JP2000050698A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータのデッドタイムによる影響を受け
ずに励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変
化等による二次抵抗ｒ2の変動を同定し、常に精度良く
所望の出力トルクを得る。 【解決手段】 トルク指令値Ｔ*が所定値Ｔrf以下の場
合に、トルク電流指令ｉ1q*とトルク電流ｉ1qとに基づ
き算出されるトルク電圧指令Ｇq・Δｉ1qに基づいて励磁
インダクタンスＭを同定し、励磁電流指令ｉ1d*と励磁
電流ｉ1dに基づき算出される励磁電圧指令Ｇd・Δｉ1dに
基づいてデッドタイム補正値を同定する。またＧq・Δｉ
1qに基づき、二次抵抗値ｒ2を同定する。これらの同定
された励磁インダクタンスＭ、二次抵抗値ｒ2とを用い
て誘導電動機のベクトル制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は工作機械の主軸駆動
などに利用され、誘導電動機の出力トルクを任意に制御
する誘導電動機の制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】工作機械の主軸駆動などの用途には、す
べり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動
機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル
制御において、出力トルクを任意に制御するためには、
モータの二次抵抗ｒ2、励磁インダクタンスＭおよびト
ルク電流ｉ1qに応じて正確なすべり周波数をモータに与
える必要がある。しかしながら、二次抵抗ｒ2は、モー
タの温度変化等によって２倍程度に大きく変動する。ま
た、励磁インダクタンスＭは、鉄心の磁気飽和の影響や
モータの製造上の寸法精度によって大きく変動する。し
かしながら制御装置内においては、これら二次抵抗ｒ
2、励磁インダクタンスＭの値は変動が考慮されていな
い。その結果、モータに与えられるすべり周波数が不正
確となり、出力トルクを正確に制御することができな
い。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平
７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダク
タンスＭおよび二次抵抗ｒ2の値が正確に把握できない
場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力
トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提
案している。

【０００３】図４に特願平７−９２１６５号による誘導
電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。この制
御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令
Ｔ*および磁束密度指令φ*が入力される。変換器１は、
磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値ｉ1d*を
発生する励磁電流指令発生器であり、磁束密度と励磁電
流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭをパラ
メータとしている。従って、この変換器１では、Ｍの逆
数を乗算することによって励磁電流指令値ｉ1d*が出力
される。なお、図中においてｉ1d*はｉd*と略記されて
いる。

【０００４】除算器２は、入力されたトルク指令Ｔ*を
入力された磁束密度指令φ*で除算するものであり、誘
導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積
に比例することから、除算器２の出力がトルク電流指令
値ｉ1q*として出力される。なお、図中においてｉ1q*は
ｉq*と略記されている。

【０００５】この特願平７−９２１６５号による誘導電
動機の制御装置の動作を図６の誘導電動機の等価回路を
もとに説明する。モータの一次電流Ｉ1,励磁電流Ｉo,一
次電圧Ｅ1は磁束の回転周波数ωに同期して回転するｄ
ｑ軸座標上の電流ｉ1d,ｉ1q,ｉod,ｉoq、電圧ｅ1d,ｅ1q
を用いて次のように表される。

【０００６】

【数１】 Ｉ1＝ｉ1d・sinωｔ＋ｉ1q・cosωｔ ・・・（１）

【数２】 Ｉo＝ｉod・sinωｔ＋ｉoq・cosωｔ ・・・（２）

【数３】 Ｅ1＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ ・・・（３） このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次
のように表される。

【数４】 ｅ1d＝(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1d−ωＬσ・ｉ1q ＋ｐＭ・ｉod−ωＭ・ｉoq ・・・（４）

【数５】 ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q ＋ωＭ・ｉod＋ｐＭ・ｉoq ・・・（５） ここでｐは微分演算子d／dt、ｒ1は一次巻線抵抗、Ｌσ
は漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスであ
る。次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のよ
うに表される。

【数６】 −ｒ2・ｉ1d＋(ｒ2＋ｐＭ)ｉod−ωs・Ｍ・ｉoq＝０ ・・・（６）

【数７】 −ｒ2・ｉ1q＋ωs・Ｍ・ｉod＋(ｒ2＋ｐＭ)ｉoq＝０ ・・・（７） ここでｒ2は二次巻線抵抗、ωsはすべり周波数である。
このωsはモータの回転角周波数ωmを用いて次のように
表される。

【数８】 ωs＝ω−ωm ・・・（８） 磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、モータ内
部の励磁電流ｉoは次のように表される。

【数９】 ｉo＝φ／Ｍ＝ｉod，ｉoq＝０ ・・・（９） （９）式と（６）式よりｉoとｉ1dとの関係を求めると
次式を得る。

【数１０】 ｉo／ｉ1d＝１／(１＋ｐＭ／ｒ2） ・・・（１０） すなわち、励磁電流ｉoはｉ1dに対して一次遅れで応答
し、その時定数はＭ／ｒ2である。この時定数は一般的
な誘導電動機において数100msであり、ｉoの変化は十分
に緩慢であると近似できる。一方、（９）式と（７）式
より、次式を得る。

【数１１】 ωs＝ｒ2・ｉ1q／（Ｍ・ｉo） ・・・（１１） これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、こ
の式を満たすωsをモータに与えるとき、磁束方向がｄ
軸に一致する。このときｉ1qが磁束に直交することから
モータの発生トルクＴは、以下のようになる。

【数１２】 Ｔ＝φ・ｉ1q＝Ｍ・ｉo・ｉ1q ・・・（１２） 従って、ｉ1qを制御することによって任意にトルクを制
御することができる。前記のようにｉoの変化は十分に
緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のよ
うに書き直すことができる。

【数１３】 ｅ1d＝(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1d−ωＬσ・ｉ1q ・・・（１３）

【数１４】 ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q＋ωＭ・ｉo ・・・（１４） これらの式より、ｉ1d,ｉ1qを任意に制御しようとする
とき、モータに印加する電圧を次のように制御すればよ
い。

【数１５】 ｅ1d*＝Ｇd・Δｉ1d−ωＬσ・ｉ1q* ・・・（１５）

【数１６】 ｅ1q*＝ωＬσ・ｉ1d*＋Ｇq・Δｉ1q＋ωＭc・ｉo* ・・・（１６） ここで添え字*は指令値であることを意味しており、ま
たΔｉ1d,Δｉ1qは次式で表される電流誤差である。

【数１７】 Δｉ1d＝ｉ1d*−ｉ1d，Δｉ1q＝ｉ1q*−ｉ1q ・・・（１７） Ｍcはコントローラ内で想定した励磁インダクタンスで
あり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものであ
る。また、Ｇd,Ｇqは十分に大きなゲインであり、ｐｉ
演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１
６）式は図４のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されてお
り、その内部ブロック図は図５に表される。また、（１
１）式を満たすように除算器７、乗算器から成る変換器
８を通ってωsが出力される。（１２）式で表される出
力トルクＴを正確に制御しようとするとき、実際の励磁
インダクタンスＭがコントローラ内のＭcと等しいこ
と、および（１１）式のベクトル制御条件が成立し、磁
束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかし
ながら先に述べたように、励磁インダクタンスおよび
（１１）式中の二次抵抗ｒ2を正確に把握することは困
難であり、その結果、出力トルク精度が悪化する。そこ
で特願平７−９２１６５号においては、まず励磁インダ
クタンスについて次式に基づいて同定を行なっている。

【数１８】 Ｇq・Δｉ1q＝ω(Ｍ−Ｍc)ｉo＝ ω・ΔＭ・ｉo ・・・（１８） ここでΔＭはコントロ−ラ側で想定した励磁インダクタ
ンスＭcと実際のモ−タ内部の真値Ｍとの間の設定誤差
である。なお、（１８）式は次のように導出されてい
る。モ−タが無負荷でｉ1q＝ｉ1q*＝０であるとする
と、（１４），（１６）式は次のように変形できる。

【数１９】 ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋ωＭ・ｉo ・・・（１９）

【数２０】 ｅ1q*＝ωＬσ・ｉ1d*＋Ｇq・Δｉ1q＋ωＭc・ｉo* ・・・（２０） 電流制御系の働きにより、ｉ1d*＝ｉ1d，ｉo*＝ｉo，ｅ
1q＝ｅ1q*として（１９），（２０）式の差より、（１
８）式が導出される。上記のように、ｉ1q＝ｉ1q*＝０
の状態において励磁インダクタンスの同定がおこなわれ
る。すなわち、ｉ1q＝ｉ1q*＝０の状態のとき図４のコ
ンパレータ２２によってトルク指令Ｔ*が小さいことが
検出され、無負荷状態の時のみ、スイッチ２３が閉とな
り増幅器２１によってＧq・Δｉ1qが増幅されて同定が行
なわれる。この増幅器２１の出力は、磁束密度指令φ*
の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束密度
ごとに積分して保持される。この積分値は励磁インダク
タンスＭの設定誤差ΔＭであり、トルク指令が０でない
場合においても、磁束密度指令φ*に応じて保持されて
いる設定誤差ΔＭを取り出して、変換器１の係数１／Ｍ
を補償しているので、常に励磁インダクタンスＭの真値
を用いて制御することが可能である。次に二次抵抗ｒ2
については次式に基づいて同定が行なわれる。

【数２１】 Ｇq・Δｉ1q＝Δｒ2(ω／ωs)ｉ1q ・・・（２１） ここでΔｒ2はコントロ−ラ側で想定した値ｒ2cと実際
の値ｒ2との間の設定誤差である。この（２１）式は以
下のように導出される。まず（１１）式を変形して（２
２）式を得る。

【数２２】 ωＭ・ｉo＝(ω／ωs)ｒ2・ｉ1q ・・・（２２） この（２２）式を（１４）式に代入することによって、
実際にモ−タに発生するｑ軸電圧は次のように表すこと
ができる。

【数２３】 ｅ1q＝ωＬσ・ｉ1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)ｉ1q＋(ω／ωs)ｒ2・ｉ1q ・・・（２３） 一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q*は、（２
２），（１６）式から次のように表すことができる。

【数２４】 ｅ1q*＝Ｇq・Δｉ1q＋ωＬσ・ｉ1d*＋ｒ1・ｉ1q*＋(ω／ωs)ｒ2c・ｉ1q* ・・・（２４） 電流制御系の働きにより、ｉ1d*＝ｉ1d，ｉ1q*＝ｉ1q，
ｅ1q＝ｅ1q*として（２３），（２４）式の差を求める
と、次式を得る。

【数２５】 ｅ1q−ｅ1q*＝ｐＬσ・ｉ1q−Ｇq・Δｉ1q ＋(ω／ωs)・(ｒ2−ｒ2c)・ｉ1q＝０ ・・・（２５）

【０００７】第１項は他の項に比べて比較的小さいので
無視すると（２１）式が、導き出される。すなわち（２
１）式よりＧq・Δｉ1qは二次抵抗ｒ2の設定誤差Δｒ2を
表しており、この誤差はＧq・Δｉ1qを用いて補正するこ
とが可能である。そこで、図４において、増幅器２５の
出力すなわちＧq・Δｉ1qに同定ゲインＧrを乗算した出
力に応じて変換器８の係数ｒ2を補償している。

【０００８】以上のように、特願平７−９２１６５号の
発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダク
タンスＭ、二次抵抗ｒ2について、実際のモータにおけ
る真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従
させているので、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造
上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動お
よびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動の影
響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることがで
きる。

【０００９】特願平７−９２１６５号の発明における他
の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧
指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なって
おり、その内部構成を図５に示す。図中の減算器１１が
励磁電流指令値ｉ1d*から励磁電流検出値ｉ1dを減算し
て励磁電流誤差Δｉ1dが出力され、増幅器１２はΔｉ1d
を増幅してＧd・Δｉ1dが出力される。変換器１３、乗算
器１４ではトルク電流指令値ｉ1q*と回転周波数ω、漏
れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出さ
れ、これがＧd・Δｉ1dと加算されて、ｄ軸電圧指令ｅ1d
*が出力される。

【００１０】同様に減算器１５はトルク電流指令値ｉ1q
*からトルク電流検出値ｉ1qを減算して、トルク電流誤
差Δｉ1qが求められ、これが増幅器１６で増幅されて
（１６）式の第２項Ｇq・Δｉ1qが得られている。変換器
１８は励磁電流指令ｉ1d*に漏れインダクタンスＬσを
乗算し、さらに乗算器１９で回転周波数ωが乗算される
ことによって（１６）式の第１項ωＬσ・ｉ1d*が得られ
ている。（１６）式の第３項ωＭc・ｉo*は、図５の図中
においてはｅm*＝Ｍc・ｉo*と置き換えて乗算器１９によ
って出力されており、前記の第１項、第２項と加算され
て、ｑ軸電圧指令ｅ1q*が出力される。なお、ｅm*は図
４の変換器１７によって磁束密度指令φ*に誘起電圧係
数Ｋemを乗算することによって求められている。ｄｑ軸
電圧指令算出部４の出力したｅ1d*，ｅ1q*は、図４の２
相３相変換器３によって３相の交流電圧指令ｅu*，ｅv
*，ｅw*に変換され、インバータ２６に入力される。イ
ンバータ２６は直流電源２７をエネルギー源として、こ
の３相の交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*に応じた電圧を
モータ２８に印加することによって３相交流電流ｉu，
ｉv，ｉwが流れる。この３相交流電流ｉu，ｉv，ｉwは
電流検出器６a，６b，６cによって検出され、３相２相
変換器９によって励磁電流検出値ｉ1dおよびトルク電流
検出値ｉ1qに変換される。なお、２相３相変換器３と３
相２相変換器９とが座標変換に使用する信号sinωｔ，c
osωｔは、回転周波数ωを基に２相正弦波発生器１０に
よって出力される。このωは、位置検出器２９によって
検出されたモータ２８の回転位置を微分器３０で微分す
ることによって得た回転速度ωmに、すべり周波数ωsを
加算することによって得られている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記特願
平７−９２１６５号において、励磁インダクタンスおよ
び二次抵抗の同定に使用するｑ軸電流誤差アンプの出力
Ｇq・Δｉ1qには、実際にはインバータのデッドタイムに
起因する電圧誤差成分が含まれており、その結果、励磁
インダクタンスおよび二次抵抗を正確に同定することが
できないという課題がある。ここで電流誤差アンプの出
力にデッドタイムに起因する電圧誤差が発生する原理を
以下に説明する。

【００１２】図７は一般的なインバータの入力電圧指令
と出力電圧の関係を示すグラフである。このようにイン
バータの出力電圧は出力電流の極性に応じて、誤差Δｅ
を生じている。このΔｅは出力電流の極性および大きさ
によって変化する性質を持っている。次に図８は一般的
なインバータにおける前記Δｅと出力電流との関係を示
すものである。

【００１３】図９はモータの端子電圧と線電流波形、お
よびインバータ２６に入力される電圧指令の波形を代表
例としてＵ相について示すものである。上記のようにイ
ンバータの出力電圧にはデッドタイムによる誤差成分が
存在するが、電流制御系の働きによって、この誤差成分
を補うような電圧指令ｅu*が自動的に発生し、図９中
（ｃ）のような波形となるので、モータ線電流ｉuは図
９中（ｂ）のように歪みのない正弦波となり、インバー
タの出力電圧、すなわちモータ端子電圧（図９の
（ａ））も正弦波となる。このとき、ｄ軸、ｑ軸の電流
誤差アンプ出力はそれぞれ（ｅ）（ｆ）のような波形を
出力しており、Ｇq・Δｉ1qにも誤差成分が発生する。こ
の結果、励磁インダクタンスおよび二次抵抗を正確に同
定することができなくなり、精度良く所望の出力トルク
を得ることができないという課題が発生する。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、インバ
ータによって出力された三相交流電圧によって駆動され
る誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密
度指令を入力とし、当該二相指令を前記電動機の１次電
流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電
動機の実際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁
電流検出値の二相の検出値に変換してフィードバック制
御を行う誘導電動機の制御装置において、前記三相電圧
指令とデッドタイム補正値を入力とし、前記インバータ
に対して三相補正電圧指令を出力するデッドタイム補償
手段と、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正
値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき
励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前
記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流
誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と
同相の励磁電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段
と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク
電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、前記ト
ルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電
流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基づき、トルク
電流と同相のトルク電圧指令を算出するトルク電圧指令
算出手段と、前記トルク電圧指令に基づきモータの二次
抵抗の補正値を算出する二次抵抗補正値算出手段と、前
記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次
抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきす
べり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前
記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき角
周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記ト
ルク指令が、予め定められたしきい値以下である場合に
オンとなる第１および第２のスイッチと、前記第１のス
イッチがオンの場合には前記トルク電圧指令に基づいて
前記励磁インダクタンス補正値を算出し、また前記第１
のスイッチがオフの場合には前記励磁インダクタンス補
正値を保持する励磁インダクタンス補正値算出手段と、
前記第２のスイッチがオンの場合には前記励磁電圧指令
に基づいて前記デッドタイム補正値を算出し、また前記
第２のスイッチがオフの場合には前記デッドタイム補正
値を保持するデッドタイム補正値算出手段と、前記励磁
電圧指令および前記トルク電圧指令と、前記角周波数指
令とに基づいてモータに印加する前記三相電圧指令を算
出する三相電圧指令発生手段とを有することを特徴とす
る。

【００１５】

【作用】本発明による誘導電動機の制御装置によれば、
インバータのデッドタイムに起因する出力電圧誤差を出
力トルクの小さい状態（無負荷状態）において同定して
おり、これをインバータに対する電圧指令の補正値とし
て補償している。さらに出力トルクの大きな状態におい
ては、この補正値を保持して使用することによって、ｑ
軸電流誤差アンプの出力Ｇq・Δｉ1qには常にデッドタイ
ムの誤差成分を含まない電圧を出力することができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係る誘導電動機の
制御装置の一実施形態のブロック図である。図４に示す
従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号
で示してあり、その説明は重複するので省略する。

【００１７】図１中のデッドタイム補償部３１は、２相
３相変換器３の出力した３相交流電圧指令ｅu*，ｅv*，
ｅw*およびデッドタイム補正値ｅcを入力として三相補
正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*を出力する。その内部
構成の一実施形態を図２に示す。図中の増幅器３４は各
相の電流値を増幅しており、その出力をリミッタ３５に
よって波形整形することによって、リミッタ３５の出力
は図８に示したように電流に対して非線形な信号とな
る。このリミッタ３５の出力をさらに乗算器３６でデッ
ドタイム補正値ｅcと乗算することによって、各相の電
圧指令値ｅu*，ｅv*，ｅw*に対して補正するべき３相の
補正値が得られるので、これらを加算器３７において加
算し、３相補正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*を得てい
る。

【００１８】次に上記のデッドタイム補正値ｅcを算出
する方法を説明する。図１においてコンパレータ２２は
トルク指令値が所定のしきい値Ｔrfよりも小さい時に信
号を出力し、スイッチ２３ａ、２３ｂをオンさせる。ス
イッチ２３ａについては図４の従来例において説明した
とおり、無負荷時に励磁インダクタンスＭを同定してい
る。スイッチ２３ｂは無負荷時において、増幅器３２の
出力を積分器３３に接続しているが、増幅器３２の出力
信号について図３を用いて説明する。

【００１９】図３はモータ端子電圧と線電流波形、およ
びインバータに入力される電圧指令の無負荷時の波形を
示すものである。無負荷時においては（ｂ）の線電流ｉ
uは全てが励磁電流であり、すなわちｄ軸位相に等し
い。またデッドタイムによる誤差電圧（ｄ）は線電流ｉ
u、つまりｄ軸位相と同位相であるので、デッドタイム
によって電流誤差アンプに発生した誤差電圧成分は、ｄ
軸成分については直流量として発生し、ｑ軸成分には平
均値では０となり、発生しない。ここでｄ軸電流誤差ア
ンプに発生した誤差電圧Ｇd・Δｉdの大きさは、デッド
タイムによる誤差電圧に対して直接的に等しくなってい
るので、この値をそのままデッドタイム補正値ｅcとし
て使用することができる。なお、増幅器３２に設定する
増幅率は積分器３３の積分時定数を調整するために可変
して設定し、通常は数１００ｍｓ程度の時定数になるよ
う設定する。また有負荷状態においてスイッチ２３ａが
オフした場合は積分器３３は無負荷状態において同定し
たデッドタイム補正値ｅcをそのまま保持して出力す
る。

【００２０】このようにして得られたデッドタイム補正
値ｅcを用いて、図１のデッドタイム補償部３１におい
て電圧指令値ｅu*，ｅv*，ｅw*に対して補正を行うと、
補正後の３相補正電圧指令ｅu'*，ｅv'*，ｅw'*は、図
９および図３の（ｃ）の波形と等しくなる。このとき、
電流誤差アンプの出力Ｇq・Δｉ1q、Ｇd・Δｉdにはもは
や誤差電圧は含まれておらず、（１８）式（２１）式を
用いて正確に励磁インダクタンスＭと二次抵抗ｒ2の同
定が可能である。

【００２１】

【発明の効果】以上、説明したように本発明においてモ
ータ内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ独立
にフィードバック制御されており、その制御に用いられ
る励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ2はｑ軸電流誤差
アンプの出力に基づいて正確な値を同定して制御に用い
ることができる。さらにインバータのデッドタイムに起
因する電圧誤差成分をｄ軸電流誤差アンプの出力に基づ
いて同定し、補償しているので、ｑ軸電流誤差アンプの
出力にはデッドタイムによる誤差成分を含まず、常に正
確に上記パラメータを同定することができる。その結
果、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度
などによる励磁インダクタンスＭの変動およびモータの
温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動の影響を受けず、
常に精度良く所望の出力トルクを得ることができる。こ
のため、従来は適用するモータにあわせて制御パラメー
タの調整が必要であったが、この調整を不要とすること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による誘導電動機の制御装置の一実施
形態のブロック図である。

【図２】 デッドタイム補償部の内部構成の一実施形態
のブロック図である。

【図３】 モータの端子電圧と線電流波形、およびイン
バータに入力される電圧指令の無負荷時の波形を示すも
のである。

【図４】 従来の誘導電動機の制御装置のブロック図の
一例である。

【図５】 図４に示したｄｑ軸電圧指令算出部の内部ブ
ロック図の一例である。

【図６】 誘導電動機の等価回路である。

【図７】 インバータの入力電圧指令と出力電圧の関係
を示すグラフである。

【図８】 インバータにおけるデッドタイム誤差電圧Δ
ｅと出力電流との関係を示すグラフである。

【図９】 モータの端子電圧と線電流波形、およびイン
バータに入力される電圧指令の波形を示すものである。

【符号の説明】

１ 変換器、２ 除算器、３ ２相３相変換器、４ ｄ
ｑ軸電圧指令算出部、５ 一次進み補償回路、６ 電流
検出器、７ 除算器、８ 変換器、９ ３相２相変換
器、１０ ２相正弦波発生器、１１ 減算器、１２ 増
幅器、１３ 変換器、１４ 乗算器、１５ 減算器、１
６ 増幅器、１７ 変換器、１８ 変換器、１９ 乗算
器、２０ 変換器、２１ 増幅器、２２ コンパレー
タ、２３ スイッチ、２４ データテーブル、２５ 増
幅器、２６ インバータ、２７ 直流電源、２８ モー
タ、２９ 位置検出器、３０ 微分器、３１ デッドタ
イム補償部、３２ 増幅器、３３ 積分器、３４ 増幅
器、３５ リミッタ、３６ 乗算器、３７ 加算器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】インバータによって出力された三相交流電
   圧によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、
   トルク指令と磁束密度指令を入力とし、当該二相指令を
   前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に
   変換し、前記誘導電動機の実際の三相の１次電流をトル
   ク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換し
   てフィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置にお
   いて、前記三相電圧指令とデッドタイム補正値を入力と
   し、前記インバータに対して三相補正電圧指令を出力す
   るデッドタイム補償手段と、前記磁束密度指令と、励磁
   インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダ
   クタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流
   指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出
   値に基づき励磁電流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に
   基づき、励磁電流と同相の励磁電圧指令を算出する励磁
   電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指
   令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発
   生手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値
   に基づきトルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差
   に基づき、トルク電流と同相のトルク電圧指令を算出す
   るトルク電圧指令算出手段と、前記トルク電圧指令に基
   づきモータの二次抵抗の補正値を算出する二次抵抗補正
   値算出手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度
   指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵
   抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波
   数算出手段と、前記すべり角周波数と実際のモータの角
   周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算
   出手段と、前記トルク指令が、予め定められたしきい値
   以下である場合にオンとなる第１および第２のスイッチ
   と、前記第１のスイッチがオンの場合には前記トルク電
   圧指令に基づいて前記励磁インダクタンス補正値を算出
   し、また前記第１のスイッチがオフの場合には前記励磁
   インダクタンス補正値を保持する励磁インダクタンス補
   正値算出手段と、前記第２のスイッチがオンの場合には
   前記励磁電圧指令に基づいて前記デッドタイム補正値を
   算出し、また前記第２のスイッチがオフの場合には前記
   デッドタイム補正値を保持するデッドタイム補正値算出
   手段と、前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令
   と、前記角周波数指令とに基づいてモータに印加する前
   記三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を
   有することを特徴とする誘導電動機の制御装置。