力の積分値Φは加算器
７６で加算される。硬判定回路（ＤＥＣ）７８は加算器
７６の出力 外４７ を

【０２３４】

【外４７】

【０２３５】硬判定する復調処理を施し、送信情報を
外４８ 検出する。なお、マッチドフ

【０２３６】

【外４８】

【０２３７】ィルタ（ＭＦ）７５、硬判定回路（ＤＥ
Ｃ）７８の動作は上記第１の実施形態と基本的に同じで
ある。ここで重要な上記ダミ−チップの付加方法につい
て以下に述べる。図１５は、そのダミーチップを付加す
ることで得られる拡張フレ−ムの構成例を示す。同図
（ａ）は送信フレ−ム、同図（ｂ）は受信フレ−ムに入
来する直接波ｒ（ｔ）と、遅延波ｒ（ｔ−τ）を示す。
ここでは簡単のため直接波ｒ（ｔ）は、受信増幅後送信
波と同じ振幅に調整されていると仮定する。

【０２３８】図１５（ａ）において、αはα₁ とα₂ か
らなる基準系列、ｈは前置ダミ−系列、ｄはα₁ とα₂
の中間に挿入されたダミ−系列であり、それらはα、
ｈ、ｄからなる拡張フレームｇ_E （ｉ）のフレーム系列
である。各フレ−ムのｇ_E ( ｉ）は送信情報ｂにより、
その極性が非反転、反転される。しかし、図１５ではこ
の変調による極性変化を省いて示している。図１５
（ｂ）は同図（ａ）の送信波を受信機ＲＸで受信したと
きの受信フレ−ムである。ここでｒ（ｔ）は直接波であ
り、ｒ（ｔ−τ）はマルチパスによる自己遅延波であ
る。受信機ＲＸは受信フレ−ムの直接波ｒ（ｔ）に同期
したマスク信号ｅ_M ( ｉ）を準備している。ｅ_M（ｉ）
は直接波ｒ（ｔ）のダミ−位置にある受信チップ入力を
除き、残部で式（１２）の受信中核フレ−ムを作成す
る。ここに、ｒ_i 、ｘ_i は、それぞれ、ｉ番目のチップ
位置の受信電圧と雑音電圧でる。図示の雑音［Ｘ₁ ］、
［Ｘ₂ ］は一般に複数チップに亘る記号である。

【０２３９】この雑音系列の直流成分Ｘ_DCは式（３２）
のＸ_DCαで与えられるが一般には０ではない。しかし、
前部ダミ−チップｈの極性と、中間ダミ−チップｄのチ
ップ位置と、極性を適当に選定することにより、Ｘ_DCα
→０を実現できる。一般にマルチパスのある伝送路で
は、復調受信フレ−ムが遅延波の一つである場合も発生
する。この場合は先行波ｒ（ｔ＋τ）も干渉波となるの
で、後述するように、後部ダミ−チップｈ’を設けてこ
れに対処する。

【０２４０】図１６は、Ａ局とＢ局から基地局に入来す
る信号ｒ_A ( ｔ）とｒ_B ( ｔ）を示す。受信フレ−ムは
両者の和である。これらの信号を生成する拡張系列は、
アドレス拡散系列（α₁ ，α₂ ）の前後部にダミ−チッ
プｈ、ｈ’を付加し、さらに中間ダミ−チップｄを付加
して作られている。このダミ−パタ−ンは、アドレス拡
散系列に対応するものであるが、同一セル内で同一周波
数帯域を用いて使用されるアドレス拡散系列群（アドレ
ス系列ファミリ）にも依存する。

【０２４１】図１６において、Ｂ局宛信号を干渉波、Ａ
局宛信号を希望波としよう。受信フレ−ムからｒ
_A （ｔ）の信号（α_a1，α_a2）を含む部分を前記マスク
信号ｅ_M （ｉ）を用いてとり出し、これを［ｒ₁ ］、
［ｒ₂ ］と表してある。［ｒ₁ ］、［ｒ₂ ］はα_a1とｒ
_B ( ｔ）の中の［ｙ₁ ］、α_a2とｒ_B ( ｔ）の中の［ｙ
₂ ］それぞれ構成される。ここで［ｙ₁ ］、［ｙ₂ ］は
他局干渉雑音である。図１６では受信中核フレ−ムはｒ
（ｉ）＝［ｒ₁ ］＋［ｒ₂ ］となり、その中には雑音
（＝［ｙ₁ ］＋［ｙ₂ ］）が含まれる。図１６では、ｒ
_B ( ｔ）がｒ_A ( ｔ）よりτだけ先行して入来している
が、一般にこのような非同期伝送の場合を考える。ここ
でｈ＝ｈ’とし、 ｜τ｜＜ｈＴ_C (75) と仮定すれば、上記受信中核フレ−ムｒ_A ( ｔ）には干
渉波ｒ_B ( ｔ）の受信フレ−ムの境界は含まれないの
で、準同期状態において復調できる。準同期状態では、
干渉波は常に周期系列と見なせる。許容できる時間差τ
はダミ−チップ長に依存する。ここでｈ＝ｈ’とし、下
式の条件 ｜ｊ｜＜ｈ (76) を満足する正負のすべてのシフト範囲において、干渉波
の直流分を小さくする観点から、 Ｘ_DC，Ｙ_DC→ε (77) ε≪Λ_S （０） (78) を満足する条件を設定しよう。ここで雑音を２種類に分け、Ｘ_DCは自己干渉波ｘ _i による直流分、Ｙ_DCは他局間干渉波ｙ_i による直流分
とした。この条件はＢ局からＡ局への干渉波のみなら
ず、Ａ局からＢ局への干渉波に対しても要求される。つ
まり、一般には同時に通信するすべての局間で成立つ必
要がある。

【０２４２】Ｌ＝８のアドレス拡散系列を例にとり上
げ、｜ｊ｜＝３に対してε≦２が満足される拡張系列３
個のファミリの例を図１７に示す。この系列をＡ、Ｂ、
Ｃ局に割当てたときの、Ａ局宛信号検出に際しての自己
干渉直流分Ｘ_DC（Ａ→Ａ）と他局間干渉直流分Ｙ_DC（Ｂ
→Ａ）の各特性を図１８に示す。図１８から、｜ｊ｜＝
３に対しこの拡張系列の各々の自己干渉直流分は Ｘ_DC ＝ ０ (79) 満足する。このような拡張系列を用いてシステムを構築
すると、Ｙ_DC＝０ではないから受信復調処理において干
渉波による多少の妨害を受けるが、その影響は著しく小
さくなり、飛躍的な誤り率の低下を実現できる。

【０２４３】また、上記説明では、Ｘ_DC→０、Ｙ_DC→０
を評価尺度として、ダミ−パタ−ンを決定したが、評価
尺度としてΛ（０）→０を用いることもできる。この場
合は、対象とするアドレス拡散系列を、直交系列や偏奇
直交系列に限定する必要はない。

【０２４４】図１９は図１４のマスク回路（ＭＳＫ）７
４の回路図であり、否定回路（ＩＮＨ）８１、及びメモ
リ回路（ＭＥＭ）８２を備えて構成されている。受信拡
張フレ−ム波形ｒ_E ( ｔ）が入来し、これに対しチップ
波形ｗ（ｔ）による相関出力（またはたたみこみ積分出
力）を求めると、拡張フレ−ムのチップ系列ｒ_E ( ｉ）
が求まる。否定回路（ＩＮＨ）８１は、この系列ｒ_E (
ｉ）中のダミ−チップ部分を、ダミ−タイミング信号Ｃ
（ｈ，ｄ，ｈ’）を用いて除き、その出力をメモリ回路
（ＭＥＭ）８２に加える。メモリ回路（ＭＥＭ）８２に
格納された系列を、ダミ−タイミング信号Ｃ（ｈ，ｄ，
ｈ’）より少し遅れた読出タイミング信号Ｃ_R で読み出
すことにより、受信中核系列ｒ（ｉ）が求まる。 ＜第３の実施形態＞上記第２の実施形態は、拡散系列を
操作することにより、受信フレ−ムの中の受信中核フレ
−ムに干渉波の直流成分が含まれないようにしている。
第３の実施形態は、各局の送信フレ−ムに含まれる直流
分を別のチャンネルで伝送し、そのチャンネルから、上
記の受信フレ−ムに含まれる干渉波直流成分を推定する
ようにしたものである。

【０２４５】図２０は、本発明の第３の実施形態による
受信機の回路構成を示すブロック図であり、４つの変調
器９１〜９４、加算器９５、及び遅延回路（Ｄ_T ）９６
を備えて構成されている。ここでは、受信機ＴＸのユー
ザ番号ｎは０として説明する。

【０２４６】その受信機ＴＸでは、まず、変調器９１が
送信情報ｂにより、アドレス拡散系列である偏奇直交系
列α₀ ( ｉ）を中核とする拡張系列Ｇ（ｉ）（Ｇフレー
ム）を変調し、変調器９２が、その出力でチップ波形ｗ
（ｔ）をさらに変調（例えばたたみこみ変調）すること
により出力ｓ_GE（ｔ）を生成する。一方、Ｇフレームと
同じ長さのそれに後続するＨフレームを作り、Ｈフレー
ム上の中間周波数の搬送波 外４９ を送信情報ｂによ
り変調し、その出力を、遅延回路（Ｄ_T ）９６

【０２４７】

【外４９】

【０２４８】によりフレ−ム長Ｔだけ遅延させることに
より付加フレームｓ_HE（ｔ）を生成する。ｓ_GE（ｔ）と
ｓ_HE（ｔ）を後述する図２２に示すように時分割的に加
算器９５に配列（加算）することにより、送信対フレ−
ムｓ_P ( ｔ）を作り、更に変調器９４がｓ_P ( ｔ）によ
り無線帯域搬送波ｆ_a0を変調して、無線帯域送信フレ−
ムｓ_a ( ｔ）が生成される。

【０２４９】図２１は、本発明の第３の実施形態による
受信機の回路構成を示すブロック図である。ここでは、
受信機ＲＸは、０番目のユーザ宛送信信号の復調を行う
ものとする。

【０２５０】ｓ_a ( ｔ）に対応する受信信号ｒ_a ( ｔ）
が加わると、変調器１０１が局部搬送波ｆ'_a0をｒ_a (
ｔ）により変調し、低域ろ波器（ＬＰＦ）１０２で帯域
を制限することにより、受信対フレ−ムｒ_P ( ｔ）が生
成される。ｒ_P ( ｔ）の前部のＧフレ−ムｒ_GE（ｔ）を
用いて変調器１０３がチップ波形ｗ（ｔ）を変調するこ
とにより、受信拡張チップｒ_GE（ｉ）が復元される。次
に中核フレ−ム抽出回路（ＦＥ）１０４は、ｒ_GE（ｉ）
の中央部のみ抽出し、受信中核フレ−ムｒ_G (ｉ）を生
成する。このｒ_G ( ｉ）は図１３と同じマッチドフィル
タ（ＭＦ）１０５に加えられ、その結果、判定出力 外
５０ が得られる。ただしこの方式では

【０２５１】

【外５０】

【０２５２】、硬判定回路（ＤＥＣ）１１２への入力で
ある最終復調出力 外５１ は、式（

【０２５３】

【外５１】

【０２５４】６９）または式（７４）と異なり、次式で
与えられる。

【０２５５】

【数４２】

【０２５６】ここに、ｖ_ex0 、ｖ₀₀は干渉波制御信号で
ある。図２１において、ｒ_P （ｔ）の後部の受信付加Ｈ
フレ−ムｒ_HE（ｔ）は、中核フレーム抽出回路（ＦＥ）
１０８に加えられ、その中核フレ−ムｒ_H ( ｔ）のみが
相互干渉検出回路（ＣＩＤ；Cross Interference Detec
tion）１１０に加えられる。相互干渉検出回路（ＣＩ
Ｄ）１１０はｒ_H ( ｔ）と、干渉局のユ−ザ搬送波γ'_n
（ｎ＝1,2,3,・・・N ）と、制御信号利得較正係数検出
回路（ＣＡＢ；Calibretor）１０９から出力される各干
渉波の制御信号利得較正出力δ_n-0 とを用いて、０番目
以外の各干渉局から入来したＨフレ−ム上の受信中核フ
レ−ムに含まれる直流成分推定値の和ｖ_ex0 を出力す
る。この出力ｖ_ex0 は他局間干渉波制御信号で、次式で
与えられる。

【０２５７】

【数４３】

【０２５８】ここに 外５２ はｎ番目の干渉局が０番
目の希望局の受信中核フレ−ムｒ_G

【０２５９】

【外５２】

【０２６０】（ｔ）に与えた干渉直流分の推定値であ
る。一方、受信付加フレ−ムｒ_H ( ｔ）は、自己干渉推
定回路（ＳＩＥ；Self Interference Estimator ）１１
１にも加えられる。自己干渉推定回路（ＳＩＥ）１１１
は、マルチパスのため希望波により生成される先行波及
び遅延波を検出し、希望局のユ−ザ搬送波を用いて下式
で与えられる自己干渉制御信号ｖ₀₀を生成する。

【０２６１】

【数４４】

【０２６２】ここに一般に 外５３ はｎ局の送信波で
生じる自己干渉波直流分の推定値であ

【０２６３】

【外５３】

【０２６４】る。ｖ_ex0 とｖ₀₀を用いると、式（８０）
から、干渉直流分を除いて復調出力を生成できるので、
前述の検出理論から正しい検出が可能となる。このこと
から、受信機ＲＸでは、演算器１０７で式（８０）の演
算を行い、その演算結果（最終復調出力） 外５４ を
硬判定回路（ＤＥＣ）１１２に入力させて判定出力を得

【０２６５】

【外５４】

【０２６６】外５５ ている。

【０２６７】

【外５５】

【０２６８】上記制御信号利得較正系数検出回路（ＣＡ
Ｂ）１１１はｎ番目の局の伝送利得較正用に割当てられ
た後述するパイロットフレ−ム（ＧＨ_n ）のタイミング
で受信した中核Ｇフレ−ムｒ_G ( ｔ）と、同Ｈフレ−ム
ｒ_H ( ｔ）を抽出する。後述するように、これらの復調
出力を比較することにより。ｎ番目の局の送信信号が０
番目の局のＧフレ−ムに与える直流分妨害 外５６ の
制御信号利得較正出力

【０２６９】

【外５６】

【０２７０】δ_n-0 を得る。δ_n-0 は相互干渉検出回路
（ＣＩＤ）１１０で用いられる。この付加フレ−ム方式
には時分割形と周波数分割形があり、主として前者につ
いて述べる。図２２は時分割形付加フレ−ム方式のベ−
スバンド帯域フレ−ム構成である。図には希望局（ｎ＝
０）の受信フレ−ムｒ₀ ( ｔ）と干渉局（ｎ＝１）の受
信フレ−ムｒ₁ ( ｔ）を示す。両者は時間差τ₀₁をも
つ。送信フレ−ムはこれに対応する構成であり、その表
示は省いてある。ｒ₀ ( ｔ）のフレ−ム系列の０番目の
対フレ−ムに注目しよう。図２１では、１個の対フレ−
ムをｒ_P ( ｔ）で示し、それはＧとＨフレ−ムから作ら
れていた。ここでは０局宛の０番目のフレ−ムをＧ₀₀と
Ｈ₀₀で示す。Ｇ₀₀は、アドレス拡散系列の前後にダミ−
チップｈ、ｈ’を付加した後、送信情報ｂ₀₀を乗じて作
られる拡散（Ｇ）フレ−ムである。Ｈ₀₀は、ｎ＝０に対
応する正弦波 外５７ にｂ₀₀を乗じて作られる付加（

【０２７１】

【外５７】

【０２７２】Ｈ）フレ−ムであり、ここではその長さを
Ｇフレ−ム長Ｔと便宜上等しくした。Ｇ₀₀、Ｈ₀₀を受信
復調するときは、それぞれ、ｈ、ｈ’を除いた長さ
Ｔ_D 、Ｔ'_Dの受信中核フレ−ム［図２１のｒ_G ( ｔ）、
ｒ_H ( ｔ）に当る］を用いる。Ｇ₀₀のｈ、ｈ’は式（７
５）が成り立つような準同期状態で、干渉波の直流成分
を不変に保つ機能があり、Ｈ₀₀のｈ、ｈ’部分も準同期
状態での信号を正しく検出するために必要なダミ−部分
（中核フレームの正弦波の延長が含まれる）である。本
方式のＨフレ−ムは、干渉局が送信する送信フレ−ムの
直流分情報を受信側で利用しうるように、直流分情報ｂ
に対応した干渉制御信号を伝送する機能をもつ。この情
報伝送のために、各ユ−ザに異なるユ−ザ搬送波（中間
周波数）を割当てる。すなわち、ユ−ザ番号ｎに対応し
て、例えば次式の周波数を割当てる。

【０２７３】 γ_n ＝（ｎ＋１）ｆ₀ (83) ｆ₀ ＝１／Ｔ_D (84) したがって、受信側でＴ'_Dの中核フレームを用いて復調
する際に、ｎの異なる搬送波は互いに直交する。

【０２７４】このようにして、ｎ番目ユ−ザは、Ｈフレ
−ム（ｂ_n の振幅をもつフレ−ム長Ｔの方形波）によ
り、周波数γ_n を両側波帯変調して、中間周波数付加フ
レ−ムｓ_H ( ｔ）を生成し、これと前述の拡散フレ−ム
ｓ_G ( ｔ）と共に搬送波ｆ_akを変調して無線帯域送信対
フレ−ムｓ_a ( ｔ）を作り送信する。

【０２７５】図２３は、図２２のベ−スバンド帯域受信
対フレ−ムのスペクトルを示す。Ｒα（ｆ）はＧフレ−
ムから抽出した受信中核フレ−ムのスペクトル、Ｒγ
（ｆ）は、Ｈフレ−ムから抽出した受信中核フレ−ムの
スペクトルである。両者は、ほぼ同一帯域を専有する。
Ｒγ（ｆ）は、ユ−ザ番号ｎに対応する一対の正弦波
（ｎ＋１）ｆ₀ からなる離散スペクトルである。Ｆ_Sep
は、受信機ＲＸにおいて、Ｈフレ−ムをフィルタに加え
て帯域分離する場合の帯域区分を示す。±γ₀ を含む帯
域Ｂ₀₊とＢ_0-を通過した出力は自己干渉制御出力ｖ₀₀を
生成し、Ｂ_ex0+とＢ _ex0-を通過した出力は他局間干渉制
御出力ｖ_ex0 を生成する。

【０２７６】ここで、希望局（０番目）宛信号に同期し
た受信中核フレ−ムを生成する過程で用いる局部搬送波
ｆ'_a0は送信搬送波ｆ_a0に同期しているが、他のｎ番目
局から入来する受信フレ−ムの搬送波ｆ_anとは同期して
いない。したがって、ｂ_n ＝１の場合でも、上記受信中
核フレ−ムに含まれるｂ_n にもとづく直流分Ｘ_DC（ｎ→
０）は必ずしも正ではなく、ｆ'_a0とｆ'_anの位相差によ
り変わる。この変動の影響は、ユ−ザ搬送波±γ_n を介
して、正しく伝送され、検出出力 外５８ に反

【０２７７】

【外５８】

【０２７８】映される。しかし、Ｘ_DC（ｎ→０）は帯域
Ｂαを用いる受信中核Ｇフレ−ム上の伝送により得られ
る値であり、 外５９ は帯域Ｂ_n+、Ｂ_n-を用いる単一
正弦波（±γ_n

【０２７９】

【外５９】

【０２８０】による伝送により得られる推定値である。
したがって、選択性フェ−ジングのある伝送路は、しば
しば 外６０ に大きな変動を与える。したがって 外
６１

【０２８１】

【外６０】

【０２８２】

【外６１】

【０２８３】の条件を保つために、パイロット信号によ
る較正機能が必要となる。図２４は、パイロットフレ−
ム伝送用マルチフレ−ムの構成を示す図である。図２４
（ａ）のＪ_O は０番目の第１マルチフレ−ムで、Ｍ個の
第２マルチフレ−ムＩ_m （ｍ＝0,1,2,・・・M ）から構
成される。ユ−ザ数をＮとするとき、Ｉ_mはＮ個の対フ
レ−ムで構成される。Ｉ₁ 〜Ｉ_M に含まれるＮ個の対フ
レ−ムＣ_n（ｎ＝0,1,2,・・・N ）は全ユ−ザが共通に
使うタイムスロットで、実際に各ユ−ザがその送信フレ
−ムを送信し、これを基地局が受信したときに許される
タイミング変動｜τ｜は、式（７５）で与えられる。Ｉ
₀ はパイロット用第２マルチフレ−ムであり、その中の
ｎ番目の対フレ−ムＧＨ_n のタイムスロットには、図２
２に示したｎ局宛Ｇフレ−ムとＨフレ−ムが対を構成し
て送信され、他の局宛信号は、このフレ−ムを使用でき
ない。すなわちｎ局専用のタイムスロットである。

【０２８４】ｎ局は送信情報をｂ_n ＝１に設定してＧ及
びＨフレ−ムを送信し、基地局は、図２１を用いて後述
する両フレ−ムの検出出力、ｖ_s ( ｎ）［＝Λ
_R （０）。式（７４）参照］とｖγ（ｎ）とを照合し、
両者が等しくなるように、ユ−ザ搬送波γ_n の復調利得
を較正する。Ｉ₀ のＮ個の対フレ−ムを用いて、最大Ｎ
局の較正ができる。図２４（ｂ）に示すように第１マル
チフレ−ムはＪ₀ 、Ｊ₁ 、Ｊ₂と繰返される。基地局は
下り−リンクを用いて、各ユ−ザにこのマルチフレ−ム
同期信号を既存技術により伝送する。

【０２８５】図２５は、上記相互干渉検出回路（ＣＩ
Ｄ）１１０のブロック図である。フレーム抽出回路（Ｆ
Ｅ）１２１は、タイミングパルスｅ_F により、この回路
１１０に入力した受信対フレームｒ_P （ｔ）から受信中
核Ｈフレ−ム［図２２の（ｈ）と（ｈ’）を除く部分］
を抽出する。その出力はフィルタ（ＦＬ１）１２２に加
えられて、図２３の帯域Ｂ_ex0+とＢ_ex0-に含まれる濾波
出力ｖ（Ｂ_ex0 ）が生成される。γ₀ を除く搬送波の集
合［γ］によりこれを復調すれば、他局間干渉制御信号
ｖ_ex0 が求まる。その復調は、変調器１２３が濾波出力
ｖ（Ｂ_ex0）により、γ₀ を除く搬送波の集合［γ］を
変調し、その変調器１２３の出力の積分値を積分器１２
４が求めることでなされる。なお、フィルタ（ＬＦ１）
１２２は、加えられる利得較正出力δ_n-0 ( ｎ＝1,2,・
・・N ）から、各干渉局の送信信号にもとづく直流成分
の振幅と極性を修正する機能を有しており、その機能を
用いて濾波出力ｖ（Ｂ_ex0 ）を生成する。

【０２８６】図２６は、制御信号利得較正係数検出回路
（ＣＡＢ）１０９のブロック図である。この係数検出回
路（ＣＡＢ）１０９の入力として、図２６のパイロット
フレ−ムＩ₀ のｎ番目のフレ−ムＧＨ_n を用いて伝送さ
れたｎ局宛の受信対フレ−ムｒ_P ( ｔ）が入力される。
そのｒ_P ( ｔ）から、フレ−ム抽出回路（ＦＥ）１３１
はＧフレームの中核部分ｒ_G ( ｔ）を抽出し、他方のフ
レーム抽出回路（ＦＥ）１３５はＨフレ−ムの中核部分
ｒ_H ( ｔ）を抽出する。

【０２８７】ｒ_G ( ｔ）は相関器（ＣＯＲ）１３２にお
いて、チップ波形ｗ（ｔ）により復調され、ｒ_G ( ｉ）
となる。このタイミングでは、ｎ局以外局からの送信は
ないから、白色雑音レベルを十分小さく抑える条件（Ｃ
ＤＭＡ方式では容易に実現できる）で、受信回路（ＭＦ
−Ｉ；マッチドフィルタと積分器から構成された回路で
ある）１３３にｒ_G ( ｉ）を加えればｎ局宛復調信号出
力ｖ_s ( ｎ）が生成される。ただし、ここでは前述のよ
うに０局用局部搬送波ｆ'_a0が用いられているので、ｖ
_s ( ｎ）はｎ局宛送信Ｇフレ−ムを受信したときの他局
間干渉波に対応する検出出力である。

【０２８８】一方、ｒ_H ( ｔ）はユ−ザ搬送波γ_n を通
過させるフィルタ（ＦＬ２）１３６に加えられ、出力ｖ
（Ｂ_n ）が生成される。変調器１３７はそのｖ（Ｂ_n ）
により局部搬送波γ'_nを変調し、それの出力を積分器１
３８が積分することで、ｎ局が送信した信号の直流分対
応の出力ｖγ（ｎ）が生成される。ｖ_s ( ｎ）とｖγ
（ｎ）は比較器（ＣＯＭ）１３４により比較されて利得
較正系数出力δ_n-0 が生成される。

【０２８９】なお、受信したユ−ザ搬送波γ_n の位相
は、干渉局フレ−ムと希望局フレ−ム間の時間差
（τ_n0）により変化し、その検出出力ｖ_n に誤差が発生
する。この誤差も、δ_n-0 を用いて較正できる。

【０２９０】さらに、正確な受信復調動作には、式（８
０）に示したように希望局（ｎ＝０）宛送信波の自己干
渉による直流分の推定値ｖ₀₀も必要である。そのため
に、図２１の受信機ＲＸに自己干渉推定回路（ＳＩＥ）
１１１を設けた。ここでは推定回路（ＳＩＥ）１１１の
詳細な説明は省くが、その推定値ｖ₀₀は、図２２に示し
たＨフレ−ムの、先頭（ｈ）部と後部（ｈ’）部に含ま
れる先行波または遅延波による周波数成分の変化を分析
することにより容易に求まる。この分析はマルチフレ−
ム上のＧＨ₀ のタイミングのみならず、常時行うことが
できる。

【０２９１】図２２に示すように、Ｇフレ−ムとＨフレ
−ムは時分割多重させている。したがって、両フレ−ム
は同一帯域を重複利用しうる。一方、Ｇフレ−ムとＨフ
レ−ムを同一のタイムスロットを用いて伝送し、両者の
専有帯域を分離して配置する周波数分割多重方式もほぼ
同じ原理で実現できる。

【０２９２】ところで、上記実施形態の説明では、セル
内通信を対象として説明した。移動通信システムは通
常、多数のセルから構成され、ＣＤＭＡ方式は全てのセ
ルで同一帯域が用いられる。したがって、セル間干渉を
回避する技術も重要である。

【０２９３】第２の実施形態で説明した本発明の付加フ
レーム方式において、隣接セルの搬送波γ_n の値の割当
てを当該セルと同一としよう。しかるとき、他のセルに
所属しているｎ番目のユーザの送信したＧフレームによ
る干渉波の直流分は、そのＧフレームを基地局で受信
し、その復調出力Ｘ_DCに対応する。バーＸ'_DCは中核Ｈ
フレームの復調出力バーＸ_DCに含まれているので、他の
セルの干渉波の直流分も除くことができる。また希望局
を０番目としたとき、他のセルの０番目ユーザの送信フ
レームは、自セルの０番目ユーザのそれと同期していな
いので、一般にその妨害は自己干渉成分として分析さ
れ、推定値ｖ₀₀の値に反映される。

【０２９４】しかし、他セル干渉制御出力の利得較正を
行うには、図２４のマルチフレームにおいて、例えばパ
イロットフレームＩ₀ の長さを延長し、タイムスロット
ＧＨ _N+1 〜ＧＨ_N+S を設ける。そして、この期間、自セ
ルのユーザは送信を控えることにすれば、他セルから送
信されたＧフレームによる官庁直流分ｖ'_S＝Λ_R ( ０）
とそのときのＨフレームの復調出力ｖ'γ（ｎ）とをＳ
個のフレームに亘検出できる。両者を比較しそれらを分
析することにより、他セルからの影響を利得較正出力に
反映できる。

【０２９５】上述の説明では、ｇ（ｉ）として有限長
（非周期）２相直交系列を用いたが、無限長（周期）２
相直交系列、あるいは、０シフト以外の積分値が正とな
る偏奇直交系列は、その他にも多数存在するが、これら
も用いることができる。自己相関関数の０シフト以外の
値の積分値が０となる嵩系列、あるいは、正となる系列
も用いうる。また、４相直交系列を用いることもでき
る。この場合は、自己相関の０シフト以外の値の実数値
が０、またはその積分値が０あるいは正をとる系列であ
れば、それらを用いうる。

【０２９６】このように系列の種類が多数存在するの
で、隣接セルのユーザに異なるアドレス拡散系列を割当
てることができる。したがって、セルを識別するスクラ
ンブル系列をアドレス拡散系列に重複して用いる必要は
なく、その点でも従来に比較して有利である。

【０２９７】上述の付加フレーム方式において、Ｈフレ
ームにより、単一正弦波を伝送した。単一正弦波の代わ
りに、複数個の正弦波、あるいはチャープ信号を用いる
こともできる。受信側で各ユーザの送信したＨフレーム
成分であることが識別できるような、ユーザ番号ｎに関
して互いに直交性をもつ信号を、一般に用いることがで
きる。チャープ信号の周波数−時間特性の互いにｋとお
鳴る種類を準備し、各ユーザに割当てる方法により、上
述の目的を同様に達成しうる。

【０２９８】上述の説明では、チップ波形ｗ（ｔ）とし
て方形波を用いる場合を想定して説明した。しかし、方
形波を用いると、帯域制限伝送はを経由して信号を伝送
する実際の場合には、受信チップ波形は歪むのでチップ
間干渉が発生する。このチップ間干渉は、受信機の信号
成分に対する復調出力を著しく減衰させる結果を招く。
これを避け、受信復調処理を正確に遂行するためには、
送信側のチップ波形として修正標本化関数を用いること
が望ましい。修正標本化関数は、その自己相関関数がチ
ップ周期の正負の整数倍（０を除く）の位置で０をとる
ので、受信機で同じ波形を準備し、これを用いて受信フ
レームの連続時間波形を相関復調すれば、その中に含ま
れる信号成分からアドレス拡散（インパルス）系列ｇ
（ｉ）を正しく復元できる。 ＜第４の実施形態＞図２７は、第４の実施形態で採用し
たアドレス拡散系列・スクランブル(符号)系列併用方式
のフレーム構成を説明する図である。図２７（ａ）に送
信フレ−ムを、同図（ｂ）に受信信号を構成する３個の
受信フレ−ムを示す。図２７（ａ）の送信フレ−ムは、
フレ−ム長Ｔ_D （＝ＬＴ_C ）のアドレス拡散系列α
₀ （ｉ）を中核とし、その前後をダミーチップ（ヘッ
ダ）ｈとダミーチップ（テ−ル）ｈ’で囲んだフレ−ム
長Ｔの拡張フレ−ム（Ｇ）である。まず、図２７を参照
して、本実施形態における復調原理について説明する。
ここでは、便宜上 Ｔ＝２Ｔ_D ＝２ＬＴ_C (85) に選んでいる。通常ｈとｈ’の長さを等しくするので、 ｈＴ_C ＝ｈ’Ｔ_C ＝Ｔ_D ／２ (86) である。

【０２９９】上記拡張フレ−ムＧの下のθ₀ ( ｉ）は、
０局用スクランブル系列である。θ ₀ ( ｉ）の符号長は
Ｔ_D で、上記中核フレ−ムと同期して図示のように配列
される。送信２値情報ｂ₀ によりフレ−ムＧを変調（ア
ドレス系列による拡散）し、その出力でさらにθ₀ (
ｉ）の２フレ−ム長分（３フレ−ムの中央部分）を変調
（スクランブル拡散）することにより、ベ−スバンド拡
張フレ−ムＧ_s ( ｉ）が生成される。Ｇs ( ｉ）の中央
部のＣs ( ｉ）は送信中核フレームである。Ｇs( ｉ）
にチップ波形ｗ（ｔ）をたたみこみ乗算し、その出力で
搬送波ｆ_a0を変調することにより送信波ｓ_a ( ｔ）が生
成される。［ｗ（ｔ）、ｆ_a0、ｓ_a ( ｔ）の図示を省略
した］ 受信機における受信信号ｒ（ｔ）の一例として、希望局
宛同期受信フレ−ムｒ ₀ （ｔ）、その遅延波ｒ₀ （ｔ−
τ₀₀）、ｋ番目の干渉局から到来した他局干渉波ｒ
_k （ｔ−τ_0k）を分離して図２７（ｂ）に示す。受信機
は局部搬送波ｆ'_a0とチップ波形ｗ（ｔ）により受信信
号を復調してベ−スバンド受信信号のインパルス列を生
成する。その受信信号（インパルス列）から同期タイミ
ングにより同期受信拡張フレ−ムＧ_R （ｉ）を抽出し、
さらにフレ−ムＧ_R （ｉ）の中央部の受信中核フレ−ム
Ｃ_R （ｉ）を抽出する。

【０３００】Ｃ_R （ｉ）の中には、希望局受信中核フレ
−ムｂ₀ α₀ （ｉ）の他に、干渉波ｒ₀ （ｔ−τ₀₀）及
びｒ_k （ｔ−τ_0I）のそれに対応する時間の信号部分が
含まれる。Ｃ_R （ｉ）の復調過程ではＣ_R （ｉ）にＧ_s
（ｉ）生成の際に用いたスクランブル系列θ₀ （ｉ）を
乗じてＣ_R （ｉ）をデスクランブル(逆スクランブル拡
散)する。このデスクランブル出力ｄ（ｉ）をマッチド
フィルタＭＦに加えて、図１６に示した 外６２ を
得、これを硬判定して、送信情報 外６３ を復元す

【０３０１】

【外６２】

【０３０２】

【外６３】

【０３０３】る。このようにして復調した受信信号イン
パルス列ｒ（ｉ）の中のＣ_R （ｉ）に含まれる直流分
を、各受信フレ−ムｒ₀ （ｔ）、ｒ₀ （ｔ−τ₀₀）、ｒ
_k （ｔ）に分離してインパルス列の形で考慮しよう。こ
こでｒ₀ （ｉ）は送信機でα₀ （ｉ）にθ₀ （ｉ）を乗
じて得られたものであることから、受信機ではθ
₀ （ｉ）［４相系列の場合は複素共軛θ^* ₀（ｉ）］を乗
じて、下記のデスクランブル出力ｄ ₀ （ｉ）を得る。

【０３０４】

【数４５】

【０３０５】ここに、ｃ_i はスクランブル系列のｉ番目
の２値符号である。ｄ₀ （ｉ）は希望局送信波に等し
い。同様にして遅延波に対し、τ₀₀＝ｊＴ_C と仮定すれ
ば、次式が得られる。

【０３０６】

【数４６】

【０３０７】ここに、ｄ₀ （ｉ−ｊ）はデスクランブル
出力、ρ₀₀（ｉ）は系列θ₀ （ｉ）のｊシフト自己相関
値である。また、 外６４ は、拡張フレ−ムＧ
_s （ｉ）上の

【０３０８】

【外６４】

【０３０９】中核フレ−ムを左にｊＴ_C 進ませて抽出し
たフレ−ムで、ｈ₀ の後部ｊチップ分とα₀ （ｉ）の前
部Ｌ−ｊチップ分とからなる。上記第２の実施形態で述
べたｈ₀ の極性選択により、ｊが大きい程 外６６

【０３１０】

【外６５】

【０３１１】の直流分の値は減少している。ｊ＝０また
は、｜ｊ｜が小さい場合は、ρ₀₀→０（または微小値
ε）を満足するスクランブル系列をθとして選択する
［松藤 信哉、高務 健二 "半系列長間の位相シフトに
おいて周期自己・相互相関関数が０を取る２相系列対"
平成１０年度電気関係学会九州支部連合会大会論文集１
０２７参照］。このように、設計すればｄ₀ （ｉ−ｊ）
の直流分は、｜ｊ｜＜（Ｌ／２）なる準同期の条件下
で、０または極めて小さくなる。

【０３１２】一方、ｋ番目の干渉局から入来した干渉波
に対し、τ_ok＝ｊ’Ｔ_C と仮定すれば、次式が得られ
る。

【０３１３】

【数４７】

【０３１４】ここに、ｄ_k （ｉ−ｊ’）、ρ
_0k（ｊ’）、ｃ'_iは他局干渉波に対するデスクランブル
出力、θ₀ とθ_k はｊ’シフト相互相関値θ_k のｉ番目
の値である。この場合は、｜ｊ’｜が小さい範囲で、ρ
_0k（ｊ’）→０（またはε）となるようなスクランブル
系列を用い、｜ｊ’｜が大きい場合はｈ、ｈ’の選択に
より、 外６６ の直流分が０に近づくように設計すれ
ば、直流分の干渉を０または減少で

【０３１５】

【外６６】

【０３１６】きる。セル間干渉を除くためには、上記セ
ルＡのスクランブル系列と、他のセルＢのスクランブル
系列の相互相関関数があらゆるシフト値で、小さな値を
とるようなスクランブル系列のファミリを準備して、こ
れを各ユ−ザに割当てれば目的を達成、即ち雑音の影響
を受けることなく復調出力から信号成分を判定できる。

【０３１７】上述の例では、同一セル内ユ−ザ用に異な
るスクランブル系列を用いたが、セル内共通の系列を用
いることもできる。ただし、この場合は、図２４のよう
にパイロットフレ−ムを設け、希望波と他局干渉波との
時間差を検出し、τ_0k≠０となるように各ユ−ザの送信
タイミングを制御すれば、ρ_0k（ｊ’）（ｊ’≠０）と
なり上記目的を達成しうる。

【０３１８】セル間干渉を除く手段として、ユーザ用ス
クランブル系列とは別の同様なセル用スクランブル系列
を用いるアドレス拡散系列・２重スクランブル系列併用
方式を説明する。そのフレーム構成は、図２７のｋ番目
ユーザ用スクランブル系列θ _k （ｉ）の下に、このユー
ザが所属するｍ番目のセル用スクランブル系列ψ
_m （ｉ）を配置するものである。ψ_m （ｉ）のフレーム
長、時間位置はθ_k （ｉ）に等しい。

【０３１９】図２８は、その方式を採用した第４の実施
形態による送信機の回路構成を示すブロック図である。
ここでは、ｍ番目のセルに所属するｋ番目のユーザのベ
ースバンド送信フレームを生成する部分を抜粋して示し
ている。

【０３２０】図２８において、Ｇ［α_k （ｉ）］は図２
７（ａ）に示したアドレス拡散系列α_k （ｉ）にヘッダ
ｈ_k 、テールｈ'_kを付加した拡張系列（フレーム）、Ｇ
［θ _k （ｉ）］は、ｋ番目ユーザ用スクランブル系列２
フレーム長分（３フレームの中央部分）の拡張系列（フ
レーム）、Ｇ［ψ_m （ｉ）］は、Ｇ［θ_k （ｉ）］と全
く等しい配置構成のｍ番目セル用スクランブル系列であ
る。ただし、両者は別々の微小相関領域符号系列のファ
ミリに所属する。

【０３２１】なお、異なるセルからの干渉波と希望波と
の時間差に対し、一般に式（７５）、（７６）は成立し
ない。したがって希望波の受信中核フレームの中には他
セルからの干渉受信拡張フレームの境界が存在すること
がある。これにもとづく直流の発生を避けるには、付加
符号ｈ、ｈ’の外側にそれぞれ長さＴ_D ／２の第２の付
加符号 外６７ を設け、隣接フレームにもとづく干渉
直流分の絶対値がどん

【０３２２】

【外６７】

【０３２３】な時間差でも最小になるように、 外６８
の各チップの極性を設計すれば、そ

【０３２４】

【外６８】

【０３２５】の目的を達成できる。この場合、総合付加
符号は 外６９ となり、その長さは

【０３２６】

【外６９】

【０３２７】それぞれＴ_D となる。図２８に示すよう
に、送信機ＴＸは、送信情報ｂ_kmにより変調器１４１が
Ｇ［α_k （ｉ）］を変調し、変調したＧ［α_k （ｉ）］
により変調器１４２がＧ［θ _k （ｉ）］を変調した後、
変調したＧ［θ_k （ｉ）］により変調器１４３がＧ［ψ
_m （ｉ）］を変調する。そのようにして、上記３個の系
列を順次変調することにより、送信用ベースバンド拡張
フレームＧ_Sk（ｉ）を生成して送信する。

【０３２８】図２９は、第４の実施形態による受信機の
回路構成を示すブロック図である。０番目のセルに所属
する０番目のユーザを希望局としたものである。図中の
Ｇ_R0（ｉ）は希望局に同期した同期受信拡張フレーム、
Ｃ［ψ₀ （ｉ）］、Ｃ［θ₀（ｉ）］は何れも受信中核
フレーム上にある１周期分の０番目セル用スクランブル
系列、０番目ユーザ用スクランブル系列である。

【０３２９】受信機ＲＸでは、そのＧ_R0（ｉ）と受信中
核フレームを抽出するタイミング波ｅ_C0とをフレーム抽
出回路（ＦＥ）１５１に加えることにより、受信中核フ
レームＣ_R0（ｉ）が抽出される。Ｃ［ψ₀ （ｉ）］、Ｃ
［θ₀ （ｉ）］は何れも送信した各系列に同期してい
る。そのＣ_R0（ｉ）により変調器１５２がＣ［ψ
₀ （ｉ）］を変調し、その変調出力Ｃ_R0（ｉ）により変
調器１５３がＣ［θ₀ （ｉ）］を変調してデスクランブ
ル出力ｄ（ｉ）が求まる。ｄ（ｉ）を、α₀ （ｉ）に整
合したマッチドフィルタを有する処理判定回路（ＭＦ−
Ｉ）１５４に加えて、希望局の送信情報 外７０ を得
ている。この場合、ｄ（ｉ）に含まれている他の

【０３３０】

【外７０】

【０３３１】セルや自分のセルから入来した干渉波によ
る直流分は、前述の原理により０になるか極めて小さく
なっている。したがって、干渉波に妨害されない受信復
調を実現できる。

【０３３２】上記のように、ヘッダｈとテ−ルｈ’の選
択とスクランブル系列を用いることにより、非同期伝送
での干渉波の直流雑音を極めて小さくできるので、自
己、他局及びセル間干渉に妨害されることなく信号の伝
送が実現できる。

【０３３３】上記第２、第３、および第４の実施形態で
説明した発明は、アドレス拡散系列として、直交系列ま
たは偏奇直交系列を用いることにより、交流入力雑音に
より妨害されず、正しい復調検出が可能となる直接拡散
形スペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）通信方式を実現させる
技術である。

【０３３４】それの原理を多数のユ−ザが同一のタイム
スロット、同一帯域を共用するＣＤＭＡ方式に適用する
場合、受信干渉波の直流分を制御する手段として、
（１）ダミ−チップ付加方式（第２の実施形態で採用の
方式）、（２）付加フレ−ムによる干渉制御伝送方式
（第３の実施形態で採用の方式）、および（３）スクラ
ンブル系列併用方式の何れかを用いることにより、干渉
雑音の妨害を受けることなく、正しく検出することがで
きる。（１）の方式では、拡張系列の適切な設計によ
り、受信中核フレ−ム中の直流妨害を防止することがで
きる。（２）の方式では、各局が拡散信号（Ｇフレ−
ム）とは別に送信する単一搬送波を変調して作成したＨ
フレ−ムの受信信号を復調し、その復調出力で、受信中
核フレ−ムに含まれる干渉波に帰因する直流分を除くこ
とができる。（３）の方式では、ダミーチップｈ、ｈ’
とスクランブル系列の作用により、干渉波直流成分を除
きうる。

【０３３５】上記の方式をＤＳ−ＳＳ通信方式、ＣＤＭ
Ａ通信方式、または、無線ＬＡＮ方式に応用すれば、干
渉波による妨害を避けることができるので、白色雑音電
力を小さく抑える設計条件の下で、雑音フリ−に近い誤
り率特性を実現できる。また、（１）の方式の場合、ア
ドレス拡散系列のファミリ−を構成する系列数を多くす
れば周波数利用効率のより高い方式を実現できる。

【０３３６】

【発明の効果】以上説明したように、第１の発明（請求
項１に記載の発明）は、信号処理技術を駆使して実現さ
れる。標本化関数変調方式を用いて、帯域伝送路を経由
して受信した基準拡散系列を正しく受信し、受信フレー
ムインパルス列を得る復元機能、基準拡散系列として２
値相補系列対からなる直交系列を用いることにより、直
流分を含まない雑音を含む受信フレームインパルス列に
対し基準拡散系列により求めた相互相関関数の非相関領
域の値を用いて、雑音依存相関関数交流分を推定する機
能、さらに、雑音に含まれる直流分にもとづく誤差を回
避するため、受信フレームインパルス列に付加雑音を加
えて部分相関関数の直流分が０になるように調整するこ
とにより、含有雑音成分を直交化しかつ交流化し、この
調整付加雑音を受信信号に加えた調整受信フレームイン
パルス列に対し、基準拡散系列による相互相関関数を求
め、その0 シフト値から、受信フレームインパルス列に
含まれる基準拡散系列成分を推定する機能を備え、これ
らの機能により受信信号の中から、雑音成分に影響され
ない信号成分を抽出しうる技術を提供する。

【０３３７】第１の発明は、直交受信特性実現のために
２値相補系列対を送信フレームの前半部と後半部を用い
て別々に送る方法でも実現しうるが、直交拡散系列を４
相または、多相信号を用いてフレーム長を短縮して伝送
し、受信機が受信フレームから２値相補系列に対応する
受信フレームを生成する方法でも実現できる。

【０３３８】第１の発明は、ＦＨ−ＳＳ形のスペクトル
拡散通信に対しても、ホッピング系列と上記２値相補系
列相互間の対応マッピングを受信機が予め準備すること
により、同様な雑音推定が実現できる。さらに、ＤＳ−
ＳＳ形スペクトル拡散通信において、直交系列以外の系
列を送信側の基準拡散系列として用いる場合に対して
も、この送信系列を受信し、受信側マッピング回路で受
信信号に含まれるこの系列が直交系列になるように受信
フレームを変換した後、前述の雑音推定処理を行うこと
により、雑音成分に影響されない信号成分を抽出しう
る。

【０３３９】さらに、標本化関数変調を用いない、連続
波形処理を行なうスペクトル拡散通信に適用し、実用上
十分な性能を実現できる。また、直交系列の代りに、そ
の自己相関関数の非相関領域の直流分が０となる拡散系
列を用いることができる。また、極性相補系列要素によ
り基準拡散系列を構成し、付加雑音を加えて部分相関関
数を交流化したときの相互相関０シフト値の系列を監視
することにより高速同期を実現できる。

【０３４０】したがって、第１の発明は拡散符号を用い
て変調する伝送方式のすべてに適用し大きな効果を発揮
する。第２の発明（請求項６に記載の発明）は、送信機
が、アドレス拡散系列にダミ−チップを付加した拡張系
列を準備して、これを送信情報により変調して作成した
送信フレ−ムを送信し、受信機が、希望局が送信した送
信フレ−ムに同期した送信フレームを受信し、該受信フ
レームから上記ダミ−チップをとり除くことにより受信
中核フレ−ムを生成し、送信側で用いたアドレス拡散系
列にマッチした整合フィルタにより、該受信中核フレ−
ムの逆拡散後の相関関数出力を生成し、該相関関数出力
から前記送信情報を判定する。

【０３４１】第３の発明（請求項１３に記載の発明）
は、送信機が、アドレス拡散系列の後部部分系列と前部
部分系列の少なくとも一方を付加した拡張系列、およ
び、該拡張系列と時分割的に配置される付加系列を準備
し、送信情報を用いて該拡張系列と付加系列からなる対
系列を変調することにより、ベ−スバンド帯域の送信拡
張フレ−ムと送信付加フレ−ムからなる送信対フレ−ム
を生成して送信し、受信機は、受信信号のなかから、希
望局宛に同期した同期受信フレームを抽出し、前記同期
受信フレーム中から、前記送信拡張フレームに対応する
受信拡張フレーム、および、前記送信付加フレームに対
応する受信付加フレームを抽出し、該受信拡張フレーム
を復調して復調出力を生成し、該受信付加フレームか
ら、干渉波による妨害成分の推定値からなる干渉波制御
出力を生成し、該復調出力と該干渉波制御出力から、前
記送信情報を復元する。

【０３４２】第４の発明（請求項２２）では、送信機
は、送信信号を用いてアドレス拡散系列とユーザ用拡散
系列、更にはセル用拡散系列を変調し、受信機は、上記
系列群で受信信号を順次復調する。

【０３４３】上記第２の発明では、拡散系列を操作する
ことにより、他ユーザからの送信信号に含まれる直流分
を除去することができる。第３の発明では、各局の送信
フレームに含まれる直流分を別のフレーム（チャンネ
ル）で送信することにより、受信したフレームに含まれ
る干渉波直流成分を推定することができる。他ユーザか
ら到着した受信波中の直流分の合計値を、そのフレーム
の搬送波の振幅と極性から推定することができる。第４
の発明では、ダミーチップも合わせて付加しているの
で、このダミーチップの作用と、スクランブル系列の相
関特性から、干渉波の直流成分を除くことができる。こ
のようなことから、第２〜第４の各発明では、受信復調
後のＳＮ比をプロセス利得Ｇ_P に比し著しく高めること
ができる。その結果、復調出力から信号成分を判定する
際に、雑音の影響をほとんど受けない判定を行うことが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態による送信機の回路構
成を示すブロック図である。

【図２】本発明の第１の実施形態による標本化関数変復
調波形の原理を説明するための図である。

【図３】本発明の第１の実施形態による送信機回路の第
１変調器（ＭＯＤ１）の構成を示すブロック図である。

【図４】本発明の第１の実施形態による受信機の回路構
成を示すブロック図である。

【図５】本発明の第１の実施形態による受信機の整合フ
ィルタの構成を示すブロック図である。

【図６】本発明の第１の実施形態における直交系列と自
己相関関数を表した図である。

【図７】本発明の第１の実施形態におけるＤＣ成分を持
たない雑音に対する推定処理を表した図である。

【図８】本発明の第１の実施形態における非相関領域の
時間波形から全領域の時間波形を推定する原理を説明す
るための図である。

【図９】本発明の第１の実施形態における直交雑音の直
流分と相互相関関数の関係を表した図である。

【図１０】本発明の第１の実施形態における一般的雑音
に対する雑音分析の実施例を表した図である。

【図１１】本発明の第２の実施形態におけるアドレス拡
散系列と相関関数特性を説明する図である。

【図１２】本発明の第２の実施形態における入力雑音の
種類と相関関数出力との関係を説明する図である。

【図１３】本発明の第２の実施形態による送信機の回路
構成を示すブロック図である。

【図１４】本発明の第２の実施形態による受信機の回路
構成を示すブロック図である。

【図１５】本発明の第２の実施形態における送信信号の
フレーム構成、受信直接波と遅延波を説明する図であ
る。

【図１６】本発明の第２の実施形態における受信信号を
構成する希望局信号と干渉信号を説明する図である。

【図１７】本発明の第２の実施形態におけるダミーチッ
プ付拡張系列の構成例を示す図である。

【図１８】図１９の拡張系列の干渉直流分特性を示す図
である。

【図１９】本発明の第２の実施形態による受信機を構成
するフレーム再構成回路（ＭＳＫ）のブロック図であ
る。

【図２０】本発明の第３の実施形態による送信機の回路
構成を示すブロック図である。

【図２１】本発明の第３の実施形態による受信機の回路
構成を示すブロック図である。

【図２２】本発明の第３の実施形態における受信フレー
ムの構成を示す図である。

【図２３】本発明の第３の実施形態におけるベースバン
ド帯域受信対フレームの周波数配置を説明する図であ
る。

【図２４】本発明の第３の実施形態で採用されるパイロ
ットフレーム伝送用マルチフレーム構成例を示す図であ
る。

【図２５】本発明の第３の実施形態による受信機を構成
する干渉制御信号検出回路（ＣＩＤ）のブロック図であ
る。

【図２６】本発明の第３の実施形態による受信機を構成
する制御信号利得較正係数検出回路（ＣＡＢ）のブロッ
ク図である。

【図２７】本発明の第４の実施形態で採用したアドレス
拡散系列・スクランブル系列併用方式のフレーム構成を
説明する図である。

【図２８】本発明の第４の実施形態による送信機の回路
構成を示すブロック図である。

【図２９】本発明の第４の実施形態による受信機の回路
構成を示すブロック図である。

【図３０】ＤＳ−ＳＳ方式による従来の伝送システムの
送信機の構成を表した図である。

【図３１】ＤＳ−ＳＳ方式による従来の伝送システムの
受信機の構成を表した図である。

【図３２】ＤＳ−ＳＳ方式の送受信信号の周波数スペク
トル特性を表した図である。

【図３３】直接拡散形スペクトル拡散変調方式の拡散系
列と送信フレーム波形を表した図である。

【符号の説明】 １ 基準符号系列発生器（ＰＮＧ−１） ２ 乗算器 ３ 変調器 ４ 発振器 ５ 局部発振器 ６ 低域ろ過器（ＬＰＦ） ７ 基準符号列発生器（ＰＮＧ−２） ８ 乗算器 ９ 積分器 １０ 硬判定器（ＤＥＣ） ２１ 第１変調器（ＭＯＤ１） ２２ 第２変調器（ＭＯＤ２） ２３ 基準拡散系列発生器 ２４ 発振器 ２５ リング計数器（ＲＣ） ２６ メモリ（Ｍ） ２７ 乗算器（ＭＯＤ） ２８ 加算器（Ａ） ３１ 乗算器（ＭＯＤ３） ３２ 帯域ろ波器（ＢＦ） ３３ チップ相関器（Ｃ−ＣＯＲ） ３４ 整合ろ波器（ＭＦ） ３５ 分析処理器（ＡＺ） ３６ 硬判定回路（ＤＥＣ） ４１ 受信入力用シフトレジスタ（ＳＲ１） ４２ 基準拡散系列用シフトレジスタ（ＳＲ２） ４３ 加算器（Ａ） ＴＸ 送信機 ５１ 周波数検出器（ＦＤ） ５２ マッピング処理回路（ＭＡＰ） ＲＸ 受信機 ６１〜６３、７１、７３、９１〜９４、１０１、１０
３、１４１〜１４３、１５２、１５３ 変調器 ７２、１０２ 低域ろ波器（ＬＰＦ） ７４ フレーム再構成回路（ＭＳＫ） ７５、１０５ 整合ろ波器（ＭＦ） ７６、９５ 加算器 ７７、１０６、１２４、１３８ 積分器 ７８、１１２ 硬判定回路（ＤＥＣ） ８１ 否定回路（ＩＮＨ） ８２ メモリ回路（ＭＥＭ） ９６ 遅延回路（Ｄ_T ） １０４、１０８、１２１、１３１、１３５、１５１中核
フレーム抽出回路（ＦＥ） １０７ 演算器 １０９ 制御信号利得較正係数検出回路（ＣＡＢ） １１０ 相互干渉検出回路（ＣＩＤ） １１１ 自己干渉推定回路（ＳＩＥ） １２２ フィルタ（ＦＬ１） １３２ 相関器（ＣＯＲ） １３３ 受信回路（ＭＦ−Ｉ） １３４ 比較器（ＣＯＭ） １３６ フィルタ（ＦＬ２） １５４ 処理判定回路（ＭＦ−Ｉ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 畔柳 功芳 東京都東大和市桜が丘三丁目44番14号 桜 が丘団地７−1204 (72)発明者 末広 直樹 茨城県つくば市吾妻三丁目18番14号 (72)発明者 大竹 孝平 神奈川県横浜市港北区新吉田町1941番地 (72)発明者 松藤 信哉 佐賀県佐賀市水ヶ江五丁目１番20号 (72)発明者 小澤 智 東京都日野市多摩平五丁目３番９号 (72)発明者 柴谷 昌男 神奈川県横浜市磯子区汐見台二丁目４番２ 号 2401棟1145号 (72)発明者 ピンジー ファン チャイナ，610031，シーチュアン，チェン デュウ，サウスウエスト・ジアオトン・ユ ニバーシティー，ベイ ヤン 18105 (72)発明者 近藤 史郎 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (72)発明者 安川 和行 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内

Claims (25)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スペクトル拡散形データ通信方式におい
   て、送信機は自己相関関数が０シフト及びその近傍の相
   関領域以外の非相関領域で０または相対的に小さな値を
   とるような直交符号系列をもとに生成したシンボルフレ
   ーム波形を基準信号波に選び、該基準信号波の振幅、位
   相などを送信情報に対応させて送信波を生成し、受信機
   は該送信波と雑音成分を含む受信フレーム波形を受信側
   で生成した前記基準信号波との相互相関関数を求めるマ
   ッチドフィルタに加え、その相互相関関数のうち前記非
   相関領域の部分相関関数を分析することにより、該雑音
   成分のみを該マッチドフィルタに加えた場合に得られる
   雑音依存相互相関関数を推定し、この推定関数を前記相
   互相関関数から除去することにより、該受信フレーム波
   形に含まれる該基準信号波成分を雑音の影響を受けるこ
   となく検出することを特徴としたマッチドフィルタ出力
   分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
2. 【請求項２】 該非相関領域の相関出力波形を分析する
   手段として、該非相関領域の部分相関出力波形の一部を
   複写してその極性を反転及び非反転のまま前記非相関領
   域に移動することにより、該相関領域と該非相関領域を
   結合した全フレーム領域上にＩ形、Ｎ形捏造相互相関関
   数を生成し、この捏造相互相関関数をそれぞれ周波数分
   析し、この分析値をもとにフレーム全領域上に値をもつ
   雑音依存相互相関関数を推定することにより、該受信フ
   レーム波形に含まれる該基準拡散系列成分を雑音の影響
   を受けることなく検出することを特徴とした、請求項１
   に記載のマッチドフィルタ出力分析・干渉波制御形ＣＤ
   ＭＡ通信方式。
3. 【請求項３】 受信機は受信フレームインパルス列の任
   意の１乃至複数個のチップの各々に、付加雑音チップを
   加えることにより付加雑音付受信フレームインパルス列
   を作り、該インパルス列に対し、前記基準拡散系列によ
   る相互相関関数を生成し、その非相関領域上にある前記
   部分相関関数の直流成分が０となるように該付加雑音を
   調整し、該調整付加雑音を含む調整受信フレームインパ
   ルス列に対し、該基準拡散系列による相互相関関数を改
   めて生成し、その０シフト値から、受信フレームインパ
   ルス列に含まれている基準拡散系列成分を雑音の影響を
   受けることなく検出することを特徴とした、請求項１ま
   たは２に記載のマッチドフィルタ出力分析・干渉波制御
   形ＣＤＭＡ通信方式。
4. 【請求項４】 スペクトル拡散形データ通信に用いる受
   信装置であって、 自己相関関数が０シフト及びその近傍の相関領域以外の
   非相関領域で０または相対的に小さな値をとる直交符号
   系列をもとに生成したシンボルフレーム波形を基準信号
   波として供給する基準信号波発生手段と、 受信波と該基準信号波との相互相関関数を求める相互相
   関関数発生手段と、 該相互相関関数の前記非相関領域の部分相関関数を分析
   して、該受信波に含まれる雑音成分のみを該相互相関関
   数発生手段に加えた場合に得られる雑音依存相互相関関
   数を推定し、該雑音依存相互相関関数を前記相互相関関
   数から除去することにより、該受信波に含まれる雑音を
   除去する分析手段と、 を備えたことを特徴とする受信装置。
5. 【請求項５】 スペクトル拡散形データ通信に用いる通
   信システムであって、 自己相関関数が０シフト及びその近傍の相関領域以外の
   非相関領域で０または相対的に小さな値をとる直交符号
   系列、または該非相関領域の自己相関関数の直流分が０
   となる自己交流拡散系列をもとに生成したシンボルフレ
   ーム波形を基準信号波として供給する基準信号波発生手
   段と、 該基準信号波を送信すべき情報信号によって変調してベ
   ースバンド帯域送信波を生成する第１変調手段と、 該ベースバンド帯域送信波を搬送波によって変調して無
   線周波数帯域送信波を出力する第２変調手段と、を含む
   送信手段と、 受信波と該基準信号波との相互相関関数を求める相互相
   関関数発生手段と、 該相互相関関数の前記非相関領域の部分相関関数の直流
   分が０になるように、該受信波に付加雑音を加えて調整
   受信波を生成する手段とを備え、該調整受信波から求め
   た前記相互相関関数の０シフト値を硬判定することによ
   り、該受信波に含まれる雑音を除去して該基準信号波成
   分のみを検出する分析手段とを含む受信手段とを備えた
   ことを特徴とする通信システム。
6. 【請求項６】 符号分割多元接続通信方式において、 送信機は、アドレス拡散系列にダミ−チップを付加した
   拡張系列を準備して、これを送信情報により変調して作
   成した送信フレ−ムを送信し、 受信機は、希望局が送信した送信フレ−ムに同期した同
   期受信フレームを受信し、該同期受信フレームから上記
   ダミ−チップをとり除くことにより受信中核フレ−ムを
   生成し、送信側で用いたアドレス拡散系列にマッチした
   整合フィルタにより、該受信中核フレ−ムに対する相関
   関数出力を生成し、該相関関数出力から前記送信情報を
   判定する、ことを特徴とするマッチドフィルタ出力分析
   ・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
7. 【請求項７】 前記アドレス拡散系列として、その周期
   自己相関関数の０シフトを除くシフト値の積分値が０と
   なる直交系列、または該積分値が正となる偏奇直交系列
   を準備し、前記送信情報により、該アドレス拡散系列を
   変調して生成した送信フレームを送信し、 前記受信機は、多数のユーザの送信機が送信した信号の
   和である前記受信中核フレームを前記整合フィルタに加
   えることにより、０シフト位置の相関関数出力と、該０
   シフト以外の位置の相関関数出力の積分値とを代数加算
   した相関関数出力和を求めて硬判定し、該希望局の送信
   情報を復元する、ことを特徴とする請求項６記載のマッ
   チドフィルタ出力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方
   式。
8. 【請求項８】 前記同期受信フレ−ムの中にマルチパス
   による時間的に先行または遅延したフレ−ム成分が含ま
   れるような、自己干渉受信フレ−ムに対し、該同期受信
   フレ−ムから生成した受信中核フレ−ムの中に含まれる
   干渉直流成分が０になるか、または減少させるように前
   記ダミ−チップの位置と極性を設定した、ことを特徴と
   する請求項６記載のマッチドフィルタ出力分析・干渉波
   制御形ＣＤＭＡ通信方式。
9. 【請求項９】 前記アドレス拡散系列として、互いに異
   なる直交系列または偏奇直交系列を各ユーザに割当て、 前記受信中核フレ−ム中に含まれる、希望局以外の局か
   ら受信された他局干渉受信フレ−ムによる干渉直流成分
   が０になるか、または減少するるように、前記ダミーチ
   ップの位置と極性を設定した前記拡張系列を複数準備
   し、 各送信機は、割り当てられた拡張系列を用いて送信フレ
   ームを生成し送信する、ことを特徴とする請求項６から
   ８のうちの１つに記載のマッチドフィルタ出力分析・干
   渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
10. 【請求項１０】 前記送信機は、前記受信中核フレ−ム
    に含まれる自己干渉及び他局干渉を含む受信フレ−ムに
    よる干渉成分と、希望局のアドレス拡散系列との相関関
    数が０、または小さくなるように前記ダミーチップを付
    加した拡張系列を用いて送信フレームを生成して送信
    し、 前記受信機は、前記受信中核フレームを前記整合フィル
    タに加えて、その０シフトの相関関数出力を硬判定する
    ことにより、前記希望局の送信情報を復元する、ことを
    特徴とする請求項６記載のマッチドフィルタ出力分析・
    干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
11. 【請求項１１】 スペクトル拡散形データ通信に用いる
    送信装置であって、 予め準備したアドレス拡散系列にダミ−チップを付加し
    て得られる拡張系列を、送信情報により変調して送信フ
    レームを生成するフレーム生成手段と、前記フレーム生
    成手段が生成した送信フレームを送信する送信手段と、 を備えたことを特徴とする送信装置。
12. 【請求項１２】 スペクトル拡散形データ通信に用いる
    受信装置であって、 希望局の送信フレ−ムに同期した送信フレームを受信し
    て同期受信フレームを出力する受信手段と、前記受信フ
    レームからダミ−チップをとり除くことにより受信中核
    フレ−ムを生成する中核フレーム生成手段と、前記受信
    中核フレームの逆拡散後の相関出力を生成する整合フィ
    ルタ手段と、前記相関出力から送信情報を判定する判定
    手段と、 を備えたことを特徴とする受信装置。
13. 【請求項１３】 符号分割多元接続通信方式において、 送信機は、アドレス拡散系列の後部部分系列と前部部分
    系列の少なくとも一方を付加した拡張系列、および、該
    拡張系列と時分割的に配置される付加系列を準備し、送
    信情報を用いて該拡張系列と付加系列からなる対系列を
    変調することにより、ベ−スバンド帯域の送信拡張フレ
    −ムと送信付加フレ−ムからなる送信対フレ−ムを生成
    して送信し、 受信機は、受信信号のなかから、希望局宛に同期した同
    期受信対フレームを抽出し、前記同期受信対フレーム中
    から、前記送信拡張フレームに対応する受信拡張フレー
    ム、および、前記送信付加フレームに対応する受信付加
    フレームを抽出し、該受信拡張フレームを復調して復調
    出力を生成し、該受信付加フレームから、干渉波による
    妨害成分の推定値からなる干渉波制御出力を生成し、該
    復調出力と該干渉波制御出力から、前記送信情報を復元
    する、ことを特徴とするマッチドフィルタ出力分析・干
    渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
14. 【請求項１４】 前記送信機は、前記送信情報を用いて
    各ユーザに割当てた互いに直交するユーザ搬送波を変調
    することにより中間送信付加フレームを生成し、該中間
    送信付加フレーム、および前記送信情報により変調した
    拡張系列により無線搬送波をそれぞれ変調したとき、該
    各フレームがほぼ同一の周波数帯域を専有するように前
    記送信対フレームを生成し、 前記受信機は、前記受信信号を局部搬送波により復調し
    て、ベースバンド帯域の前記同期受信対フレームを生成
    し、該同期受信対フレームから前記送信情報を復元す
    る、ことを特徴とする請求項１３記載のマッチドフィル
    タ出力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
15. 【請求項１５】 前記送信機は、前記送信拡張フレ−ム
    の専有する周波数帯域と前記送信付加フレ−ムの専有す
    る周波数帯域とを分離し、該両フレームを同時間域に送
    信する、ことを特徴とする請求項１３記載のマッチドフ
    ィルタ出力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
16. 【請求項１６】 前記送信機は、各局の前記送信対フレ
    ームの系列をマルチフレーム構成とし、該マルチフレー
    ムの一部を各ユーザが順次専有するパイロットフレーム
    として前記送信対フレームを送信し、 前記受信機は、前記パイロットフレームとして受信した
    送信対フレームを基に、前記干渉制御出力の較正を行
    う、ことを特徴とする請求項１３から１５のうちの１つ
    に記載のマッチドフィルタ出力分析・干渉波制御形ＣＤ
    ＭＡ通信方式。
17. 【請求項１７】 前記送信機は、前記マルチフレームの
    パイロットフレーム上に、自セル所属ユーザの送信を停
    止する停止期間を設け、 前記受信機は、前記停止期間に受信した同期受信対フレ
    ームから前記干渉波制御出力の較正を行う、ことを特徴
    とする請求項１６記載のマッチドフィルタ出力分析・干
    渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
18. 【請求項１８】 前記送信機は、前記アドレス拡散系列
    として、少なくとも周期的な自己相関関数の０シフト以
    外の実数値の積分値が０か正となる２相、あるいは４相
    の直交系列を用いる、ことを特徴とする請求項６から１
    ０、及び１３から１６のうちの１つに記載のマッチドフ
    ィルタ出力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
19. 【請求項１９】 前記送信機は、前記送信付加フレーム
    に、前記送信情報で変調された互いに直交するチャープ
    信号をのせて送信する、ことを特徴とする請求項１３か
    ら１６のうちの１つに記載のマッチドフィルタ出力分析
    ・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
20. 【請求項２０】 前記送信機は、修正標本化関数チップ
    波形を用いて、ベースバンド帯域の送信対フレームを生
    成して送信し、 前記受信機は、前記チップ波形の相関出力を求めること
    により、前記受信拡張フレームから無歪チップインパル
    ス列を生成し、該無歪チップインパルス列を用いて前記
    送信情報を復元する、ことを特徴とする請求項１３から
    １９のうちの１つに記載のマッチドフィルタ出力分析・
    干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
21. 【請求項２１】 スペクトル拡散形データ通信に用いる
    受信装置であって、 受信信号のなかから、希望局宛に同期した同期受信フレ
    ームを抽出する第１の抽出手段と、前記同期受信フレー
    ム中から、前記送信拡張フレームに対応する受信拡張フ
    レーム、および、前記送信付加フレームに対応する受信
    付加フレームを抽出する第２の抽出手段と、該受信拡張
    フレームを復調して復調出力を生成する復調出力生成手
    段と、該受信付加フレームから、干渉波による妨害成分
    の推定値からなる干渉波制御出力を生成する干渉波制御
    出力生成手段と、該復調出力と該干渉波制御出力から、
    前記送信情報を復元する復元手段と、 を備えたことを特徴とする受信装置。
22. 【請求項２２】 符号分割多元接続通信方式において、 アドレス拡散系列の前部と後部に前部付加系列と後部付
    加系列をそれぞれ付加してなる拡張系列、及び、自己相
    関関数の０シフトを除く０シフト近傍で０または小さな
    絶対値をとり、かつ相互相関関数の０シフトを含む０シ
    フト近傍で０または小さな絶対値をとるような微小相関
    領域をもつ符号系列のファミリをユ−ザ用またはセル内
    共通のスクランブル系列として準備し、 送信機は、送信情報を用いて前記拡張系列を変調し、該
    変調出力により前記スクランブル系列を変調し、該スク
    ランブル系列の変調出力から送信用ベースバンド拡張フ
    レームを生成して送信し、 受信機は、受信信号から希望局に同期した同期受信拡張
    フレームを抽出し、該同期受信拡張フレームから前記希
    望局のアドレス拡散系列を含む受信中核フレームを抽出
    し、該受信中核フレームを前記スクランブル系列により
    復調してデスクランブルフレームを生成し、該デスクラ
    ンブルフレームを前記希望局のアドレス拡散系列に整合
    した整合フィルタに加えて得られる相関関数出力から前
    記送信情報を復元する、ことを特徴とするマッチドフィ
    ルタ出力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
23. 【請求項２３】 各付加系列に対し、先行または後続拡
    張系列により他局に与える干渉直流分の絶対値が最小と
    なるような前記拡張系列を準備し、さらに前記スクラン
    ブル系列はユーザ用、及びセル用の両方をそれぞれファ
    ミリとして準備し、 前記送信機は、前記送信情報により、前記拡張系列、前
    記ユーザ用スクランブル系列、及び前記セル用スクラン
    ブル系列を順次変調して前記送信用ベースバンド拡張フ
    レームを生成し、 前記受信機は、前記受信中核フレームに、前記希望局の
    セル用スクランブル系列、該希望局のユーザ用スクラン
    ブル系列を順次乗じて前記デスクランブルフレームを生
    成し、該デスクランブルフレームを前記マッチドフィル
    タに加えて得られる相関関数出力から、前記送信情報を
    復元する、ことを特徴とする請求項２２に記載のマッチ
    ドフィルタ出力分析・干渉波制御形ＣＤＭＡ通信方式。
24. 【請求項２４】 スペクトル拡散形データ通信に用いる
    送信装置であって、 送信情報により、アドレス拡散系列の前部と後部に前部
    付加系列と後部付加系列をそれぞれ付加してなる拡張系
    列を変調する変調手段と、自己相関関数の０シフトを除
    く０シフト近傍で０または小さな絶対値をとり、かつ相
    互相関関数の０シフトを含む０シフト近傍で０または小
    さな絶対値をとるような微小相関領域をもつ符号系列の
    ファミリをユ−ザ用またはセル内共通のスクランブル系
    列として、前記変調手段が出力する変調後の拡張系列に
    より変調して送信用ベースバンド拡張フレームを生成す
    るフレーム生成手段と、該フレーム生成手段が生成した
    送信用ベースバンドフレームを送信する送信手段と、 を備えたことを特徴とする送信装置。
25. 【請求項２５】 スペクトル拡散形データ通信に用いる
    受信装置であって、 受信信号から希望局に同期した同期受信拡張フレームを
    抽出する第１の抽出手段と、該同期受信拡張フレームか
    ら希望局のアドレス拡散系列を含む受信中核フレームを
    抽出する第２の抽出手段と、該受信中核フレームをスク
    ランブル系列により復調してデスクランブルフレームを
    生成するフレーム生成手段と、該デスクランブルフレー
    ムに対する相関関数出力を生成する関数出力生成手段
    と、該相関関数出力から前記送信情報を復元する復元手
    段と、 を備えたことを特徴とする受信装置。