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JP2000050365A - 移動通信チャネルを介してデジタル情報を送受信する方法および装置 - Google Patents

移動通信チャネルを介してデジタル情報を送受信する方法および装置

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JP2000050365A
JP2000050365A JP11154221A JP15422199A JP2000050365A JP 2000050365 A JP2000050365 A JP 2000050365A JP 11154221 A JP11154221 A JP 11154221A JP 15422199 A JP15422199 A JP 15422199A JP 2000050365 A JP2000050365 A JP 2000050365A
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JP
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channel
channel estimation
data
block
signal
Prior art date
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Pending
Application number
JP11154221A
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English (en)
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Anand G Dabak
ジー．ダバク アナンド
Srinath Hosur
ハウザー スリナス
Thimothy Schmidl
シュミドル ティモシイ
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Texas Instruments Inc
Original Assignee
Texas Instruments Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by Texas Instruments Inc filed Critical Texas Instruments Inc
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 移動通信チャネルを介してデジタル情報を送
受信する改善されたシステムおよび方法を得る。 【解決手段】 本発明はさまざまな時点においてチャネ
ル振幅および位相歪みを反復推定する改良型チャネル推
定器（３４）を含んでいる。本発明の反復チャネル推定
方式により、最少量のパイロット情報の送信および送信
電力の低減等の効率を考慮したトランシーバシステムの
性能向上が行われる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は符号分割多元接続
（“ＣＤＭＡ”）移動通信システムに関し、特にチャネ
ル推定およびパイロットシンボル送信が改良されたＣＤ
ＭＡ移動通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】第３世代移動無線通信システムに対する
さまざまな標準が最近出現してきている。これらの第３
世代移動無線通信システムはフルモーションビデオ、ビ
デオ会議およびインターネットアクセスを含む広範なマ
ルチメディア無線通信サービスを提供するように設計さ
れている。これらのシステムは広帯域符号分割多元接続
（“Ｗ−ＣＤＭＡ”）等の変調方式を使用して２メガビ
ット／秒（Ｍｂｐｓ）までのデータ転送レートをサポー
トする。
【０００３】符号分割多元接続（“ＣＤＭＡ”）では、
送信中に各送信信号に一意的な符号を割り当てることに
より共通チャネルを介した情報の同時送信を行うことが
できる。無線環境では、１つのポイントからもう１つの
ポイントへ送信される信号は多くのパスを介して到達す
る。それは送信信号が大地、空気、連山、建物等で跳ね
返されて、接触するためである。これらの多数の信号は
最後にある受信点に到達して互いに加減されて、しばし
ば、信号強度が非常に小さいディープ“フェージング”
を生じる。場合によっては、完全に受信不能となること
がである。さらに、マルチパス現象は送信機および受信
機の位置に応じて変動し予測不能である。マルチパスは
また環境が変化すると時間と共に変化する。
【０００４】しかしながら、送信機において情報エネル
ギを広い帯域幅にわたって拡散し、かつ受信機において
逆拡散する、すなわち拡散情報エネルギを効率的に収集
することにより、マルチパスによる信号フェージングを
減少させることができる。一般的に、帯域幅が広いほど
信号はマルチパスフェージングに一層抵抗する。したが
って、マルチパス信号フェージングにより狭帯域セルラ
ー型信号（周波数分割多元接続（“ＦＤＭＡ”）や時分
割多元接続（“ＴＤＭＡ”））は著しく減少されること
があるが、Ｗ−ＣＤＭＡエネルギは非常に小部分しか失
われない。このユニークな通信方式は数十年間知られて
いるが、集積デジタル高速カスタム部品の出現によりも
たらされる非常に効果的なコスト低減が最近商業的に実
現可能になってきている。
【０００５】信号を広帯域のようにかつ“ノイズらし
く”見せるため擬似ノイズ（“ＰＮ”）デジタル信号と
して知られる拡散系列（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｓｅｑｕ
ｅｎｃｅ；一連の２進パルスからなる符号）により無線
周波数（“ＲＦ”）信号を変調することによりＣＤＭＡ
スペクトル拡散（“ＳＳ”）信号が生成される。ＰＮ符
号はＲＦ信号よりも高速で処理されて実際の送信帯域幅
を決定する。その結果得られる信号は帯域の任意の狭い
部分において低電力スペクトル密度を有する。全送受信
メッセージが純粋にデジタルであるため、メッセージは
直接シーケンシングにより任意の秘匿レベルに暗号的に
符号化することもできる。
【０００６】ＳＳ受信機は局部発生レプリカ擬似ノイズ
符号および受信機相関器を使用して考えられる全信号の
中から所望の符号化情報だけを分離する。ＳＳ相関器は
特殊整合フィルタと考えることができる、すなわち、そ
れ自体の符号に整合するＰＮにより符号化された信号に
しか応答しない。したがって、ＳＳ相関器（ＳＳ信号復
調器）はその局部符号を変えるだけでさまざまな符号に
“同調させる”ことができる。相関器は人工、天然もし
くは人為的ノイズもしくは干渉には応答しない。それは
同じ整合信号特性を有し同じＰＮ符号で符号化されたＳ
Ｓ信号にしか応答しない。したがって、全てのＣＤＭＡ
ユーザは一意的なデジタル符号により通話が識別される
ため、同じ周波数チャネルを共有することができる。驚
くべきことではないが、この通信方法は、現在の不安全
なセルラー無線方式とは反対に本来プライベートであ
る。さらに、占有帯域幅（１０−２０ＭＨｚ）および信
号処理能力は、現在主として音声サービス用に配置され
ているセルラー無線（１．２５ＭＨｚ）のために標準化
されている（ＩＴＵ標準ＩＳ９５）狭帯域Ｎ−ＣＤＭＡ
システムを含む任意他の提案されている変調システムよ
りも高い。したがって、無線環境におけるＷ−ＣＤＭＡ
の性能は任意既存の変調方式よりも優れている。
【０００７】コヒーレント無線通信には、パイロットシ
ンボル支援もしくはパイロットチャネル支援チャネル推
定方式を使用することができる。パイロット支援方法に
より移動局は順ＣＤＭＡチャネルのタイミングを得るこ
とができ（あるいは基地局が逆ＣＤＭＡチャネルのタイ
ミングを得ることができる）、コヒーレント復調用位相
規準を提供し、いつハンドオフを行うかを決定するため
の基地局間信号強度比較手段を提供する。
【０００８】図１Ａに示すように、パイロットシンボル
支援方法では、既知の周期的パイロットシンボルが拡散
され次に未知の拡散データ系列へ挿入される。次に、図
２に示すように、パイロットシンボルの単純平均化等の
チャネル推定技術を使用して図示せぬレーキ（ｒａｋ
ｅ）受信機において最大比結合に使用するチャネル推定
値が提供される。レーキ受信機では、最強マルチパスコ
ンポーネントに属するいくつかの相関受信機の信号が結
合されて改良された高品質信号が提供される。
【０００９】パイロットチャネル支援方法では、既知の
パイロット信号および未知のデータ系列は２つの非相関
拡散系列を同じチップレートで使用して別々に拡散され
る。典型的なパイロットチャネル支援推定方式に対する
典型的なフレーム構造を図１Ｂに示し、それは独立した
データチャネル１２およびパイロットチャネル１５を含
んでいる。パイロットチャネル１５情報の長さＴｒ＝１
０ミリ秒（ｍｓ）の各フレーム１９は、各々が長さＴ
ｓｌｏｔ＝０．６２５ｍｓの、Ｎ＝１６スロット１７へ
分割される。各スロット内で、データチャネル１２およ
びパイロットチャネル１５は並列に情報を送信するが、
異なるレートとすることができる、すなわち、異なる拡
散係数を有することができる。
【００１０】一方、図１Ａに示すように、典型的なパイ
ロットシンボル支援方式は３２，６４および１２８キロ
シンボル／秒（ＫＳＰＳ）データチャネルおよび６４Ｋ
ＳＰＳ下り制御チャネルに対する各タイムスロット内に
４パイロットシンボルを挿入し、２５６，５１２および
１０２４ＫＳＰＳのデータレートに対する各タイムスロ
ット内に８パイロットシンボルを挿入することを提案す
る。各タイムスロット内でパイロットを送信することに
関連するオーバヘッドは下記の表１に要約される。
【００１１】
【表１】
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】最少量のパイロット情
報しか必要としない効率的なチャネル推定方式が必要と
されている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は移動通信チャネ
ルを介してデジタル情報を送受信するための改良された
システムおよび方法を含んでいる。本発明はさまざまな
時点における受信パイロットおよびデータ信号情報から
チャネル振幅および位相歪みを反復推定する改良型チャ
ネル推定器を含んでいる。
【００１４】本発明の反復チャネル推定方式の目的は最
少量のパイロット情報の送信を考慮することである。
【００１５】本発明の反復チャネル推定方式のもう１つ
の目的は同数のパイロットシンボルを送信しながら改良
された性能を提供することである。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明は移動通信チャネルを介し
てデジタル情報を受信する反復チャネル推定システムお
よび方法である。図３に示すように、本発明のデジタル
受信機は逆拡散ブロック３２、改良型チャネル推定器３
４、最大比結合器（ＭＲＣ）３６、およびビタビデコー
ダ３８を含んでいる。ＭＲＣ３６およびデコーダ３８
は、それぞれ、最大比およびビタビアルゴリズムを使用
するように記述されているが、当業者ならばこれらの機
能を実現する他の技術が容易にお判りであろう。
【００１７】図４に示すように、本発明の最初の実施例
では、改良型チャネル推定器３４は反復推定方式を実施
し、それは受信信号を使用するチャネル推定器４２を使
用して初期チャネル推定を実施するステップと、レーキ
結合器４４において各フィンガーからの受信信号を結合
するステップと、復調器５０を使用してデータを復調す
るステップと、次にデータ除去ブロック５６内で復調デ
ータを使用して受信信号からデータシンボルを除去する
ステップと、を含んでいる。その結果得られる信号は次
にもう１つのチャネル推定値を発生するのに使用され
る。この反復過程は信頼出来るチャネル推定値が得られ
るまで数回繰り返される。
【００１８】図２Ａに示すように、改良型チャネル推定
器３４により実施される最初の反復はチャネル推定に対
する平均化技術を使用する。このチャネル推定値を使用
する復調器５０出力は、次に、データ除去ブロック５６
において着信信号からデータシンボルの変調を除去する
のに使用される。図２Ｂに示すように、次に、その結果
得られる信号を使用して２Ｍシンボルを平均化すること
により新しい推定が実施される。この手順は反復するこ
とができる。
【００１９】図４に示すように、本発明の改良型チャネ
ル推定器３４の好ましい実施例は移動通信チャネルを介
して送信されるデジタルデータのブロックを受信する。
デジタルデータの典型的なブロックを図４の５１に示
し、それは６４ｋシンボル／秒（ＫＳＰＳ）制御チャネ
ルを介して送信される４０シンボルを含んでいる。典型
的な４０シンボルデジタルデータブロックの各々が、後
でチャネル推定に使用される１６００ヘルツ（Ｈｚ）の
レートで挿入される４パイロットシンボルの１群を含ん
でいる。本発明の動作を説明するのにパイロットシンボ
ル支援方式が使用されるが、パイロット情報およびデー
タが別々のチャネルを介して送られるパイロットチャネ
ル支援方式も使用できる。パイロットチャネル支援方式
を使用する場合には、パイロットチャネルから得られる
チャネル推定情報およびデータチャネル情報から得られ
るチャネル推定情報は一緒に平均化される。
【００２０】受信データブロックの初期チャネル推定は
初期チャネル推定器４２により実施される。当業者なら
ばお判りのように、初期チャネル推定器４２は開ループ
チャネル推定を実施し、ウィーナーフィルタ、単純平均
化、ローパスフィルタ、もしくは任意他のチャネル推定
器を使用して実現することができる。フェージングレー
トおよび
【外１】 の値（ここに、Ｅｂは受信信号エネルギ／ビット
【外２】 はノイズスペクトル密度）が既知であれば、ウィーナー
フィルタが好ましい。多数のパイロットチャネルが使用
される場合には、全てもしくは任意のパイロットチャネ
ルの組合せを使用して初期チャネル推定値を決定するこ
とができる。
【００２１】本発明の改良型チャネル推定器３４はさま
ざまなマルチパスソースからのデジタルデータの受信ブ
ロックを結合して受信信号を逆拡散するレーキ結合器４
４も含んでいる。また、各フィンガーからの受信信号も
個別に処理されることも考えられ、その場合レーキ結合
器４４はバイパスされる。
【００２２】ブロック４６には信号対ノイズ比（ＳＮ
Ｒ）を求める機構が含まれている。ブロック４６におい
て、チャネル上で利用可能なＳＮＲが容認できる信頼度
レベルを提供するのに十分な高いものであれば、データ
はデータ復調器５０を使用して復調される。得られる復
調信号はブロック５６においてデータ除去に使用され
る。
【００２３】判断ブロック４６において求められるＳＮ
Ｒが復調データの容認できる信頼度レベルを提供するの
に十分な高いものでなければ、別の機構が使用される。
特に、望ましいＳＮＲレベルに満たない場合には、ブロ
ック５６におけるデータ除去はデインターリーバ４８に
よりデインターリーブされ、ビタビ／マップデコーダ５
２を使用して復号され、インターリーバ５４を使用して
インターリーブされた後の受信データを使用して実施さ
れる。
【００２４】インターリーバ５４は符号化データを構成
するバイトの順序をスクランブルする。この技術は再整
理されたバイト内にバースト状チャネルエラーが分布さ
れるように使用される。一方、デインターリーバ４８は
符号化メッセージのバイトを再整理する。
【００２５】ブロック５６においてデータ除去が実施さ
れていると、判断ブロック５８において初期チャネル推
定器４２により実施された前のチャネル推定値からのＳ
ＮＲの改善は容認できるかどうか確認される。反復を実
施する回数はシステムに対して選択された所望のＳＮＲ
に基づいて決定される。所望のＳＮＲが高いほど、実施
される反復数は高くなる。したがって、前のチャネル推
定値よりもＳＮＲの利得があれば（あるいは、所定数の
反復がまだ実施されていなければ）、データシンボルが
除去される後に残される信号を使用して初期チャネル推
定器４２はさらにチャネル推定を実施する。この過程は
所定回数もしくは前のチャネル推定値からのＳＮＲの利
得が容認できるようになるまで繰り返される。
【００２６】例として、公式
【外３】 を使用して計算され図３に示す逆拡散ブロック３２の出
力において求められるＳＮＲ対平均化チャネル推定方式
および本発明の反復チャネル推定方式に対してＭＲＣ３
６の出力において得られるビットエラーレート（ＢＥ
Ｒ）のグラフを、６４ＫＳＰＳのシンボルレートおよび
２１３Ｈｚドップラーレートの４パスレイリーフェージ
ングについて図６に示す。
【００２７】図６の６２に示す信号は２タイムスロット
にわたる平均化チャネル推定技術を表す。図６の６４に
示す信号データは最初の反復後の本発明の反復チャネル
推定技術を表す。図６の６６に示す信号データは第２の
反復後の本発明の反復チャネル推定技術を表す。図６の
６８に示す信号データは理想的なチャネル推定を表す。
【００２８】したがって、本発明に従った反復チャネル
推定技術（図６の６４および６６に示す）により、チャ
ネル推定の単純平均化（図６の６２に示す）に対して著
しいＳＮＲ利得が得られる。
【００２９】ＦＥＣ符号化レートがレート１／３、Ｋ＝
３かつ図３のビタビデコーダ３８の出力における所望Ｂ
ＥＲが１０−３であるものと仮定する。標準ＢＥＲ曲線
を調べると、所望のＢＥＲを達成するには、ビタビデコ
ーダ３８の出力において
【外４】 は２．２５ｄＢでなければならず、それは加法性白色ガ
ウス型雑音（ＡＷＧＮ）チャネルに対してビタビデコー
ダ３８の入力において
【外５】 は２．２５−ｌｏｇ１０（３）＝−２．２７の値を有す
ることを意味する。
【００３０】標準ＢＥＲ曲線からのＡＷＧＮに対するＢ
ＥＲを調べると、ビタビデコーダ３８の入力において所
望のＢＥＲは０．１４４５である。ここで、図６の一番
上の曲線を調べると、チャネル推定に平均化技術が使用
される場合には−０．１３５５ｄＢ（ビタビデコーダ３
８の出力において４．６３４５ｄＢ）のＳＮＲ、
【外６】 値が必要である。一方、本発明の反復チャネル推定技術
の１反復を使用して−１．１ｄＢ（ビタビデコーダ３８
の出力において３．６７ｄＢ）および２反復を使用して
−１．２５ｄＢ（ビタビテコーダ３８の出力において
３．５２ｄＢ）のＳＮＲ、
【外７】 値で同じＢＥＲを達成することができる。したがって、
正味の利得は本発明の反復チャネル推定技術の１反復を
使用すれば０．９６４５ｄＢであり、２反復を使用すれ
ば１．１１４５ｄＢである。シンボルレート、ドップラ
ーレートおよびフェージング状態のさまざまな組合せに
ついて同様な曲線が得られる。
【００３１】全曲線を描く替わりに、本発明に従った反
復チャネル推定器を使用して期待されるＳＮＲの利得、
【外８】 、を表２に示す。
【００３２】表２ パイロットシンボルにわたるチャ
ネル値の平均化に対して本発明に従った反復チャネル推
定を使用することによるＳＮＲの推定利得、
【外９】
【表２】
【００３３】他の実施例 本発明およびその利点を詳細に説明してきたが、添付特
許請求の範囲に明記された本発明の精神および範囲を逸
脱することなくさまざまな修正、置換および変更を行え
ることがお判りであろう。以上の説明に関して更に以下
の項を開示する。
【００３４】（１） 移動通信チャネルを介してデジタ
ル情報を受信する装置であって、該装置は、移動通信チ
ャネルを介して送信されるデジタルデータのブロックを
受信する手段であって、前記デジタルデータの受信ブロ
ックはその中へ周期的に挿入されて後にチャネル推定す
るためのパイロットシンボルを含む手段と、前記デジタ
ルデータの受信ブロックを使用し反復チャネル推定手順
を使用してチャネル推定を実施する手段と、前記デジタ
ルデータの受信ブロックを結合する手段と、前記デジタ
ルデータの結合ブロックを復号して送信情報を検索する
手段と、を含む装置。
【００３５】（２） 第１項記載の装置であって、前記
チャネル推定装置は、前記デジタルデータの受信ブロッ
クから初期チャネル推定を決定する手段と、前記デジタ
ルデータの受信ブロックを結合する手段であって、前記
結合データは関連する信号対ノイズ比を有する手段と、
前記関連する信号対ノイズ比を求める手段と、前記関連
する信号対ノイズ比が第１の所定のしきい値を少なくと
も満足させる場合には前記結合データを第１の方法によ
り復調し、そうでなければ前記結合データを第２の方法
により復調する手段と、前記復調信号から前記デジタル
データを除去して更新チャネル信号を発生する手段と、
前記関連する信号対ノイズ比の改善が少なくとも容認レ
ベルを満足させるかどうかを確認する手段と、を含む装
置。
【００３６】（３） 移動通信チャネルを介してデジタ
ル情報を受信する方法であって、該方法は、移動通信チ
ャネルを介して送信されるデジタルデータのブロックを
受信するステップであって、前記デジタルデータのブロ
ックはその中へ周期的に挿入されて後にチャネル推定す
るためのパイロットシンボルを含むステップと、前記デ
ジタルデータの受信ブロックを使用し反復チャネル推定
技術を使用してチャネル推定を実施するステップと、前
記チャネル情報に従って前記デジタルデータの受信ブロ
ックから送信情報を検索するステップと、を含む方法。
【００３７】（４） 第３項記載の方法であって、さら
に、（ａ） 前記デジタルデータの受信ブロックを使用
して初期チャネル推定を発生するステップと、（ｂ）
前記デジタルデータの受信ブロックを結合するステップ
であって、前記結合データは関連する信号対ノイズ比を
有するステップと、（ｃ） 前記関連する信号対ノイズ
比を求めるステップと、（ｄ） 前記関連する信号対ノ
イズ比が第１の所定のしきい値を少なくとも満足させる
場合には前記結合データを第１の方法により復調するス
テップと、（ｅ） 前記関連する信号対ノイズ比が前記
第１の所定のしきい値よりも小さい場合には前記結合デ
ータを第２の方法により復調して推定データシンボルを
発生するステップと、（ｆ） 前記デジタルデータの受
信ブロックから前記推定データシンボルを除去して更新
チャネル信号を発生するステップと、を含む方法。
【００３８】（５） 第４項記載の方法であって、さら
に、（ｇ） 前記関連する信号対ノイズ比の前のレベル
からの改善が容認できない場合には、前記更新チャネル
信号を使用して前記初期チャネル推定値を再計算するス
テップと、（ｈ） 前記関連する信号対ノイズ比の前記
改善が容認できるようになるまで前記再計算チャネル推
定値を使用してステップ（ｃ）から（ｆ）を繰り返すス
テップと、を含む方法。
【００３９】（６） 第４項記載の方法であって、さら
に、前記再計算チャネル推定値を使用してステップ
（ｃ）から（ｆ）を所定回数繰り返して所望の信号対ノ
イズ比に達するステップを含む方法。
【００４０】（７） 本発明は移動通信チャネルを介し
てデジタル情報を送受信する改善されたシステムおよび
方法である。本発明はさまざまな時点において受信パイ
ロットおよびデータ信号情報からチャネル振幅および位
相歪みを反復推定する改良型チャネル推定器（３４）を
含んでいる。本発明の反復チャネル推定方式により、最
少量のパイロット情報の送信および送信電力の低減等の
効率を考慮したトランシーバシステムの性能向上が行わ
れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ａは、データチャネルの各タイムスロット内へ
のパイロットシンボルの挿入を示す典型的な線図。Ｂ
は、データチャネルから別々に送信される典型的なパイ
ロットチャネルの線図。
【図２】Ａは、典型的なチャネル推定方式のブロック
図。Ｂは、本発明に従った典型的なチャネル推定方式の
ブロック図。
【図３】本発明に従った改良型チャネル推定器を使用す
る通信システムの一般化されたブロック図。
【図４】本発明に従ったチャネル推定方式の詳細ブロッ
ク図。
【図５】本発明に従ったチャネル推定方式の詳細ブロッ
ク図。
【図６】本発明に従った反復チャネル推定技術を使用し
て達成される平均化チャネル推定技術に対する改善を示
すＢＥＲ対ＳＮＲのグラフ。
【符号の説明】
１２ データチャネル １５ パイロットチャネル １７ スロット １９ フレーム ３２ 逆拡散ブロック ３４ 改良型チャネル推定器 ３６ 最大比結合器 ３８ ビタビデコーダ ４２ チャネル推定器 ４４ レーキ結合器 ４６ 判断ブロック ４８ デインターリーバ ５０ 復調器 ５１ データ制御チャネル ５２ ビタビ／マップデコーダ ５４ インターリーバ ５６ データ除去ブロック
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 1/707 Ｈ０４Ｊ 13/00 Ｄ (72)発明者 スリナス ハウザー アメリカ合衆国 テキサス，ダラス，シャ ディブルック レーン 6441，アパートメ ントナンバー2152 (72)発明者 ティモシイ シュミドル アメリカ合衆国 テキサス，ダラス，ベル トライン 5850，アパートメントナンバー 1414

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 移動通信チャネルを介してデジタル情報
    を受信する装置であって、該装置は、 移動通信チャネルを介して送信されるデジタルデータの
    ブロックを受信する手段であって、前記デジタルデータ
    のブロックはその中へ周期的に挿入されて後にチャネル
    推定するためのパイロットシンボルを含む手段と、 前記デジタルデータの受信ブロックを使用し反復チャネ
    ル推定手順を使用してチャネル推定を実施する手段と、 前記デジタルデータの受信ブロックを結合する手段と、 前記デジタルデータの結合ブロックを復号して送信情報
    を検索する手段と、 を含む装置。
  2. 【請求項２】 移動通信チャネルを介してデジタル情報
    を受信する方法であって、該方法は、 移動通信チャネルを介して送信されるデジタルデータの
    ブロックを受信するステップであって、前記デジタルデ
    ータのブロックはその中へ周期的に挿入されて後にチャ
    ネル推定するためのパイロットシンボルを含むステップ
    と、 前記デジタルデータの受信ブロックを使用し反復チャネ
    ル推定手順を使用してチャネル推定を実施するステップ
    と、 前記チャネル推定に従って前記デジタルデータの受信ブ
    ロックから送信情報を検索するステップと、 を含む方法。
JP11154221A 1998-04-22 1999-04-22 移動通信チャネルを介してデジタル情報を送受信する方法および装置 Pending JP2000050365A (ja)

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