JP2000061360A

JP2000061360A - 遠心機用モータの制御装置

Info

Publication number: JP2000061360A
Application number: JP10231910A
Authority: JP
Inventors: Shinji Watabe; 伸二渡部; Masahiro Inaba; 雅裕稲庭; Noriyasu Matsufuji; 徳康松藤; Tetsushiyuu Numata; 哲州沼田; Takahiro Fujimaki; 貴弘藤巻
Original assignee: Hitachi Koki Co Ltd
Current assignee: Koki Holdings Co Ltd
Priority date: 1998-08-18
Filing date: 1998-08-18
Publication date: 2000-02-29
Anticipated expiration: 2018-08-18
Also published as: US6204627B1; JP3496532B2

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、遠心分離用ロータを回転駆動する
モータの制御装置に関するものであり、モータの力行・
回生運転時交流電源と電力を交換し、高調波電流含有量
を低下するように動作する電源用双方向電力変換器を有
するものに於て、高速回転域での整定時のモータ軸受け
部の温度上昇、及び加速時の高速回転域での漏洩電流を
抑制し、モータの起動時の回転制御特性を改良したもの
である。【解決手段】変圧器８に設けた複数の電圧出力端と電
力変換器１との間に該電圧出力端でのそれぞれの受電電
圧を切り換えられるスイッチ手段９を設け、更にモータ
用インバータ変換器２を制御するインバータ制御手段１
１を設けると共に、このインバータ制御手段１１はパル
ス幅変調制御またはパルス振幅制御に切り換えられるよ
う構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、遠心分離用ロータ
を駆動するモータのあらゆる運転状態に於て交流電源を
通過する電流の高調波成分を抑制しつつモータの回転数
を制御する遠心機用モータの制御装置の改良に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】従来の交流電源を通過する電流の高調波
成分を抑制した遠心機用モータの制御装置は、特開平７
−２４６３５１号公報記載のように交流源と直流源の間
の電力の変換に於いては、交流源から直流源への変換は
昇圧コンバータとして作用し直流源から交流源への変換
は降圧コンバータとして作用する電源用双方向電力変換
器と、直流源とモータの間の電力の変換に於いては直流
源を電力源としロータを回転駆動する誘導モータを力行
・回生運転するモータ用インバータ変換器を備え、モー
タを力行させロータの回転数を上昇させる時或いはロー
タの回転数を一定に保つモータの整定動作時は上記電源
用双方向電力変換器で昇圧した直流電源によりモータ用
インバータ変換器を介してＰＷＭ電圧制御及びプラスの
すべり制御によりモータを駆動し、一方モータを回生制
動させロータの回転数を下降させる時はモータ用インバ
ータ変換器を介してＰＷＭ電圧制御及びマイナスの滑り
制御によりモータを駆動し直流電源に回生された電気エ
ネルギーを電源用双方向電力変換器で降圧し交流電源に
戻すようにさせていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】かかる従来のこの種の
遠心機用モータの制御装置は、モータを力行させる時
は、電源用双方向電力変換器は昇圧コンバータとして作
用し、モータを回生させる時は、電源用双方向電力変換
器は降圧コンバータとして作用させ、力行、回生時とも
直流電源電圧を交流電源電圧のピーク値より高い一定の
電圧に保ち、モータ用インバータ変換器のＰＷＭ電圧制
御に於ける変調率の調整でモータ印可電圧を制御してい
るため、モータに印加する電圧の制御が不十分であり、
極低速回転域や高速回転整定時のモータ入力電力を低減
するようモータ印可電圧を下げる必要がある場合に、モ
ータに電圧を十分低く絞り込むことが出来ない欠点があ
った。特に、モータの高速回転整定時は、モータ印可電
圧を低下させるようＰＷＭ変調率を減少させるとモータ
電流の高調波成分が増加するため、高次の高調波により
無効電力が増大する欠点があり、また直流電源電圧は交
流電源の電圧よりも高い一定の電圧であるためモータ印
可電圧の電圧ピークが高く力率が低くなるためモータ損
失を減少させることが困難であった。従って、モータの
ステータ巻線や回転子の発熱が大きくモータ軸受け部の
ボールベアリングの温度上昇を招く欠点があった。

【０００４】また、モータの入力が大きくなる高速回転
域での加速に於いては、モータ用インバータ変換器のＰ
ＷＭ電圧制御のための電力スイッチング素子のスイッチ
ング周波数が高く、モータに高周波で高圧の電圧が印加
されるのでモータの浮遊容量を介して流れる漏洩電流が
増大する欠点があった。

【０００５】更に従来のかかる遠心機用モータの制御装
置は、力行時に電源用双方向電力変換器は昇圧コンバー
タとして作用するため、モータを停止状態から起動させ
る場合、モータ用インバータ変換器によるＰＷＭ電圧制
御ではモータに印加する電圧の抑制が不十分であり滑ら
かな回転数の立ち上げが困難であるため、この状態に於
てはやむなく電源用双方向電力変換器の昇圧コンバータ
としての動作を停止させ、ＰＷＭ電圧制御に替えて交流
位相制御素子による位相制御により直流電圧を調節しＰ
ＡＭ制御と組み合わせ制御している。従って位相制御に
依るため高調波電流が流れ、また、交流電源電圧波形が
大きく歪む場合等では、一時的に適切な点孤信号が得ら
れず位相制御が不能となりスイッチング素子に過大な電
流が流れ起動に失敗する欠点があった。

【０００６】本発明は、上記した従来技術の欠点を排除
するためになされたものであり、その目的は、交流電源
を通過する電流の高調波電流成分の含有量を低減させつ
つ高速回転整定時のモータ軸受け部のボールベアリング
の温度上昇を抑制し、またモータ駆動時の漏洩電流を低
減させ、更にモータの停止状態からの起動に於ては位相
制御に依らず電源用双方向電力変換器を動作させたまま
モータを滑らかに起動可能な遠心機用モータの制御装置
を提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的は、交流電源に
系統連係し交流電源を通過する電流の高調波電流成分の
含有量が低下するように動作し、交流電源と直流電源の
電力変換器であり交流源から直流源に変換する時は昇圧
コンバータとなり直流源から交流源に変換する時は降圧
コンバータとして動作する電源用双方向電力変換器と、
直流源に対し電力を入出力するモータを力行、回生運転
するモータ用インバータ変換器を備えた遠心機用モータ
の制御装置に於いて、交流電源の電圧を複数の電圧に変
圧する電圧出力端を有する変圧器と、一端は該変圧器の
各々の電圧出力端に接続され他端は電源用双方向電力変
換器に接続される交流電源の受電電圧を切り換える選択
スイッチと、上記電源用双方向電力変換器を制御し直流
電源の電圧を調整する力率改善制御手段と、上記モータ
用インバータ変換器をパルス幅変調制御とパルス振幅制
御間で切り換え選択するインバータ制御手段と、ロータ
すなわちモータを停止状態から徐々に加速する時は、選
択スイッチは変圧器の低圧出力端を選択し、力率改善制
御手段は電源用双方向電力変換器で昇圧した直流電源の
電圧を一定の低圧に調節し、インバータ制御手段はパル
ス幅変調制御を選択しモータ用インバータ変換器をパル
ス幅変調制御し、モータを急速に加速させる時は、選択
スイッチは変圧器の高圧出力端を選択し、力率改善制御
手段は電源用双方向電力変換器で昇圧した直流電源の電
圧を一定の高圧に調節し、インバータ制御手段はパルス
幅変調制御を選択してモータ用インバータ変換器をパル
ス幅変調制御し、更にモータを高速回転域で加速させる
時は、選択スイッチは変圧器の高圧出力端を選択し、力
率改善制御手段は電源用双方向電力変換器で昇圧した直
流電源の電圧を一定の高圧に調節し、インバータ制御手
段はパルス振幅制御を選択してモータ用インバータ変換
器をパルス振幅制御に切り換え、モータを高速回転域で
一定の回転数に整定させる時は、選択スイッチは変圧器
の低圧出力端を選択切り換え、力率改善制御手段は電源
用双方向電力変換器で昇圧した直流電源の電圧を一定の
低圧に調節し、インバータ制御手段はパルス振幅制御を
選択してモータ用インバータ変換器をパルス振幅制御す
る上記選択スイッチと上記力率改善制御手段と上記イン
バータ制御手段を制御する制御手段を設けることにより
達成される。

【０００８】

【発明の実施の形態】本発明の具体的実施例を以下図面
に就き詳細に説明する。本発明の具体的実施例となる図
１に示すブロック図に於て、７は交流電源、１は交流側
はリアクトル３を介して交流電源７に接続され、直流側
は平滑用コンデンサ４に接続される還流整流回路に、該
還流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列に
トランジスタ、ｉＧＢＴ、ＦＥＴ、ＧＴＯ等のスイッチ
ング素子を接続した電源用双方向電力変換器であり、２
は交流側は誘導モータ等の遠心分離用ロータ６を駆動す
るモータ５に接続され直流側は平滑用コンデンサ４に接
続される還流整流回路に、該還流整流回路を構成する夫
々の整流素子に電源用双方向電力変換器１と同様の種類
のスイッチング素子を接続したモータ用インバータ変換
器であり、８は交流電源７の電圧を複数の電圧に変圧す
る電圧出力端を有する変圧器であり、９は一端は変圧器
８の各々の電圧出力端に接続され他端はリアクトル３を
介して電源用双方向電力変換器１に接続される交流電源
の受電電圧を切り換える複数個のトライアック等から成
る選択スイッチであり、１０は交流電源７の高調波電流
成分の含有量を低下させるべく電源用双方向電力変換器
１を制御し平滑用コンデンサ４の充電電圧を調整する力
率改善制御手段であり、１１はモータ用インバータ変換
器をＰＷＭ電圧制御で動作させるＰＷＭ制御手段２８と
モータ用インバータ変換器をＰＡＭ制御で動作させるＰ
ＡＭ制御手段２９を備えたインバータ制御手段であり、
２７はモータの運転状態に対応してスイッチ９と力率改
善制御手段とインバータ制御手段を制御する制御手段と
なる遠心機制御用の例えばマイクロプロセッサ（以下Ｃ
ＰＵと称す）である。

【０００９】電源用双方向電力変換器１の４コのスイッ
チング素子１Ｖ、１Ｗ、１Ｙ、１Ｚのコントロールに於
いて、１２は特開平７−２４６３５１号公報記載のよう
な例えば富士電機製のＦＡ５３３１等の力率改善制御用
ｉＣであり、このｉＣのパルス幅制御出力は、パターン
切換器２０を介してゲート・ドライバ２１で増幅されフ
ォトカプラ２４をドライブする。フォトカプラ２４の信
号出力により、電源用双方向電力変換器１の４コのスイ
ッチング素子のオン・オフが制御される。力率改善制御
用ｉＣ１２は、電源用双方向電力変換器１がリアクトル
３と協同して交流電源７の電圧波形に相似な高調波電流
含有量が低い電流でモータ５が力行中に平滑用コンデン
サ４を一定の電圧に充電する昇圧コンバータとなる順方
向運転及び、モータが回生中に平滑用コンデンサ４の充
電電荷を放電し一定の電圧に保つ降圧コンバータとなる
逆方向運転を行なう。そのため、絶縁トランス等による
Ｖセンサ１３により電源電圧波形が、ホールカウントセ
ンサ等によるｉセンサ１４により電源電流波形が、アア
ナログフォトカプラ等の絶縁型電圧信号伝達器により構
成されるＣＶセンサ１５による平滑用コンデンサ４の充
電電圧信号がセンサ入力信号として与えられている。１
６はアナログスイッチであり、電源用双方向電力変換器
１の上記の順方向運転、逆方向運転が力率改善制御用ｉ
Ｃ１２の同一の制御作用により行なえるようｉセンサ１
４の信号出力は減衰器１８により信号の大きさを切換選
択し、ＣＶセンサ１５の信号出力は差動増幅器１７によ
り基準電圧源１９を基準にした引算信号との切換選択が
できるようにするために設けられており、遠心機制御用
ＣＰＵ２７の信号出力によりパターン切換器２０と連動
して切換が行なわれる。２３は交流電源７の正・負のサ
イクル状態を検出し論理信号をパターン切換器２０に出
力する電源の正・負サイクル検出器である。

【００１０】３１はスイッチ９の各々をオン、オフ制御
する切り換え回路であり、遠心機制御用ＣＰＵ２７の信
号出力によりフォトカプラ３２を介してスイッチ９の１
つを選択してオンするよう、また全てのスイッチがオフ
出来るよう設けてある。本実施例に於いてスイッチ９は
交流位相制御素子のトライアックを用いているが、位相
制御による平滑用コンデンサ４の充電電圧の制御を目的
としたものではなく受電電圧の切り換えを目的としたも
のであり、リレー等のスイッチでも実施可能である。２
２は力率改善用ｉＣ１２にフィードバックするＣＶセン
サ１５による平滑用コンデンサ４の充電電圧信号の大き
さを調整する例えばアナログ・デバイセズ（株）製ＡＤ
８４０２のようなデジタルポテンショメータであり、遠
心機制御用ＣＰＵ２７の信号出力により分圧比の制御が
可能であり、その出力は上述したようにアナログスイッ
チ１６を介し力率改善用ｉＣ１２に入力される。力率改
善用ｉＣ１２による平滑用コンデンサ４の充電電圧の制
御に於いて、本ｉＣは平滑用コンデンサ４の充電電圧信
号と内部基準電圧との差動増幅作用により充電電圧信号
と内部基準電圧が一致するよう平滑用コンデンサ４の充
電電圧を制御するため、デジタルポテンショメータ２２
の分圧比を制御することにより平滑用コンデンサ４の充
電電圧をスイッチ９で選択された変圧器８の受電電圧の
出力電圧のピーク値以上ならある程度の範囲で遠心機制
御用ＣＰＵ２７により任意に調整可能となっている。

【００１１】モータ用インバータ変換器２の６コのスイ
ッチング素子、２ｕ、２ｖ、２ｗ、２ｘ、２ｙ、２ｚの
インバータコントロールに於て、２８はＰＷＭ制御手段
となる上記スイッチング素子をオン、オフするためのＰ
ＷＭ電圧制御パルスパターン生成回路、２９はＰＡＭ制
御手段となるＰＡＭ制御パルスパターン生成回路であ
り、これら２８、２９の上記スイッチング素子オン、オ
フパターン信号はゲート・ドライバ３０で増幅されフォ
トカプラ２５をドライブし、フォトカプラ２５の信号出
力により、モータ用インバータ変換器２の６コのスイッ
チング素子のオン・オフが制御される。

【００１２】２３は、ゲート・ドライバ２１、３０にド
ライブ電力を供給する電源コントロール回路であり、モ
ータ用インバータ変換器２、電源用双方向電力変換器１
を構成するスイッチング素子の過電流、アーム短絡等の
異常発生時、また平滑用コンデンサ４の充電電圧の過電
圧時、或いは、交流電源７の電源投入後制御装置全体の
動作準備が完了するまで、またその他運転中のコントロ
ール状態の切換時に上記変換器を構成するスイッチング
素子にオン信号が加えられるのを防止するために設けて
ある。３３はモータ５の回転を検知する回転検出センサ
であり、遠心機制御用ＣＰＵ２７の内蔵のタイマユニッ
トＩＴＵ２に入力され、遠心機制御用ＣＰＵ２７はＩＴ
Ｕ２のクロックカウント機能を利用しモータ５の回転数
を把握する。

【００１３】なお、上述の如く、Ｖセンサ１３、ｉセン
サ１４、ＣＶセンサ１５、フォトカプラ２４、２５、３
２の信号アイソレーション手段により、電力回路となる
モータ用インバータ変換器２、電源用双方向電力変換器
１と信号回路となる力率改善制御手段１０、インバータ
制御手段１１の間には基準電位の絶縁が図られており、
上記変換器内のスイッチング素子の高速スイッチング動
作に伴ない発生するノイズにより力率改善制御手段１０
及びインバータ制御手段１１が誤動作等の影響を受ける
のを防止している。

【００１４】続いて、本発明の動作について、更に図２
〜図１３を参照して説明する。なお図２〜図１３に於て
は、図１と同一の機能の部分には同一の番号が符してあ
る。

【００１５】モータ用インバータ変換器２の動作につい
て説明すると、インバータ制御手段１１の詳細なブロッ
ク構成を示す図４に於いて、４２は上記スイッチング素
子のオン・オフのパルスパターンを記憶しているＲＯＭ
であり、ＲＯＭ４２のデータ出力ラインの出力データの
「１」、「０」の論理値がパルスパターンとなってお
り、これらのデータはそのアドレスラインに接続された
カウンタ４１の出力により逐次読み出され、カウンタ４
１のクロックは、ＰＬＬパルスジェネレータ４０のクロ
ック出力により印加されるようになっており、遠心機制
御用ＣＰＵ２７内蔵のタイマユニットＩＴＵ０とＩＴＵ
１によりＰＬＬパルスジェネレータ４０のクロック出力
周波数が制御される。３０、４３はＲＯＭ４２から読み
出されるデータの時間不揃いを防止し同期をかけるラッ
チとフォトカプラ２５をドライブするゲート・ドライバ
３０の機能を兼ね備えたラッチ・ゲート・ドライバであ
り、フォトカプラ２５の信号出力によりモータ用インバ
ータ変換器２の６コのスイッチング素子のオン・オフが
制御される。

【００１６】モータ用インバータ変換器２に於けるＰＷ
Ｍ電圧制御は、図７に示す三相ＰＷＭインバータの波形
の例のように、三角搬送波７６と正弦波信号波７７から
該インバータを構成する６コのスイッチング素子２ｕ、
２ｖ、２ｗ、２ｘ、２ｙ、２ｚのオン・オフパターンを
あらかじめ求め、図５に示すＲＯＭ４２にその内容を記
憶してあり、Ｅｕｎ７０、Ｅｖｎ７１、Ｅｗｎ７２は夫
々スイッチング素子２ｕ、２ｖ、２ｗのオン信号、逆に
上下に対応するスイッチング素子２ｘ、２ｙ、２ｚのオ
フ信号となり、ｅｕｖ７３、ｅｖｗ７４、ｅｗu７５は
夫々モータに接続される線のｕｖ相、ｖｗ相、ｗｖ相間
に出力される電圧波形を表わす。図７では三角搬送波７
６と正弦波信号波７７の組み合わせに於て、２１キャリ
アデューティー５０％の場合を例示する。キャリア数を
変更する時は、三角搬送波７６の図示の正弦波信号波の
１周期となる０度から３６０度に入る周期の数を変更
し、変調率即ちデューティを変更する時は、正弦波信号
波７７の振幅を変更することは周知の通りである。また
モータ用インバータ変換器２に於けるＰＡＭ制御は、図
８に示す三相ＰＡＭインバータの波形のように、インバ
ータを構成する６コのスイッチング素子２ｕ、２ｖ、２
ｗ、２ｘ、２ｙ、２ｚのオン・オフパターンを上記した
ＰＷＭ電圧制御と同様にＲＯＭ４２にその内容を記憶し
てあり、Ｅｕｎ８０、Ｅｖｎ８１、Ｅｗｎ８２は夫々ス
イッチング素子２ｕ、２ｖ、２ｗのオン信号、逆に上下
に対応するスイッチング素子２ｘ、２ｙ、２ｚのオフ信
号となり、各々の位相を１２０度ずらして１８０度オン
するようにし、モータの相間電圧波形を表すｅｕｖ８
３、ｅｖｗ８４、ｅｗｕ８５は１２０度幅の方形波とな
る。

【００１７】図６は、ＲＯＭ４２に記憶してあるブロッ
クの内容を示したものであり、ＰＷＭ電圧制御パターン
を記憶する中ブロックｎ０からｎ２については、小ブロ
ックｎ０ＰＷＭ０が最小のデューティとなりｎ０ＰＷＭ
３１が最大のデューティとなる３２段階のＶ制御を行な
う例であり、一方中ブロックｎ０とｎ１の違いは、図７
の三角搬送波７６のキャリア数の違いであり、モータ５
の回転数が上昇するに従ってモータ用インバータ変換器
２のスイッチング素子２ｕ、２ｖ、２ｗ、２ｘ、２ｙ、
２ｚのスイッチング回数が不適当に大きくなり過ぎるた
め、スイッチング損失に伴なう素子の温度上昇を適切に
管理する必要があり、中ブロックｎ０に対してｎ１のキ
ャリア数は小さく設定されておりモータ５の回転数が上
昇するに従い、ｎ０からｎ１に切り替えて使用し三角搬
送波７６のキャリア数を減少させる。なお、ｎ１に対し
てｎ２は更に高速回転域で使用するためキャリア数は更
に減少し、一方デューティＰＷＭ０〜ＰＷＭ３１の範囲
も高い部分の分割内容となる。中ブロックｎ３はＰＡＭ
制御パターンを記憶するエリアであり、該ＰＡＭ制御パ
ターンによるモータ用インバータ変換器２のスイッチン
グ素子２ｕ、２ｖ、２ｗ、２ｘ、２ｙ、２ｚのスイッチ
ング回数はＰＷＭ電圧制御パターンに対し同一の回転数
で極めて少ないことは明らかである。また、小ブロック
の読み出しブロックの変更は、図４の遠心機制御用ＣＰ
Ｕ２７からＲＯＭ４２のアドレスラインのＡ11〜Ａ15ラ
インＶＳＥＬに接続されている制御線１０１により選択
され、同様にして中ブロックの読み出しブロックの変更
は、図４の遠心制御用ＣＰＵ２７からＲＯＭ４２のアド
レスラインのＡ16〜Ａ18ラインＦＳＥＬに接続されてい
る制御線１０２により選択されるようになっている。従
って、遠心機制御用ＣＰＵ２７は上記の制御線を介して
ＲＯＭ４２のＰＷＭパルスパターン又はＰＡＭパルスパ
ターンの選択が可能であるため、インバータ制御手段１
１はＰＷＭ制御手段２８とＰＡＭ制御手段２９を兼ね備
え、モータ用インバータ変換器２をＰＷＭ電圧制御又は
ＰＡＭ制御で動作させることが可能である。

【００１８】モータ用インバータ変換器２の制御に関す
るインバータ制御手段１１の動作について説明すると、
図４に於いて、ＲＯＭ４２に記憶されているデータは、
ラッチ・ゲートドライバ３０、４３の機能を兼ね備え
た、例えば７４ＨＣ３７４等のＤタイプフリップフロッ
プでＰＬＬパルスジェネレータ４０の出力信号１０３の
反転信号１０４でＣＫ端子で同期ラッチされフォトカプ
ラ２５をドライブし、モータ用インバータ変換器２の各
スイッチング素子２ｕ、２ｖ、２ｗ、２ｘ、２ｙ、２ｚ
をオン・オフする。４４はノットゲートである。ＲＯＭ
４２のデータ出力端子Ｏ１からＯ６が図示の如くラッチ
・ゲート・ドライバ３０、４３の１Ｄから６Ｄに対応
し、更に１Ｑから６Ｑに対してそれらは夫々ｕ、ｖ、
ｗ、ｘ、ｙ、ｚに対応しており、例えばＲＯＭ４２のＯ
１端子が論理の「０」レベルになるとラッチ・ゲート・
ドライバ３０、４３の１Ｑ端子も論理「０」になり、抵
抗器４５を介してフォトカプラ２５のＬＥＤがオンし、
スイッチング素子２ｕがオンする。ラッチ・ゲート・ド
ライバ３０、４３のＯＣ端子は、そのＱ端子の出力をハ
イインピーダンスに切換えるものであり、遠心機制御用
ＣＰＵ２７の出力制御線１０８が論理「１」の場合にハ
イインピーダンスとなり、フォトカプラ２５は全てオフ
する。

【００１９】ＲＯＭ４２のデータの読み出しは、例えば
７４ＨＣ１９３を３コカスケード接続したカウンタ４１
がＰＬＬパルスジェネレータ４０のパルス出力信号１０
３の立ち上がりエッジでカウントアップし、Ｑ０からＱ
１０のカウント端子の信号出力をＲＯＭ４２のＡ０から
Ａ１０のアドレスラインに出力することによりなされ、
この場合、図７及び図８で３６０度分のオン・オフパタ
ーンを例えば２０４８分割し駆動するため１１本のアド
レスラインを使用しており上記のようにラッチ・ゲート
・ドライバ３０、４３でＰＬＬパルスジェネレータ４０
のパルス信号１０３の反転信号１０４の立ち上がりエッ
ジでラッチ動作を加えるのは、ＲＯＭ４２のＯ１からＯ
６のＰＬＬパルスジェネレータ４０のパルス信号１０３
の立ち上がりの部分で同期して読み出されるデータ読み
出し出力の微妙なタイミングのずれによりオン・オフパ
ターンに時間的なズレを生じ、モータ用インバータ変換
器２の同一アームのスイッチング素子、例えば２ｕと２
ｘが同時にオンするような、いわゆるアーム短絡現象が
起きるのを避けるためである。カウンタ４１のＣＬＲ端
子はＲＯＭ４２のデータをアドレス０から読み出すため
のカウントクリア端子であり、遠心機制御用ＣＰＵ２７
の制御線１０９が「Ｈｉ」の場合クリアされる。ＰＬＬ
パルスジェネレータ４０のパルス出力信号１０３は、７
４ＨＣ４０４６等のＰＬＬ素子４６によりＶＣＯＯＵＴ
端子から出力され、遠心機制御用ＣＰＵ２７のタイマモ
ジュールＩＴＵ０はＣＰＵ２７の内部クロックを分周し
基準信号１０５としてＰＬＬ素子４６のＳＩＮ端子に出
力し、一方ＰＬＬパルスジェネレータ４０のパルス出力
信号１０３を遠心機制御用ＣＰＵ２７のタイマモジュー
ルＩＴＵ１により分周し比較信号１０６としてＰＬＬ素
子４６のＣＩＮ端子に出力し、フェイズコンパレータに
よりエラーシグナルをＰＣ端子から出力し、抵抗器、コ
ンデンサの組み合わせから成るローパスフィルタ４８を
介してＶＣＯＩＮ端子に電圧バイパスが与えられボルテ
イジコントロールオシレータＶＣＯ４９により発振出力
として得られるようになっており、基準信号１０５の周
波数に遠心機制御用ＣＰＵ２７のタイマモジュールＩＴ
Ｕ１の分周比の逆数をかけた周波数の発振出力となる。
ＶＣＯ４９の発振出力は、超遠心機の場合０〜２００ｋ
ｍｉｎ~1の範囲でモータを回転させる必要があり、望ま
しくは１０ＫＨＺから６.９ＭＨＺの広い発振周波数範
囲をカバーする必要があり、ＰＬＬ素子４６の外付けコ
ンデンサ容量も数種類切り換えて用い、この目的のため
に例えば７４ＨＣ４０５１等のアナログマルチプレクサ
４７によりＸ１からＸ４端子に夫々一端を接続されたコ
ンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４のうちの一つをＸ端子
から選択しＰＬＬ素子４６に接続する。なおＰＬＬ素子
４６の発振はＶＣＯ４９の定電流電源によるＣＡ、ＣＢ
端子間に接続されるコンデンサのチャージ、ディスチャ
ージによるものであるため、ＣＡ、ＣＢ端子間に接続さ
れるコンデンサの容量が小さい場合はＰＬＬ素子４６の
発振周波数は高くなる。コンデンサＣ０はアナログマル
チプレクサ４７がコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の
いづれも選択しなかった場合のＰＬＬ素子４６の発振周
波数の上限を決定するものであり、遠心機の最高回転数
を制限するものである。

【００２０】図２は本発明になる遠心機用モータの制御
装置に好適なロータ６の回転数、すなわちモータ５の回
転数の時間経過を表わしたグラフであり、図３は図２に
示した遠心機運転モードに対応した制御内容を示す表で
あり、遠心機運転モードＩからＶＩに対応して遠心機制
御用ＣＰＵ２７が変圧器８の低圧タップ或いは高圧タッ
プをスイッチ９により選択すると共にインバータ制御手
段１１内のＰＷＭ電圧制御及びＰＡＭ制御のいずれかを
選択し、更にポテンショメータ２２を制御し平滑用コン
デンサ４の充電電圧を調整し、これらの選択組み合わせ
及び該充電電圧の調整によりモータ５の回転数を制御す
るものである。

【００２１】モードＩはロータ６を静止状態からスロー
アクセルにて徐々に加速する過程でありこのスローアク
セルに対応するため電源用双方向電力変換器１の順方向
運転により交流電源７の電源電圧を昇圧した電圧で充電
される平滑用コンデンサ４の充電電圧をそのままモータ
用インバータ変換器２に入力し、該変換器２のＰＷＭ電
圧制御によりモータ５に印加される電圧を調節しても電
圧がしぼり切れず滑らかな起動が行えないため、本実施
例では、図３の遠心機運転モードと制御内容に示す通り
に変圧器８の低圧出力端に接続されるスイッチ９をオン
し、電源用双方向電力変換器１の交流電源受電電圧は低
圧として電源用双方向電力変換器１を電源の電圧波形に
相似な高調波電流成分の含有量が低下するように電流が
流れる昇圧コンバータとして動作させ平滑用コンデンサ
４の充電電圧を低圧で制御し、更にモータ用インバータ
変換器２はＲＯＭ４２に記憶されたパルスパターンによ
るＰＷＭ電圧制御により動作し、モータ５への印加電圧
の調節してモータ５のＶ／ｆ制御の電圧Ｖの制御が行な
われる。回転数に対する平滑用コンデンサ４の充電電圧
の様子を示す図１２を参照すると、回転数Ｎ０以下に於
いて、平滑用コンデンサ４の充電電圧は低圧のＶＤ１で
制御し、モータ５への印加電圧は回転数に対するモータ
５の印可電圧を示す図１１に示すように回転数に伴い高
くなるように制御が行なわれる。また、周波数ｆの制御
に於ては、ＰＬＬパルスジェネレータにより適切なすべ
り周波数がモータ５へ与えられ、滑らかにロータ６がス
ローアクセルにて図２の曲線に沿って徐々に加速され
る。なお、このモードＩに於て、図２で示すロータ６の
回転数の時間経過にモータ５の実際の回転数を合わせる
制御方法は、遠心機制御用ＣＰＵ２７が、予め決められ
た回転数の時間経過と現在のモータ５の回転数の差から
ＰＩＤ演算等により、ＰＬＬパルスジェネレータ４０に
よるすべり周波数とモータ用インバータ変換器２のＰＷ
Ｍ電圧制御のデューティを求めＶ／ｆ制御とするフィー
ドバック制御の周知の制御方法による。

【００２２】次に図２のモードIIは、ロータ６を目標整
定回転数Ｎ２まで急速に加速するモータ５に大きな電力
が必要とされる過程であり、電源用双方向電力変換器１
の交流電源受電電圧が低くいと電源用双方向電力変換器
１及びリアクトル３を通過する電源電流を増加せざるを
得ないため、スイッチ９は変圧器８の高圧出力端に接続
して電源用双方向電力変換器１の交流電源受電電圧を高
圧に変更し、電源用双方向電力変換器１はモードＩと同
様の昇圧コンバータとして動作し、平滑用コンデンサ４
は一定の高圧に充電される。従ってこのモードに於てモ
ータ５に対するＶ／ｆ制御は図７の三相ＰＷＭインバー
タの波形の例に示すように正弦波信号波７７の振幅すな
わちモータに印加される電圧のデューティを段階的に変
え、ＲＯＭ４２にブロックごとに記憶してあるパターン
読み出しブロックを変えることによりＶ／ｆの制御を行
ない、また、回転数が上昇するに従い図６に於ける中ブ
ロックをｎ０からｎ１，ｎ２へと変更することで三角搬
送波７６のキャリア数を減少させ、モータ用インバータ
変換器２のスイッチング素子のスイッチング周波数が不
適切に高くならないようにし、ｆの制御は遠心機制御用
ＣＰＵ２７内蔵タイマユニットＩＴＵ１の分周比を逐次
増加させると共にＰＬＬ素子４６に接続されるコンデン
サＣ１〜Ｃ５を選択切り換えモータ５にその回転数に対
応した適切なプラスの滑り周波数を与えＮ１まで加速す
る。

【００２３】回転数Ｎ１を超えてなお図６の中ブロック
ｎ２のパルスパターンでモータ用インバータ変換器２の
ＰＷＭ電圧制御し加速すると、平滑用コンデンサ４の充
電電圧は高圧であり、モータ５の回転数が上昇するに従
いモータ用インバータ変換器２のＰＷＭ電圧制御に於け
るスイッチング素子のスイッチング周波数が高周波とな
り、モータ５の印可電圧が高圧で高周波になるため、モ
ータ５の浮遊容量を介してアースに流れる漏洩電流が増
加してしまう。モードIIIは、上述した高速回転域での
漏洩電流の増加を抑制するため、回転数Ｎ１でモータ用
インバータ変換器２の制御はＲＯＭ４２に記憶された図
６の中ブロックｎ３のＰＡＭパルスパターンによるＰＡ
Ｍ制御に切り換え、モータ用インバータ変換器２のスイ
ッチング素子のスイッチング周波数を低くして目標整定
回転数Ｎ２まで加速する行程である。図９はモータ５の
回転数に対するモータ用インバータ変換器２のスイッチ
ング素子のスイッチング周波数を示したもので、図１０
はモータ５の回転数に対する遠心機の漏洩電流の様子を
示した図である。図９、１０に於いて破線はモータ用イ
ンバータ変換器２をＰＷＭ電圧制御で動作させた時のモ
ータ用インバータ変換器２のスイッチング素子のスイッ
チング周波数、漏洩電流を示し、実線はモータ用インバ
ータ変換器２をＰＡＭ制御させた時のスイッチング周波
数、漏洩電流を示している。回転数Ｎ１でモータ用イン
バータ変換器２の制御をＰＡＭ制御に切り換えることに
よりスイッチング周波数は低下し、これに伴い漏洩電流
も減少させることが可能となる。

【００２４】本実施例では、モータ用インバータ変換器
２のスイッチング素子２ｕ、２ｖ、２ｗ、２ｘ、２ｙ、
２ｚの制御用電源を図５のブロック回路図に示すような
回路で構成しており、下アーム素子２ｘ、２ｙ、２ｚの
スイッチング動作により下アーム素子のそれぞれにに対
応する上アーム素子２ｕ、２ｖ、２ｗの電源をダイオー
ド５７、５８、８９と電解コンデンサ６０、６１、６２
によるチャージポンプ回路を構成し、例えば、下アーム
素子２ｘがオンすることにより共通電源からダイオード
５７、電解コンデンサ６０、下アーム素子２ｘのルート
を通してコンデンサ６０が充電され、下アーム素子２ｘ
のオフに従いコンデンサ６０の陰極性側は共通電源５０
と基準電位を異にするフローティング状態となる。スイ
ッチング素子のスイッチング周波数が低い場合は下アー
ム素子のオン・オフ時間が長くなりドライバ５１への電
力の供給により電解コンデンサ６０の充電電圧が脈動し
上アーム素子が誤動作するのを防止するため、コンデン
サ６０、６１、６２は静電容量が十分に大きなものを用
いている。なお、モータ用インバータ変換器２のスイッ
チング素子２ｕ、２ｖ、２ｗの制御電源をチャージアッ
プ回路に依らず、DC-DCコンバータ等の絶縁型の定電圧
回路で構成し、Ｎ１以下の低回転数域からＰＡＭ制御に
切り換えるようにすれば低速回転域での漏洩電流の低減
も可能となる。また回転数に対するモータ印可電圧の様
子を示す図１１を用いてモータ印可電圧について説明す
ると、実線は回転数Ｎ１を超えてモータ用インバータ変
換２の制御をＰＡＭ制御に切り換えた時のモータ５の印
加電圧を示し、破線は制御をＰＷＭ電圧制御のみの場合
のモータ５の印可電圧を示しており、平滑用コンデンサ
４の直流充電電圧の利用率は正弦波ＰＷＭ制御に対しＰ
ＡＭ制御の方が優っているため、同一の平滑用コンデン
サ４の直流電圧で回転数Ｎ１でＰＡＭ制御に切り換える
ことで、ＰＷＭ電圧制御のＶ３に対してＶ１と、より高
く印加することが出来る。従って、モードIIIのような
高速回転域での加速に於いて、モータ５の入力電力を増
加させることが可能であり、加速時間を短縮することが
可能となる。

【００２５】次に図２のモードIVは、ロータ６を目標整
定回転数Ｎ２に一定に維持する過程であり、モータ５は
加速トルクを必要としなが、モータ軸受け部のボールベ
アリングは機械損が大きくなるため温度上昇が大きく、
モータの発熱により加熱される余物な温度上昇を防止す
るため、モータ印可電圧を低圧に変更しモータ入力電力
を極力低減させる必要がある。モードIIと同様に電源用
双方向電力変換器１の受電電圧が高圧になるよう変圧器
８の高圧出力端にスイッチ９を接続し、電源用双方向電
力変換器１の昇圧コンバータ動作により平滑用コンデン
サ４の充電電圧を電源用双方向電力変換器１の受電電圧
のピーク値より高い一定の電圧に充電し、モータ用イン
バータ変換器２をＰＷＭ電圧制御した場合、モータ印加
電圧を低くするためモータ用インバータ変換器２のＰＷ
Ｍ電圧制御に於ける変調率を低減する必要があるので、
モータ電流波形が歪み高調波電流成分が増加し、また、
モータ印可電圧はピーク値は高圧であり且つ高周波の方
形波状の電圧であるためモータの損失の特に鉄損を低減
することが出来ず、モータ５の発熱を抑制することが困
難である。モータ５の発熱はモータ５の軸受け部のボー
ルベアリングの発熱につながりボールベアリングが焼き
付き軸受け部がロックする危険性があるため、本発明で
はモータ高速回転での整定時は、モータ用インバータ変
換器２をＰＡＭ制御手段によりＰＡＭ制御に切り換え、
また、スイッチ９を変圧器８の低圧出力端と接続された
ものに切り換え電源用双方向電力変換器１を制御して平
滑用コンデンサ４の充電電圧を低圧で制御し、モータ５
の印可電圧のピーク値を低下させ、更にモータ電流の高
調波成分をＰＡＭ制御により減少し、モータ５の発熱を
最小にし、モータ５の軸受け部のボールベアリングの発
熱を抑制することが出来る。回転数Ｎ２に於いて、スイ
ッチ９を変圧器８の低圧出力端に接続し電源用双方向電
力変換器１の受電電圧を低圧に切り換え、また遠心機制
御用ＣＰＵ２７がデジタルポテンショメータ２２の分圧
比を制御して、平滑用コンデンサ４の充電電圧を図１２
のＶＤ２からＶＤ３に低下させることにより、モータ５
の印可電圧は図１１に示すように破線に示すＰＷＭ電圧
制御時のＶ４に比べ低いＶ２で制御する。また本実施例
に於けるモータ５の回転数を目標整定回転数Ｎ２に一定
に保持する制御は、目標回転数Ｎ２とモータ５の現在の
回転数の差を遠心機制御用ＣＰＵ２７がＰＩＤ演算し、
その結果からモータ５の滑り周波数を決定し、これに対
応する遠心機制御用ＣＰＵ２７のタイマモジュールＩＴ
Ｕ１に分周比を指令して制御する電圧固定の滑り制御で
あるが、滑りを固定して目標回転数Ｎ２とモータ５の現
在の回転数の差を基に遠心機制御用ＣＰＵ２７がデジタ
ルポテンショメータ２２の分圧比を制御して平滑用コン
デンサ４の充電電圧を調整しモータ５の印可電圧を制御
する方法も実施可能である。

【００２６】次に図２のモードVは回生制動によりロー
タ６を急速に減速する過程であり、電源用双方向電力変
換器１は交流電源７に系統連係し、交流電源７の電圧波
形に相似な電流が電源に戻るように降圧コンバータとし
て動作し、平滑用コンデンサ４の充電電圧の上昇を抑え
一定の電圧に維持する逆方向運転を行ない、モータ用イ
ンバータ変換器２は、マイナス滑り周波数制御及びＰＷ
Ｍ電圧制御のＶ／ｆ制御によりモータ５の機械的エネル
ギを電気エネルギに回生変換し、平滑用コンデンサ４を
充電する。

【００２７】次にモードVIは、モードVのロータ６の急
減速過程のあと、ロータ６を回転状態から静止状態へス
ローデセルにて徐々に減速停止する過程であり、モータ
５の回転数が低いため、モータ５は回生制動ではなく直
流制動により減速力を与え滑らかに停止させる制御を行
なう。従って制動力を調節するため、モードＩと同様に
スイッチ９を変圧器８の低圧出力端に接続し、電源用双
方向電力変換器１の交流電源受電電圧は低圧として電源
用双方向電力変換器１を昇圧コンバータとして動作させ
平滑用コンデンサ４の充電電圧を低圧で制御し、更にモ
ータ用インバータ変換器２はＰＷＭ電圧制御を行いモー
タ５の印可電圧の調整を行う。モータ用インバータ変換
器２に於ては、図６に於てＲＯＭ４２に記憶されている
中ブロックｎ４のＢＰＷＭ１〜ＰＰＷＭ３１が直流制動
の部分に当たり、３１段階のデューティが選択できる。
中ブロックｎ４のＡＲＭＰＡＴ０はモータ用インバータ
変換器２の上アームのスイッチング素子２ｕ、２ｖ、２
ｗのスイッチング制御のための電源の供給を行うための
パルスパターンであり、上アームのスイッチング素子２
ｕ、２ｖ、２ｗをオフさせた状態で、夫々対向する下ア
ームのスイッチング素子２ｘ、２ｙ、２ｚのオン・オフ
動作を休止することなく頻繁に繰り返すものである。従
ってモータ５への電力の供給は行われず、ＡＲＭＰＡＴ
０によりモータ用インバータ変換器２を制御すると、モ
ータ５及びロータ６は最も制動力の弱い自然減速にて回
転数を低下させる。なお、モードVIに於ては、遠心分離
する試料の種類、分離条件によっては、図１３に示すよ
うに自然減速による減速よりも更に緩やかなデセルパタ
ーンＡで示すような減速曲線により減速する場合があ
り、この時は上記の直流制動ではなく前述のモードＩと
同様にして電源用双方向電力変換器１は順方向運転と
し、スイッチ９を変圧器８の低圧出力端に接続し電源用
双方向電力変換器１の交流電源受電電圧を低圧とし平滑
用コンデンサ４の充電電圧を低圧で制御しながらモータ
用インバータ変換器２によりモータ５を駆動し、滑らか
に徐々に減速する運転方法を用いる。

【００２８】

【発明の効果】本発明によれば、交流電源に系統連係し
交流電源を通過する電流の高調波電流成分の含有量が低
下するように動作し、交流電源と直流電源の電力変換器
であり交流源から直流源に変換する時は昇圧コンバータ
となり直流源から交流源に変換する時は降圧コンバータ
として動作する電源用双方向電力変換器と、直流源に対
し電力を入出力するモータを力行、回生運転するモータ
用インバータ変換器を備えた遠心機用モータの制御装置
に於いて、交流電源の電圧を複数の電圧に変圧する電圧
出力端を有する変圧器と、一端は該変圧器の各々の電圧
出力端に接続され他端は電源用双方向電力変換器に接続
される交流電源の受電電圧を切り換える選択スイッチ
と、上記電源用双方向電力変換器を制御し直流電源の電
圧を調整する力率改善制御手段と、上記モータ用インバ
ータ変換器をパルス幅変調制御とパルス振幅制御間で切
り換え選択するインバータ制御手段と、上記選択スイッ
チと上記力率改善制御手段と上記インバータ制御手段を
制御する制御手段を設け、該制御手段は選択スイッチと
力率改善制御手段とインバータ制御手段を制御し、モー
タを停止状態から徐々に加速する時は、選択スイッチは
変圧器の高圧出力端を選択し、力率改善制御手段は電源
用双方向電力変換器で昇圧した直流電源の電圧を一定の
高圧に調整し、インバータ制御手段はパルス幅変調制御
を選択してモータ用インバータ変換器をパルス幅変調制
御し、モータを高速回転域で一定の回転数に整定させる
時は、選択スイッチは変圧器の低圧出力端を選択し、力
率改善制御手段は電源用双方向電力変換器で昇圧した直
流電源の電圧を一定の低圧に調整し、インバータ制御手
段はパルス振幅制御を選択してモータ用インバータ変換
器をパルス振幅制御に切り換えるようにしたので、交流
電源を通過する電流の高調波電流成分の含有量を低下さ
せつつ高速回転整定時のモータ軸受け部のボールベアリ
ングの温度上昇を抑制する効果がある。

【００２９】また、モータを高速回転域で加速させる時
は、選択スイッチは変圧器の高圧出力端を選択し、力率
改善制御手段は電源用双方向電力変換器で昇圧した直流
電源の電圧を一定の高圧に調整し、インバータ制御手段
はパルス振幅制御を選択してモータ用インバータ変換器
をパルス振幅制御に切り換えるようにしたので、交流電
源を通過する電流の高調波電流成分の含有量を低下させ
つつ高速回転時の漏洩電流を低減できる効果がある。

【００３０】更に、モータの起動及び停止時は、選択ス
イッチは変圧器の低圧出力端を選択し、力率改善制御手
段は電源用双方向電力変換器で昇圧した直流電源の電圧
を一定の低圧に調節し、インバータ制御手段はパルス幅
変調制御を選択しモータ用インバータ変換器をパルス幅
変調制御するようにしたので、位相制御に依らず電源用
双方向電力変換器を動作させたまま滑らかなモータの起
動及び停止が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の具体的実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】モータの回転数の時間経過を示す説明図であ
る。

【図３】図２の運転モードでの制御内容を示す図であ
る。

【図４】図１の詳細な実施例を示すブロック図であ
る。

【図５】ドライブ回路の電源供給回路を示す実施例図
である。

【図６】ＲＯＭの記憶内容を示した説明図である。

【図７】三相ＰＷＭインバータの波形の例を示す説明
図である。

【図８】三相ＰＡＭインバータの波形の例を示す説明
図である。

【図９】モータ回転数とインバータスイッチング周波
数の関係を示す図である。

【図１０】モータ回転数と漏洩電流の関係を示す図で
ある。

【図１１】モータ回転数とモータ印可電圧の関係を示
す図である。

【図１２】モータ回転数と平滑用コンデンサ充電電圧
の関係を示す図である。

【図１３】減速パターンの説明図である。

【符号の説明】

１は電源用双方向電力変換器、２はモータ用インバータ
変換器、８は変圧器、９は選択スイッチ、１０は力率改
善制御手段、１１はインバータ制御手段、２７はスイッ
チ９と力率改善制御手段１０とインバータ制御手段１１
を制御する制御手段である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者沼田哲州茨城県ひたちなか市武田1060番地日立工機株式会社内 (72)発明者藤巻貴弘茨城県ひたちなか市武田1060番地日立工機株式会社内Ｆターム(参考） 4D057 AA03 AB01 AB03 AC01 AE11 CB04

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、該交流電源の電圧を変圧す
る変圧器と、該変圧器に接続される電力変換器と、該電
力変換器を制御し平滑用コンデンサの充電電圧を調整す
る力率改善制御手段と、前記平滑用コンデンサに接続さ
れるモータ用インバータ変換器とを備えた遠心機用モー
タの制御装置において、前記変圧器に設けた複数の電圧
出力端と前記電力変換器との間に該複数の電圧出力端で
のそれぞれの受電電圧を切り換えられるスイッチ手段を
設け、更に前記モータ用インバータ変換器を制御するイ
ンバータ制御手段を設けると共に、該インバータ制御手
段はパルス幅変調制御またはパルス振幅制御に切り換え
られるよう構成されていることを特徴とした遠心機用モ
ータの制御装置。
【請求項２】前記力率改善制御手段及び前記インバー
タ制御手段を制御するＣＰＵには、パルス幅変調制御ま
たはパルス振幅制御にて前記モータ用インバータ変換器
を制御するための信号として前記モータの回転信号が入
力されることを特徴とした請求項１記載の遠心機用モー
タの制御装置。
【請求項３】前記パルス幅変調制御及び前記パルス振
幅制御の切り換えは、内蔵する複数のパターンを選択す
ることにより行うことを特徴とした請求項１記載の遠心
機用モータの制御装置。
【請求項４】前記モータを加速させる時は、前記選択
スイッチは前記変圧器の高圧出力端を選択し、前記力率
改善制御手段は前記電源用双方向電力変換器で昇圧した
前記直流電源の電圧を一定の高圧に調整し、前記インバ
ータ制御手段はパルス幅変調制御を選択して前記モータ
用インバータ変換器をパルス幅変調制御し、モータを高
速回転域で一定の回転数に整定させる時は、前記選択ス
イッチは前記変圧器の低圧出力端を選択し、前記力率改
善制御手段は前記電源用双方向電力変換器で昇圧した直
流電源の電圧を一定の低圧に調整し、前記インバータ制
御手段はパルス振幅制御を選択して前記モータ用インバ
ータ変換器をパルス振幅制御に切り換える前記選択スイ
ッチと前記力率改善制御手段と前記インバータ制御手段
を制御する制御手段を備えたことを特徴とする請求項１
記載の遠心機用モータの制御装置。
【請求項５】モータを高速回転域で加速させる時は、
前記選択スイッチは前記変圧器の高圧出力端を選択し、
前記力率改善制御手段は前記電源用双方向電力変換器で
昇圧した直流電源の電圧を一定の高圧に調整し、前記イ
ンバータ制御手段はパルス振幅制御を選択して前記モー
タ用インバータ変換器をパルス振幅制御に切り換える前
記選択スイッチと前記力率改善制御手段と前記インバー
タ制御手段を制御する制御手段を備えたことを特徴とす
る請求項１記載の遠心機用モータの制御装置。
【請求項６】モータの起動及び停止時は、前記選択ス
イッチは前記変圧器の低圧出力端を選択し、前記力率改
善制御手段は前記電源用双方向電力変換器で昇圧した直
流電源の電圧を一定の低圧に調節し、前記インバータ制
御手段はパルス幅変調制御を選択し前記モータ用インバ
ータ変換器をパルス幅変調制御する前記選択スイッチと
前記力率改善制御手段と前記インバータ制御手段を制御
する制御手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の
遠心機用モータの制御装置。