ITMI20010284A1 - Amplificatore a guadagno variabile - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

dell’ invenzione industriale dal titolo:

“Amplificatore a guadagno variabile.”

La presente invenzione si riferisce ad una amplificatore a guadagno variabile, in particolare ad un amplificatore a radiofrequenza.

Sono generalmente note strutture circuitali di amplificatori il cui guadagno vari in risposta al valore di una tensione di controllo applicata. Un circuito di tal tipo è mostrato in figura 1 dove è possibile distinguere tre blocchi funzionali: un convertitore tensione/corrente 10, un partitore di corrente 11 ed un carico di conversione corrente/tensione 12. Il partitore di corrente 11 è generalmente costituito da due transistor Q10, Q20, ad esempio transistor bipolari, in configurazione a stadio differenziale, con i terminali di emettitore in comune ed accoppiati con l'uscita del blocco 10, il terminale di collettore del transistor Q10 è connesso ad una tensione di alimentazione Vcc ed il terminale di collettore del transistor Q20 è connesso al blocco 12, mentre sui terminali di base dei transistor Q10 e Q20 è applicata una tensione di controllo Ve. La variazione del guadagno di amplificazione avviene in funzione dell'applicazione della tensione Ve alla coppia differenziale Q10, Q20, infatti, a causa dello sbilanciamento indotto da tale tensione Ve sulla coppia di transistor Q10, Q20, si ottiene una partizione del segnale in corrente secondo la legge:

dove iout è la corrente di uscita dal blocco 11, in è la corrente di ingresso al blocco 11 e Vt è la tensione termica; in tal caso e indichiamo con Ail=iout/in il guadagno in corrente del blocco 11 si ha che tale guadagno è una funzione di tipo esponenziale del segnale di controllo Ve. Indicando con :

il guadagno di tensione in decibel dove Vout è la tensione di uscita dell'intero circuito e Vin è la tensione in ingresso e considerando ad esempio che il blocco 12 sia costituito solamente da una resistenza RL e la relazione fra Vin ed in nel blocco 10 sia Vin=Gm*in con Gm guadagno di transconduttanza del blocco 10 per valori di tensione si ha:

e dove k è un fattore costante. Dunque il guadagno Avi in decibel diventa una funzione lineare della tensione di controllo Ve.

La condizione Vc»Vt comporta operativamente di mantenere la coppia differenziale Q10, Q20 in condizioni di forte sbilanciamento, facendo fluire gran parte della corrente di segnale nel ramo connesso all'alimentazione Vcc. Ciò rappresenta un limite di tale circuito perché una volta definito il valore del carico RL ed assegnata una certa accuratezza sulla caratteristica di linearità della curva di guadagno, il guadagno massimo risulta automaticamente determinato. Per aumentare il guadagno nelle applicazioni in cui è richiesto, è pertanto necessario agire sul carico RL in quanto il valore della trasconduttanza Gm è fissato in base ai vincoli di distorsione del segnale; ciò implica una pesante riduzione della banda deH'amplificatore ed un notevole incremento del rumore termico. Tale circuito sopra indicato quindi non risulta applicabile nei casi in cui sono richiesti alti guadagni, elevata larghezza di banda e basso rumore.

In vista dello stato della tecnica descritto, scopo della presente invenzione è quello di realizzare un amplificatore a guadagno variabile che superi almeno in parte le limitazioni suddette.

In accordo con la presente invenzione, tale scopo viene raggiunto mediante un amplificatore a guadagno variabile comprendente un primo dispositivo a cui è applicato un primo segnale di controllo in modo tale che il guadagno di un segnale in uscita da detto primo dispositivo rispetto ad un primo segnale in ingresso sia una funzione di tipo esponenziale di detto primo segnale di controllo, caratterizzato dal fatto di comprendere una rete di retroazione connessa fra un terminale di uscita ed un terminale di ingresso di detto primo dispositivo in modo tale da garantire che detto guadagno in decibel di detto primo dispositivo sia una funzione lineare di detto primo segnale di controllo.

Grazie alla presente invenzione è possibile realizzare un amplificatore a guadagno variabile che possa essere utilizzato in applicazioni che richiedano contemporaneamente alto guadagno, basso rumore ed elevata larghezza di banda.

Le caratteristiche ed i vantaggi della presente invenzione risulteranno evidenti dalla seguente descrizione dettagliata di una sua forma di realizzazione pratica, illustrata a titolo di esempio non limitativo negli uniti disegni, nei quali:

la figura 1 è uno schema circuitale di un amplificatore a guadagno variabile secondo l'arte nota;

la figura 2 è uno schema circuitale di un amplificatore a guadagno variabile secondo l'invenzione;

la figura 3 è uno schema circuitale più dettagliato dell'amplificatore a guadagno variabile di figura 2;

la figura 4 è uno schema circuitale di un'implementazione circuitale dell'amplificatore a guadagno variabile di figura 3;

la figura 5 è un grafico del guadagno di tensione del circuito di figura 4 in finizione della tensione di controllo.

Con riferimento alla figura 2 è descritto un amplificatore a guadagno variabile secondo l'invenzione. L'amplificatore di figura 2 comprende diversi blocchi funzionali: un convertitore tensione/corrente 21 atto a convertire in corrente un segnale di tensione Vin, un partitore di corrente 22 ed un carico di conversione corrente/tensione 23 atto a convertire una corrente di ingresso io in una tensione di uscita Vo. I blocchi 21, 22 e 23 sono collegati in serie.

Una corrente il in uscita dal blocco 21 viene sommata in 24 ad una corrente ir in uscita da un blocco 25 costituito da una rete di retroazione avente in ingresso la corrente io in uscita dal blocco 22. Imponendo l'equilibrio delle correnti al nodo 24 si ha:

io+io * exp( V c1/Vt)=i1+ir

dove ir è il valore stimato della corrente di uscita, Vt è la tensione termica e Vcl è la tensione di controllo che agisce fra i terminali di base dei transistor Qll e Q12 del partitore di corrente 22. Dato che la rete di retroazione 25 tende a rendere ir uguale a io, si ottiene:

io=i 1 *exp(- V c1/Vt)

Considerando il guadagno di corrente Ai=io/il si ha che il guadagno Ai in decibel è una funzione lineare della tensione di controllo Vcl. Le correnti il e io risultano somma di due contributi, cioè una corrente di polarizzazione ed una corrente di segnale e pertanto si può ricavare il contributo di polarizzazione dato da:

Io=I 1 * exp(- V cl/Vt),

ed un contributo di segnale dato da:

ios=i 1 s*exp(-Vc 1/Vt).

Una volta fissata la tensione Vcl, l'effetto di partizione di corrente è il medesimo sia sulla corrente di polarizzazione che su quella di segnale. Pertanto è possibile realizzare la rete di retroazione 25 in modo tale che l'informazione utile per la stessa sia solo la componente di polarizzazione.

Nella figura 3 è descritto l'amplificatore a guadagno variabile di figura 2 in cui la rete di retroazione 25 reagisce alla sola iniormazione sulla corrente di polarizzazione ma agisce combinando nel nodo 24 entrambi i contributi di corrente di polarizzazione e di segnale. Le corrente io ed ir vengono inviate a rispettivi blocchi 31 e 32 che consentono l'estrazione della componente continua delle correnti io ed ir. Tali blocchi 31 e 32 possono essere costituiti da filtri passa-basso o, nel caso di strutture differenziali, reti sensibili al solo segnale di modo comune. Le componenti continue delle correnti io ed ir in uscita dai blocchi 31 e 32, cioè le correnti Io ed Ir vengono inviate al nodo sommatore 35; la corrente le data da Ie=Io-Ir viene mandata in ingresso ad un amplificatore operazionale 33 capace di generare un segnale di tensione Vc2 in uscita proporzionale alla corrente le.

Il segnale di tensione Vc2 viene inviato ad un partitore di corrente 34 base di due transistor bipolari npn Q31 e Q32 disposti in modo differenziale. I transistor Q31 e Q32 ricevono in ingresso sul terminale di emettitore in comune la corrente il ed il blocco 34 produce in uscita la corrente ir in ingresso al blocco 32 ed al nodo sommatore 24. L'amplificatore di figura 3 non reagisce al contributo di segnale è ciò permette di ottenere una più elevata larghezza di banda deH'amplificatore.

Nella figura 4 è mostrato uno schema di implementazione circuitale della struttura mostrata in figura 3. La struttura circuitale presentata è completamente differenziale in modo da rendere il circuito maggiormente immune ai disturbi.

Il blocco 21 comprende una prima coppia di transistor bipolari npn Q41, Q42 aventi i terminali di emettitore in comune e collegati ad un primo generatore di corrente IEE, ed una seconda coppia di transistor bipolari npn Q43, Q44 aventi i terminali di emettitore in comune e collegati ad un secondo generatore di corrente IEE. I terminali di emettitore in comune delle coppie di transistor Q41, Q42 e Q43, Q44 sono collegate ai capi di una resistenza REE e fra i terminali di base di tali coppie di transistor è applicato il segnale di tensione Vin.

Il blocco 22 comprende una prima coppia di transistor bipolari npn Q45, Q46 disposti in modo differenziale ed aventi i terminali di emettitore in comune in C e collegati al terminale di collettore del transistor Q42, ed una seconda coppia di transistor bipolari npn Q47, Q48 disposti in modo differenziale ed aventi i terminali di emettitore in comune e collegati al terminale di collettore del transistor Q43. Ai terminali di base in comune dei transistor Q46, Q47 e dei transistor Q45, Q48 è applicata la tensione di controllo Vcl ed ai soli terminali di base in comune dei transistor Q45, Q48 è applicata una tensione di polarizzazione Vbias2. I terminali di collettore dei transistor Q46, Q47 sono collegati ad una tensione di alimentazione Vcc mentre i terminali di collettore dei transistor Q45 e Q48 sono connessi a due resistenze Rei connesse alla tensione di alimentazione Vcc e costituenti il blocco 23. 1 terminali di collettore dei transistor Q45 e Q48 sono i terminali di uscita Outl ed Out2 dell'amplificatore e sono connessi a due resistenze Rb aventi l'altro terminale B in comune.

Il blocco 25 comprende un primo gruppo di transistor costituito da coppie di transistor bipolari npn Q51, Q52 e Q53, Q54 disposte in modo differenziale ed un secondo gruppo di transistor costituito da coppie di transistor bipolari npn Q55, Q56 e Q57, Q58 disposte in modo differenziale. I terminali di emettitore in comune dei transistor del primo stadio sono collegati in D al terminale di collettore del transistor Q41 mentre i terminali di emettitore in comune dei transistor del secondo stadio sono collegati al terminale di collettore del transistor Q44. I terminali di base dei transistor Q51, Q52 e Q57, Q58 sono connessi ad un generatore di tensione di polarizzazione Vbiasl ed i terminali di collettore sono collegati alla tensione di alimentazione Vcc. I terminali di collettore dei transistor Q54 e Q55 sono connessi rispettivamente ai terminali di collettore dei transistor Q42 e Q43 mentre i terminali di collettore dei transistor Q53 e Q56 sono connessi a rispettive resistenze Rc2 connesse alla tensione di alimentazione Vcc e sono connessi a rispettive resistenze Ra aventi un terminale A in comune.

I terminali A e B sono i terminali di ingresso dell'amplificatore operazionale 33, rispettivamente l'ingresso non invertente e l'ingresso invertente. Il terminale di uscita dell'amplificatore operazionale 33 è connesso ai terminali di base in comune dei transistor Q53, Q54 e Q55, Q56.

L'amplificatore operazionale 33 attraverso il terminale B rileva una tensione di modo comune Vm e, grazie alla retroazione, produce la tensione Vc2 tale che la tensione sul terminale A sia prossima alla tensione sul terminale B. Una volta fissato il rapporto fra le resistenze Rc2 e Rei uguale a quello delle aree dei transistor Q53 e Q54 si ha che le correnti di polarizzazione dei transistor Q54 e Q45 sono uguali.

Dato che la rete di retroazione 25 reagisce al solo segnale di modo comune Vm, l'informazione utile per la reazione risulta la sola corrente di polarizzazione del carico. Per ricavare la relazione fra tensioni Vcl e Vc2 possiamo studiare il circuito in assenza di segnale in ingresso, cioè con Vin=0.

Imponendo l'equilibrio delle correnti al nodo C si ha:

con 145 e 154 correnti di collettore di polarizzazione dei transistor Q45 e Q54. Ma poiché 145=154 si ottiene :

Imponendo l'equilibrio delle correnti al nodo D si ha:

dove n è il rapporto fra le resistenze Rc2 e Rei che è uguale al rapporto fra le aree dei transistor Q51-Q52, Q54-Q53, Q55-Q56, Q58-Q57. Combinando le equazioni precedenti si ha:

dove affinché l'espressione sia valida si deve avere Vcl Vt*ln[n/(n+l)]=Vclmin. Se Vcl=Vclmin lo stadio differenziale formato dai transistor Q51-Q54 è completamente sbilanciato e pertanto riducendo Vcl sotto il valore Vclmin il transistor Q54 non riesce più a fornire una corrente pari a quella che scorre nel carico con una conseguente perdita di linearità della curva del guadagno Av in decibel al variare della tensione di controllo Vcl applicata. Pertanto è necessario nel progetto del circuito ridurre quanto più è possibile la Vclmin per avere guadagni Av più elevati a parità di accuratezza della curva del guadagno Av in decibel; ciò comporta la necessità di fissare n»l per ottenere Vclmin quasi uguale a zero.

Imponendo l'equilibrio delle correnti nei nodi C e D in condizioni di normale funzionamento dell'amplificatore, cioè con Vin 0, si ha:

dove i45, i54, i42, i41 sono le correnti di collettore dei transistor Q45, Q54, Q42, Q41. Considerando la dipendenza di Vc2 da Vcl espressa da un'equazione precedente, si ottiene: i54=i41*exp(-Vcl/Vt). Considerando che i41=i42 e considerando le equazioni precedenti si ottiene:

i45=i41*exp(-Vcl/vt).

Dato che Vout=2*Rcl*io, i41=Gm*Vin e Av=201og( V out/V in) con Vout tensione di uscita dell'amplificatore, Gm guadagno di transconduttanza del blocco 21 si ha:

Av=201og(2*Gm*Rcl)+KVcl/Vt

dove k è un valore costante e Vcl è tale che Vcl Vt*ln[n/(n+l)].

L'amplificatore della figura 4 è insensibile ad eventuali offset dell'amplificatore operazionale 33; infatti nelle condizioni di guadagno Av basso, cioè quando l'offset dell'amplificatore operazionale 33 ha un maggior peso perché diventa confrontabile con la tensione Vout prelevata dal carico, l'effetto di correzione della reazione rispetto alla linearizzazione della curva di guadagno è trascurabile dato che per Vcl»Vt si ha che 1 exp( V c 1 /V t)≈exp( V c 1 /Vt) .

Nella figura 5 è mostrato un grafico del guadagno di tensione Av (in decibel) dell'amplificatore di figura 4 in funzione della tensione di controllo Vcl nel caso in cui tale amplificatore abbia un campo di variazione del guadagno di 40dB, un guadagno massimo di OdB, un accuratezza di linearità della curva di guadagno di ldB.

Anche se nell'amplificatore mostrato nelle figure 1-4 sono stati utilizzati transistor bipolari è possibile utilizzare in alternativa transistor MOS.

Claims (6)

1. RIVENDICAZIONI 1. Amplificatore a guadagno variabile comprendente un primo dispositivo (11, 22, Q45-Q48) a cui è applicato un primo segnale di controllo (Ve, Vcl) in modo tale che il guadagno (Ail, Ai) di un segnale in uscita (iout, io) da detto primo dispositivo (11, 22, Q45-Q48) rispetto ad un primo segnale in ingresso (in, il, ir) sia una finizione di tipo esponenziale di detto primo segnale di controllo (Ve, Vcl), caratterizzato dal fatto di comprendere una rete di retroazione (25, Q51-Q58) connessa fra un terminale di uscita ed un terminale di ingresso di detto primo dispositivo (22, Q45-Q48) in modo tale da garantire che detto guadagno (Ai) in decibel di detto primo dispositivo (22, Q45-Q48) sia una funzione lineare di detto primo segnale di controllo (Vcl).
2. 2. Amplificatore secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detta rete di retroazione (25, Q51-Q58) comprende primi mezzi (31) capaci di estrarre una prima componente continua (Io) da detto segnale di uscita (io) da detto primo dispositivo (22, Q45-Q48), secondi mezzi (32) capaci di estrarre una seconda componente continua (Ir) da un segnale di uscita (ir) da detta rete di retroazione (25, Q51-Q58), un amplificatore operazionale (33) avente in ingresso un segnale differenza (le) di detta prima (Io) e detta seconda (Ir) componente continua, un secondo dispositivo (34) a cui è applicato un secondo segnale di controllo (Vc2) in modo tale che il guadagno di un segnale in uscita (ir) da detto secondo dispositivo (34) rispetto ad un secondo segnale in ingresso (il) sia una funzione di tipo esponenziale di detto secondo segnale di controllo (Vc2), detto secondo segnale di controllo (Vc2) essendo detto segnale in uscita da detto amplificatore operazionale (33), detto segnale in uscita da detto secondo dispositivo (34) essendo detto segnale di uscita (ir) da detta rete di retroazione (25, Q51-Q58) che aggiunto a detto secondo segnale in ingresso (il) costituisce detto primo segnale in ingresso (il, ir) a detto primo dispositivo (22, Q45-Q48).
3. 3. Amplificatore secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che detto primo (22, Q45-Q48) dispositivo è un partitore di corrente, detto partitore di corrente comprende almeno due transistor (Q11-Q12) disposti in modo differenziale, essendo applicato fra i terminali pilotabili di detti transistor (Q11-Q12) detto primo (Vcl) segnale di controllo.
4. 4. Amplificatore secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che detto secondo (34) dispositivo è un partitore di corrente, detto partitore di corrente comprende almeno due transistor (Q31-Q32) disposti in modo differenziale, essendo applicato fra i terminali pilotabili di detti transistor (Q31-Q32) detto secondo (Vc2) segnale di controllo.
5. 5. Amplificatore secondo la rivendicazione 3 o 4, caratterizzato dal fatto che detti transistor (Q11-Q12, Q31-Q32) sono transistor bipolari npn, detti transistor bipolari (Q11-Q12, Q31-Q32) avendo i terminali di emettitore in comune, avendo almeno un terminale di collettore connesso ad una tensione di alimentazione (Vcc) ed essendo detti terminali pilotabili i terminali di base.
6. 6. Amplificatore secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto di comprendere un convertitore tensione/corrente (21, Q41-Q44) atto a convertire un segnale di tensione (Vin) in ingresso a detto amplificatore in un segnale di corrente (il) in ingresso a detto primo dispositivo (22, Q45-Q48) che corrisponde a detto secondo segnale di ingresso, un convertitore corrente/tensione (23, Rci) avente in ingresso detto segnale di uscita (io) da detto secondo dispositivo (34) ed atto a determinare un segnale di tensione (Vo, Vm) in uscita da detto amplificatore.