HK1097661B - 电子设备、用於电子设备的电源和向电子设备供电的方法 - Google Patents

Description

电子设备、用于电子设备的电源和向电子设备供电的方法

技术领域

本发明涉及电子设备的电源和向电子设备供电的方法。具体地说，本发明涉及具有低功耗的电源。

背景技术

节约能源、减小电力损耗已经变得越来越重要，并且具有低功耗的电源也正变得越来越重要。这种电源可应用于多种情况，例如作为：电子设备(例如电视机、洗衣机)中的待机电源；外部电源中的待机电源，用于提供电力以检测电子设备是否连接到外部电源，并且接通主电源(例如在便携电话充电器中，其中电话被放入插槽中充电)；或者需要低功耗的电子设备(例如插入AC墙壁插座中以提供微光的夜灯)的独立电源。

在第一种已知设置中，电源(用于多种应用)包括变压器，该变压器的初级绕组直接连接到AC电源，其次级绕组提供用于电子设备的输出电压。为了在此设置中得到低功耗，通过变压器的初级绕组(其直接连接到AC电源)的电流必须很小。为了得到小电流，从AC电源看到的初级绕组阻抗必须很大。在典型的AC电源频率(50或60Hz)的情形下，要得到大的初级绕组阻抗，将需要很大的电感。为了获得这样的大初级绕组电感，则需要更多的圈数，而这将使得变压器变得不切实际地大。或者，为了避免大变压器，可在绕圈时使用更细的线，但这意味着更高的电阻，即更大的损耗。总之，为了在此设置中得到很低的功耗，我们需要具有高电感的完美电感器，而这是行不通的。

第二种已知设置称为开关模式电源(SMPS)，其有多种不同的实现方式。虽然SMPS较第一种设置而言具有某些优点，但是这种设置中的快速开关制造了大量的噪声。此外，SMPS在设计上更为复杂，成本也更高。

目前，上述的待机电源一般都有几百毫瓦甚至高达几瓦的功耗。但是，用于将设备从待机中“唤醒”的控制电路所需的典型功率可能只有几毫瓦那么低。因此，待机模式的设备所需的实际功率与所消耗的功率之间存在着极大的失配。

发明内容

根据本发明第一实施例，提供了一种用于电子设备的电源，所述电源包括：

a)变压器，包括初级侧的初级绕组和次级侧的次级绕组，初级绕组可连接到AC电压源，次级侧的电路被设置为提供用于电子设备的DC输出电压；

b)变压器的初级绕组与AC电压源之间的开关；

c)用于控制开关的开关定时的开关定时器；以及

d)用于对AC电压源的AC电压进行整流的整流器；其中开关被设置为在开关定时器的控制下，当经整流的AC电压从零向最大值升高时并且当经整流的AC电压已升高到不等于零的预定值时的某个时刻导通，以提供通过初级绕组的电流，从而提供通过次级绕组的电流，并且其中开关被设置为在开关定时器的控制下，在经整流的AC电压再次开始升高之前关断。

在此设置中，在开关导通前，没有通过变压器绕组的电流消耗。一旦开关导通，电流就流过初级绕组，于是能量被存储在初级绕组中。经整流的AC电压所达到的预定值优选地是峰值电压的一大部分，甚至优选地是峰值电压。

该电路还可包括限流器。限流器限制了流过初级绕组的电流，从而可控制能耗。

AC电源通常是市电电源，例如50或60Hz的110VAC、120VAC、230VAC或240VAC。

在一个优选实施例中，用于接通和关断开关的开关定时器可被设置为在经整流的AC电压从零向最大值升高时的某个时刻接通开关。开关定时器还可被设置为在经整流的AC电压再次开始升高前关断开关。

开关定时器可以是包括位于节点与地之间的电阻器和电容器的RC定时器，该节点的电压与经整流的AC电压匹配。在此情形下，电容器可被设置为当经整流的AC电压从零向最大值升高时充电。当开关导通时，电容器可被放电，存储在电容器中的能量被传输到初级绕组。

开关优选地被设置为在接近经整流AC电压的每个峰值时导通。如果该装置包括RC开关定时器，则电阻器和电容器的值可被选择，以使得开关在接近经整流的AC信号的每个峰值时导通。这通过在开关导通时提供变压器的初级绕组两端的最大化电压，从而最大化了通过变压器初级绕组的电流。

开关定时器可被耦合到开关控制器。在一个实施例中，开关包括MOSFET。在一个优选实施例中，开关定时器耦合到开关控制器，开关包括MOSFET，开关控制器包括用于导通和关断MOSFET的晶闸管器件。

在一个实施例中，限流器包括至少一个电荷存储器件。在优选实施例中，限流器包括两个电荷存储器件。每个电荷存储器件可以是电容器。所述一个或多个电容器的值可以被适当地选择，以将通过初级绕组的电流限制为所希望的电流水平。

电源可以被安排为一旦限流器的至少一个电荷存储器件已几乎被充满，电流就不再流过初级绕组，即，开关可被安排为一旦限流器的一个或多个电荷存储器件已几乎被充满，开关就关断。如果该设置包括开关定时器，则开关定时器可被设置为一旦限流器的一个或多个电荷存储器件已被充满，开关定时器就关断开关，而且这优选地发生在经整流的AC信号从其峰值向零下降时的某个时刻。一旦开关被关断，就没有电流从变压器的绕组流过，因此，如上所述，流过绕组的电流量可通过适当地设置限流器的一个或多个电荷存储器件的值来设定。

在一个实施例中，开关定时器可与开关定时器重置器一起工作，开关定时器重置器被设置为在开关关断后(即一旦电流已停止流过变压器绕组时)重置开关定时器。重置开关使得开关可以在经整流的AC信号从零向其下一最大值升高时再次导通。如果开关定时器是RC定时器，则开关定时器可在电容器被完全放电时被重置，这可发生在经整流的AC电压从其最大值向零下降时。

在另一个实施例中，限流器可从电源省略，因为电流可由晶闸管器件控制。

因此，在一个优选实施例中，操作如下.当经整流的AC电压从零向最大值升高时，RC开关定时器的电容器被充电，一旦其充电到某个量(其优选地与经整流的AC电压的峰值同时到来)，开关定时器就导通开关，从而提供通过绕组的电流，该电流对应于从AC电源流入的电流，也对应于RC开关定时器电容器的放电，但后一种对应较不重要.与通过绕组的电流一起，还有通过限流器的一个或多个电荷存储器件的电流.当电流流过绕组时，限流器中的一个或多个电荷存储器件充电，并在被充满时，开关关断，于是电流不再流经绕组，功耗被限制.一旦RC开关定时器电容器通过将其存储的能量经过绕组传输而被完全放电，开关定时器就被重置.这发生在经整流的AC信号再次从其最大值向零下降时，从而开关做好当经整流的AC电压再次升高时导通的准备.

在一个优选实施例中，开关被设置为使用正反馈来实现从关断到导通的快速切换。从关断到导通的快速切换意味着电压通过开关而降落的时间被最小化，并且这减小了开关自身中的电力损耗。

在该实施例中，开关可包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管的集电极耦合到第二晶体管的基极。此外，第二晶体管的集电极可耦合到第一晶体管的基极，这可经由反馈电容器实现。该设置可提供正反馈，因为当第二晶体管的集电极电压升高时，第一晶体管的基极电压也升高，这进一步升高了第二晶体管集电极的电压，依此类推。

该电源还可包括限压器，用于防止设备在高电压下击穿。限压器可包括电荷存储器件，其被设置为当经整流的AC电压从零向最大值升高时充电。电荷存储器件可以是高压电容器。

在本发明的一个优选实施例中，整流器被设置为对AC电压进行全波整流。这意味着经整流的AC电压在原始AC信号的每个周期中有两次从零升高到峰值。

虽然在优选实施例中描述了整流器对AC电压进行全波整流，但是当然，整流器可仅对AC电压进行半波整流。在此情形下，经整流的AC电压在每个AC周期中仅有一次从零升高到最大值。

次级侧电路可经由电荷存储器件(例如电容器)提供用于电子设备的DC输出电压，所述电荷存储器件在每个AC周期中充电。在该设置中，电容器优选地位于地和输出节点之间，从而当电容器在每个AC周期中充电时，输出节点的电压都会向着稳定状态DC电压升高。

电源还可包括用于减小开关在导通和关断模式之间切换所造成的电磁辐射的电路。被称为振铃(ringing)的电磁辐射可由快速的导通关断切换造成，并且可通过使用适当的电路而被减小。在一个实施例中，所述电路包括电容器和电阻器，它们被适当地布置在次级绕组和输出节点之间。

电源还可包括用于稳定DC输出电压的稳压器。当负载需要非常稳定的DC电压时，这是十分有用的。稳压器可以位于输出电压与开关之间，并且可被设置为在输出电压超过选定阈值时关断开关。稳压器可包括齐纳二极管。

根据本发明，还提供了一种包括上述电源的电子设备。

根据本发明第一方面，还提供了一种用于电子设备的电源，该电源包括：

a)变压器，包括初级侧的初级绕组和次级侧的次级绕组，初级绕组可连接到AC电压源，次级侧的电路被设置为提供用于电子设备的DC输出电压；

b)变压器的初级绕组与AC电压源之间的开关；

c)用于对AC电压进行全波整流的整流器；以及

d)包括第一电容器和第二电容器的限流器；其中开关被设置为当在经整流的AC电压的每个半周期内经整流的AC电压从零向最大值升高，并且当经整流的AC电压已升高到非零值时的某个时刻导通，以提供通过初级绕组的电流，从而提供通过次级绕组的电流，其中限流器被设置为通过在第一和第二电容器被充满时阻止电流流过初级绕组，来限制流过初级绕组的电流量，并且

其中开关被设置为在经整流的AC电压的每个半周期内，在经整流的AC电压从最大值向零降低时关断。

根据本发明第二方面，提供了一种用于向电子设备供电的方法，所述方法包括以下步骤：

a)提供变压器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组，初级绕组经由开关连接到AC电压源；

b)提供用于对AC电压源的AC电压进行整流的整流器；

c)当经整流的AC电压从零向最大值升高时，当经整流的AC电压已升高到不等于零的预定值时，开关定时器的控制下导通所述开关，以提供通过初级绕组的电流，从而提供通过次级绕组的电流，流过初级绕组的电流量由连接在AC电压源与整流器之间的限流器限制；

d)将通过次级绕组的电流转换为用于电子设备的DC输出电压；以及

e)在开关定时器的控制下，在经整流的AC电压再次开始升高之前关断开关。

在此方法中，在开关导通前没有通过变压器绕组的电流消耗。一旦开关导通，来自AC电源的电流就被传输到初级绕组，其提供足够大的电压降，以提供用于电子设备的DC输出电压。但是，流过初级绕组的电流被限流器限制，从而可控制功耗。

AC电源一般是市电电源，例如50或60Hz的110VAC、120VAC、230VAC或240VAC。

接通开关的步骤c)可包括由开关定时器接通开关。关断开关的步骤e)可包括由开关定时器关断开关。开关定时器可被设置为在经整流的AC电压从零向最大值升高时的某时刻处接通开关。开关定时器可被设置为在经整流的AC电压再次开始升高前关断开关。

开关定时器可以是包括节点与地之间的电阻器和电容器的RC定时器，其中所述节点的电压与经整流的AC电压匹配。在此情形下，电容器可被设置为在经整流的AC电压从零向最大值升高时充电。当开关导通时，电容器可被放电，存储在电容器中的能量被传输到初级绕组。

优选地，接通开关的步骤c)包括在接近经整流的AC电压的每个峰值时接通。如果接通开关的步骤包括由RC定时器接通开关，则所述电阻器和电容器的值可被选择，以使得开关在经整流的AC信号的峰值处导通。这通过在开关导通时在变压器初级绕组两端提供最大化的电压，从而使得通过初级绕组的电流最大化。

在一个实施例中，限流器包括至少一个电荷存储器件。在优选实施例中，限流器包括两个电荷存储器件。所述电荷存储器件或每个电荷存储器件可以是电容器。

在一个实施例中，关断开关的步骤e)可包括在限流器的一个或多个电荷存储器件已几乎充满时关断开关。如果该设置包括开关定时器，则开关定时器可被设置为在限流器的一个或多个电荷存储器件已充满时关断开关。在该设置中，当开关关断时，没有电流流过绕组。因此，通过绕组的电流消耗量可通过适当地设置电荷存储器件的大小来控制。

该方法还包括在经整流的AC电压从零向最大值升高时对电荷存储器件充电的步骤，电荷存储器件充当限压器，以防止设备在高压下击穿.在此情形下，当开关导通时，存储在电荷存储器件中的能量被传输到变压器的初级绕组.

在一个实施例中，开关定时器可与开关定时器重置器一起工作，所述开关定时器重置器用于在开关已被关断后重置开关定时器。如果开关定时器是RC开关定时器，则开关定时器重置器可被设置为在RC定时器的电容器已被完全放电时重置开关。重置开关允许开关在经整流的AC信号再次从零向最大值升高时导通。

在一个优选实施例中，开关被设置为使用正反馈来实现从关断到导通的快速切换。从关断到导通的快速切换意味着开关上电压的降落时间被最小化，这减少了开关自身中的功率损耗。

在该实施例中，开关可包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管的集电极耦合到第二晶体管的基极。此外，第二晶体管的集电极可耦合到第一晶体管的基极，这可经由反馈电容器实现。该设置可提供正反馈，因为当第二晶体管的集电极电压升高时，第一晶体管的基极电压也升高，其进一步升高了第二晶体管集电极的电压，依此类推。

优选地，整流器被设置为对AC电压进行全波整流。这意味着经整流的AC电压在原始AC信号的每个周期内两次从零上升至峰值。

在一个实施例中，将次级绕组中的电压峰值转换为用于电子设备的DC输出电压的步骤d)包括在每个AC周期内对电容器充电，该电容器两端的电压就是DC输出电压。在该设置中，电容器优选地位于地与输出节点之间，从而当电容器在每个AC周期中充电时，输出节点的电压向稳定状态的DC电压升高。

该方法还可包括稳定DC输出电压的步骤。当负载需要非常稳定的DC电压提供时，这是很有用的。稳压器可位于输出电压与开关之间，并且可被设置为在输出电压超过选定阈值时关断开关。

在一个实施例中，方法的步骤c)、d)和e)被重复，直到获得用于电子设备的稳定状态的DC输出电压。

根据本发明第二方面，还提供了一种用于向电子设备供电的方法，该方法包括以下步骤：

a)提供变压器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组，初级绕组经由开关连接到AC电压源；

b)提供用于对AC电压进行全波整流的整流器；

c)当在经整流的AC电压的每个半周期内经整流的AC电压从零向最大值升高时，当经整流的AC电压已达到非零值时，导通所述开关，以提供通过初级绕组的电流，从而提供通过次级绕组的电流，流过初级绕组的电流量由包括两个电容器的限流器限制；

d)将通过次级绕组的电流转换为用于电子设备的DC输出电压；以及

e)在经整流的AC电压的每个半周期内，在经整流的AC电压从最大值向零下降时关断开关。

根据本发明的第二方面，还提供了一种用于对电子设备供电的方法，该方法包括以下步骤：

a)提供变压器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组，初级绕组经由开关连接到AC电压源；

b)提供用于对AC电压进行整流的整流器；

c)在每个AC周期内将以下步骤执行至少一次：

i)当经整流的AC电压从零向最大值升高时，当经整流的AC电压已升高到非零值时，导通所述开关，以提供通过初级绕组的电流，从而提供通过次级绕组的电流，流过初级绕组的电流量由限流器限制；

ii)通过对输出电荷存储器件充电来将通过次级绕组的电流转换为用于电子设备的DC输出电压，所述电荷存储器件两端的电压就是DC输出电压；以及

iii)在经整流的AC电压再次开始升高之前关断开关。

其中，输出电荷存储器件稳定地充电，于是在多个AC周期后，输出电荷存储器件几乎被充满，从而提供用于电子设备的稳定状态的DC输出电压。

根据本发明第三方面，提供了一种可连接到AC电压源并可工作在正常模式和待机模式中每种模式的电子设备，所述电子设备包括：

主电源，用于在正常模式期间提供电力；

控制装置，用于切换主电源的导通和关断；以及

待机电源，用于在待机模式期间向所述控制装置提供用于导通主电源的电力，所述待机电源包括：

a)变压器，包括初级侧的初级绕组和次级侧的次级绕组，所述初级绕组可连接到AC电压源，所述次级侧的电路被设置为提供用于电子设备的DC输出电压；

b)变压器的初级绕组与AC电压源之间的开关；

c)用于控制开关的开关定时的开关定时器；以及

d)用于对AC电压源的AC电压进行整流的整流器；

其中所述开关被设置为在开关定时器的控制下，当经整流的AC电压从零向最大值升高时并且当经整流的AC电压已升高到不等于零的预定值时的某个时刻导通，以提供通过初级绕组的电流，从而提供通过次级绕组的电流，并且

其中开关被设置为在开关定时器的控制下，在所述经整流的AC电压再次开始升高之前关断。

主电源在正常模式期间提供电力(向设备自身以及控制装置)，而待机电源在待机模式期间向控制装置提供电力，从而当设备从待机模式进入正常模式时，控制装置具有导通主电源所需的电力。

在待机电源中，在开关导通前没有通过变压器绕组的电流消耗。一旦开关导通，来自AC电源的电流就被传输到初级绕组，这提供了足够大的电压降，以提供用于电子设备的DC输出电压。限流器限制了通过初级绕组的电流，从而待机模式时的功耗可被控制。

在第一实施例中，控制装置可以是用于接收导通和关断主电源的指令的接收器。这可以是如下情形，即电子设备是在正常模式期间需要用于其自身操作的电力，而在待机模式期间需要使控制装置可从待机模式切换回正常模式的设备。这种类型的设备示例有洗衣机、无线电或微波炉。该接收器可以是用于接收导通和关断主电源的远程指令的遥控接收器。这可以是如下情形，即电子设备可工作在正常模式和待机模式中，并可通过使用遥控来在二者之间切换，例如电视机、DVD播放器或无线电或其他类型的具有正常和待机模式的电子设备。

在第二实施例中，电子设备是用于电器的外部电源，当电器电连接到设备时，设备在正常模式中工作，当电器未电连接到设备时，设备在待机模式中工作.这种外部电源的一些示例是电话(移动蜂窝电话或便携式陆上线路电话)充电器和AC适配器.也可考虑其他类型的外部电源.

如果电子设备是外部电源，则该控制装置可以是传感器，用于感知电器何时电连接到设备。因此，当传感器感知到电器电连接到设备时(例如当电话被放入插座以便充电时)，其可被设置为使用由待机电源提供的电力来导通主电源。当传感器感知到电器不再电连接时(例如电话已从充电插座移开)，其可被设置为关断主电源，此时，电力将由待机电源提供。

根据本发明第三方面，还提供了一种用于电器的外部电源，该外部电源可连接到AC电压源，当电器电连接到外部电源时，设备在正常模式中工作，当电器未电连接到外部电源时，设备在待机模式中工作，该外部电源包括：

主电源，用于在正常模式期间提供电力；

传感器，用于感知电器何时电连接到外部电源，并且切换主电源的导通和关断；以及

待机电源，用于在待机模式期间向传感器提供用于导通主电源的电力，所述待机电源包括：

a)变压器，包括初级侧的初级绕组和次级侧的次级绕组，所述初级绕组可连接到AC电压源，所述次级侧的电路被设置为提供用于所述电子设备的DC输出电压；

b)变压器的初级绕组与AC电压源之间的开关；

c)用于对AC电压进行整流的整流器；以及

d)限流器；

其中所述开关被设置为当经整流的AC电压从零向最大值升高时并且当经整流的AC电压已升高到非零值时的某个时刻导通，以提供通过所述初级绕组的电流，从而提供通过所述次级绕组的电流，

其中限流器被设置为限制流过所述初级绕组的电流量，并且其中开关被设置为在经整流的AC电压再次开始升高之前关断。

已经给出了一些电子设备的示例，但是本领域的技术人员将理解，本发明可应用于很多不同设备，并不限于所列出的这些。此外，应当理解，联系本发明一个方案所述的特征也可应用于本发明的另一方案。

附图说明

结合附图并通过参照下面的详细说明，可更好、更容易地理解本发明的上述方面和很多其他优点，在附图中：

图1是本发明第一实施例的框图；

图2示出了图1所示的本发明第一实施例的电路实现方式；

图3是图2的节点200的电压-时间关系图；

图4a是图2的变压器X1的初级绕组两端的电压-时间关系图；

图4b是图4a的一个周期的放大视图；

图5a是通过图2的变压器X1的初级绕组的电流消耗-时间关系图；

图5b是图5a的一个周期的放大视图；

图6a是图2的变压器X1的次级绕组两端的电压-时间关系图；

图6b是图6a的一个周期的放大视图；

图7是图2的输出节点206的电压-时间关系图；

图8是本发明第二实施例的框图；

图9示出了图8所示的本发明第二实施例的第一电路实现方式；

图10示出了图8所示的本发明第二实施例的第二电路实现方式；

图11是本发明第三实施例的框图；

图12示出了图11所示的本发明第三实施例的电路实现方式；

图13是本发明第四实施例的框图；

图14示出了图13所示的本发明第四实施例的电路实现方式；

图15是图14的节点200处的电压-时间关系图；

图16是图14的节点201处的电压-时间关系图；图17是图14的节点202处的电压-时间关系图；

图18是图14的节点203处的电压-时间关系图；

图19是图14的变压器X1的初级绕组两端的电压-时间关系图；

图20是图14的变压器X1的次级绕组两端的电压-时间关系图；

图21示出了在第一应用中使用的本发明的待机电源；

图22示出了包括图8所示的本发明第二实施例的图21所示的第一应用；以及

图23示出了在第二应用中使用的本发明的待机电源。

具体实施方式

图1是本发明第一实施例的框图，图2示出了该实施例的电路实现方式。

参照图1和2，输入是AC电源V1。AC电源可以是任意频率的任意AC电压，例如50或60Hz的110VAC、120VAC、230VAC或240VAC。AC电源V1连接到包括两个电容器C1和C2的限流器101。如下所述，可通过改变所述电容器的值来控制功耗。然后，AC信号被4个二极管D1、D2、D3和D4所形成的整流器103整流。注意，该整流器是全波整流器，其提供每个AC周期有两个最大值的DC输出。电容器C3充当限压器105，用于限制节点200的电压，以防止过高电压造成设备损坏。如果电路元件具有很高的击穿电压，即大于AC电源峰值电压的最大值，则电容器C3可被省略。后面将进一步讨论电容器C3。

设置111是位于AC电源与变压器X1的初级绕组之间的开关，因此，当该开关导通时，有通过初级绕组的电流消耗，而当开关关断时，没有通过初级绕组的电流消耗。电阻器R1和电容器C4一起形成了RC定时器107，其控制开关111的开关定时，如下所述。此外，选择大的电阻R1和小的电容C4，从而电流消耗很小，可避免损耗。二极管D5充当RC定时器107的定时器重置器109，其在开关111导通后，节点200的AC信号低时，为电容器C4提供放电路径。

开关111由两个晶体管Q1和Q2、两个电阻器R2和R3以及电容器C5形成，并连接到变压器X1。开关111被设置为通过利用正反馈而极快地导通。后面将讨论快速导通的优点。

在变压器X1的次级侧，二极管D6充当整流器，电容器C7是滤波电容器。电容器C7充电，从而在输出节点206为负载R_load提供稳定状态的DC电压。

图2的设置的操作如下所述。在工作的第一个半周期内，当节点200的经整流的AC信号的电压升高时，电容器C1和C2放电(从前一个半周期开始)，而电容器C4(以及电容器C3，如果存在的话)被充电。

当节点202的电压(也是晶体管Q1的基极电压)由于电容器C4的充电而足够高时(这发生在AC信号的峰值附近)，晶体管Q1的基极-发射极被正向偏置，使得晶体管Q1导通。当Q1导通时，节点203的电压(也是晶体管Q2的基极电压)下降。这使得晶体管Q2导通，导致通过变压器X1的初级侧和电阻器R3的快速电流消耗，这意味着节点204的电压升高。该电压的升高经由反馈电容器C5被传递回节点202。这意味着节点202的电压更快地升高，因而晶体管Q1的基极-发射极电压更快地升高，使得更多的电流流过晶体管Q1的集电极-发射极，导致更多的电流通过晶体管Q2的发射极-集电极消耗，以及节点204的电压进一步升高。即，该设置提供了能产生极快的导通的正反馈系统。

快速开关是有好处的，其原因在于减少了开关本身的损耗。当开关111导通时，有电流流过开关。开关两端的电压(在此情形下具体是指晶体管Q2的发射极-集电极电压)将造成损耗。理想地，开关应当瞬时导通，从而将开关上的电压降低到地所需的时间是瞬时的。(开关上的电压在节点207指示。)但是，实际上，瞬时开关是不可能的，但是快速开关将缩短降低开关两端电压所需的时间，从而减少损耗。因此，使用正反馈来提高开关速度减少了开关本身中的损耗。

如上所述，一旦经整流的信号电压到达或接近其峰值，开关111就导通。这闭合了电路，并使得电流通过变压器X1的初级侧和C1、C2而快速流动，从而对C1和C2充电。当此情形发生时，节点200的电压迅速降落到地，因为当开关111导通时，节点200通过变压器X1的初级绕组被短接到地，而且因为AC输入线中的电容器C1和C2充当阻抗，当节点200降落到地时，在C1和C2两端有电压降。一旦C1和C2被充满，电流就停止流动(即开关实际上被关断)。这限制了每个周期中流到变压器的初级绕组的电流量。

当开关111导通时，电容器C3和C4通过变压器X1的初级绕组被放电。一旦电容器C4已被放电，RC定时器107就被重置，而且RC定时器107和开关111等待下一个半周期中节点200的来自经整流的AC信号的下一峰值。在下一个半周期中，当经整流AC信号从0向最大值升高时，现在已被充电的电容器C1和C2可以放电。如上所述，选择大电阻器R1，从而经由它消耗的电流可被忽略。因此，所有电流都将通过变压器X1的初级侧消耗，这将损耗保持在最小值。应当理解，由于原始AC信号的电压，C1和C2两端电压的方向在每个半周期都会进行交替。

变压器X1初级侧的消耗电流的短脉冲造成了通过变压器X1次级侧的相应电流脉冲。在变压器X1的次级侧，二极管D6充当整流器，电容器C7是滤波电容器。在工作的每个半周期，都有电流脉冲通过变压器X1的次级侧，并且由于这些电流脉冲，电容器C7被逐渐充电，直到在输出节点206达到稳定状态的DC电压。该DC电压被提供给负载R_load(R_load例如可以是在待机模式中需要电力的遥控接收器)。输出节点206提供必需的输出电压。电容器C7的值被适当地选择，以确保R_load在所需电压下正常工作。

如上所述，一旦电容器C1和C2被充满，电流就不再通过绕组流动.因此，可选择电容C1和C2的值，以将通过绕组的电流设定为所希望的水平.这控制了功耗量.

注意，在本实施例中，很重要的一点是存在二极管D5，这是因为其使得开关在每个周期都被重置。如果没有二极管D5，则开关111将永远不能重置，从而该设置就不能工作，因为在第一次导通后，它将不能关断，该设置将仅仅像现有技术的设置那样工作，其具有通过变压器绕组的恒定电流消耗，并且绕组两端的电压不足以提供DC输出电压。

此外还要注意，优选地，开关111在尽可能接近AC信号峰值处导通。这在开关111导通时，在绕组两端制造了最大的电压峰值。如果开关111在AC信号开始处(即当AC电压为0时)导通，则该设置将不起作用，这就仅仅是像没有该开关一样，而且也不会有来自AC电源的突然的电流流动，电容器C4(以及C3，如果存在的话)也没有充电的时间。即，开关必须在经整流的AC信号已经升高一点之后导通，并且开关优选地在接近经整流的AC信号的峰值时导通，因为这使得电压峰值最大化。

如上所述，C3充当限压器，并且在某些情形下可被省略。但是，如果C3存在，则当经整流的AC信号向其峰值升高时，它将与C4一起充电。因此，当开关111导通时，存储在C4和C3中的能量将被传输到变压器绕组。实际上，C4(以及C3，如果存在的话)对电压峰值的贡献是很小的；电压峰值主要由直接来自AC电源的电流流动提供。

电容器C6和电阻器R4一起形成了滞流电路(snubber circuit)117。滞流电路117的功能是减少开关造成的瞬态所导致的振铃。这被添加在实际应用中，以减少振铃造成的来自电路的电磁辐射，但是本设置没有滞流电路117也能工作。

图3、4a、4b、5a、6b、6a、6b和7示出了图2电路上各点关于时间的各种性质。这些图示出了当输出节点的电压向稳定状态电压升高时，在每个AC周期中发生的过程。

图3是节点200的电压-时间关系图。在每个周期中，节点200的电压都升高到峰值。然后，当开关111导通时，导致通过变压器X1的初级侧消耗电流，节点200的电压降低到地。在此示例中，可以看出每个周期为10ms，即经整流的AC信号的频率为100Hz，因此AC电源工作在50Hz。

图4a是变压器X1的初级绕组两端的电压-时间关系图。在每个周期中，当开关111导通时，都有一个电压峰值，其对应于通过变压器X1的初级侧的电流消耗。图4a所示的电压峰值很尖锐。当然，这些电压峰值并不是瞬时的，图4b示出了图4a的一个周期的放大视图。注意，利用此设置，电压峰值很大(远大于其在现有技术的设置下的峰值，在现有技术的设置中，变压器初级绕组与AC电源之间没有开关)，因此DC输出电压可被提供给负载。

图5a是通过变压器X1的初级绕组的电流-时间关系图。在每个周期中，当开关111导通时，都有一个尖锐的消耗电流。消耗电流峰值对应于图4a的电压峰值。当然，消耗电流并不是瞬时的，图5b示出了图5a的一个周期的放大视图。通过初级绕组的消耗电流的时间长度由电源电压、变压器绕组中的电感以及限压器电容C3(如果存在的话)决定。

伴随着通过变压器X1的初级绕组的每个消耗电流，都有一个通过变压器X1的次级绕组的对应电流脉冲。图6a是变压器X1的次级绕组两端的电压-时间关系图。可以看出，在每个周期中，都有一个对应于电流脉冲的电压峰值。图6b示出了图6a的一个周期的放大视图。

如上所述，伴随着通过变压器X1的次级绕组的每个电流脉冲，电容器C7被少量地充电，即节点206的电压升高少许.即，在几个周期后，电容器C7被逐渐充电，节点206的电压逐渐升高.图7是节点206的电压图.可以看出，输出节点206的电压在每个开关周期都有所升高，并最终到达稳定状态的DC电压.

图8是本发明第二实施例的框图，图9示出了该实施例的第一电路实现方式。

可以看出，图8所示的第二实施例与第一实施例相同，除了增加了稳压器119。即，概括地说，该设置包括AC电源V1、限流器101(由两个电容器C1和C2实现)、整流器103(由4个二极管D1、D2、D3和D4实现)，限压器105(电容器C3)、用于开关111(由晶体管Q1和Q2、电阻器R2和R3以及电容器C5实现)的RC定时器107(由电阻器R1和电容器C4实现)和定时器重置器109(二极管D5)、变压器X1、整流器113(二极管D6)、滤波器115(电容器C7)以及可选的滞流电路117(由电容器C6和电阻器R3实现)。

该设置优选地包括稳压器119。稳压器119的功能是减小输出(节点206)到负载的DC电压的波动。这对于需要好的电源电压稳定性的负载来说是很重要的。

图9示出了图8实施例的第一电路实现方式。在此实施例中，稳压器119包括晶体管Q3、电阻器R6和齐纳二极管D7。如果节点206的输出电压(见图7)变得过高，则齐纳二极管D7将击穿。这将正向偏置晶体管Q3的基极发射极，使得晶体管Q3导通。通过导通Q3，C4的充电将停止，这是因为电流从电阻器R1和晶体管Q3流到地。事实上，RC定时器107被关断，因而开关111被关断。这使得从变压器X1的初级侧到次级侧的能量传输暂时停止，从而使得电容器C7的充电停止，直到节点206的输出电压降低到齐纳二极管D7的击穿电压以下。

图10示出了图8实施例的第二电路实现方式。在此实现方式中，稳压器119中的晶体管Q3被光耦合器IC1所代替，并且电阻器R6和齐纳二极管D7被适当地连接。使用光耦合器的好处在于在电路的初级侧和次级侧之间没有物理连接。光耦合器充当电路中的开关，就像图9中的晶体管Q3一样。当输出节点206的电压足够高，以使得齐纳二极管D7击穿时，光耦合器中的发光二极管(LED)发光，并且其中的光电晶体管导通。这使得电流通过电阻器R1和光耦合器的光电晶体管流到地。

如上所述，光电耦合器意味着电路的初级侧和次级侧没有在物理上被连接，因为开关功能是利用光来实现的。出于安全需要(因为在电路的初级侧有很高的电压)，使用光耦合器可能是更可接受的，因为电路的两侧被随之隔离了。

图11是本发明第三实施例的框图，图12示出了该实施例的电路实现方式。

可以看出，图11所示的第三实施例与第一实施例相同，除了不再需要定时器重置器109而且开关控制器610和MOSFET开关611代替了开关111。即，概括地说，该设置包括AC电源V1、限流器101(由两个电容器C1和C2实现)、整流器103(由4个二极管D1、D2、D3和D4实现)、限压器105(电容器C3)、RC定时器107(由电阻器R1和电容器C4实现)、变压器X1、整流器113(二极管D6)、滤波器115(电容器C7)以及可选的滞流电路117(由电容器C6和电阻器R4实现)。该设置还括AC电源和初级绕组以及开关控制器610之间的MOSFET开关器件611。该设置与图1和图2的设置相同的各个部分以下将不再详述。

设置611是位于经整流的AC电压和变压器X1的初级绕组之间的MOSFET开关器件，以使得当开关导通时，有经过初级绕组的电流消耗，而当开关关断时，没有经过初级绕组的电流消耗.电阻器R1和电容器C4一起构成了RC定时器607，其通过开关控制器610来控制开关611的开关定时，如下所述.此外，选择大的电阻器R1和小的电容器C4，以使得电流消耗最小，从而防止损耗.开关控制器610(由两个晶体管Q11和Q12、齐纳二极管D11和两个电阻器R12、R13构成)被连接到变压器X1.晶体管Q11和Q12构成晶闸管器件.

图11和12的设置的操作如下所述。在操作的第一半周期，随着节点200处的经整流的AC信号的电压升高，电容器C1和C2被放电(从前一个半周期开始)，而电容器C4(以及电容器C3，如果存在的话)被充电。当节点702的电压由于电容器C4的充电而足够高时(这发生在AC信号的峰值附近)，因为C4两端的电压升高到足够高于齐纳二极管D11的击穿电压从而正向偏置Q12的基极，因此晶闸管器件将导通。晶闸管器件导通后，开关611导通。开关611保持导通，直到C4已通过晶闸管器件放电并且节点703处的电压降低到开关611的栅极阈值电压以下。然后，这个周期被连续重复。

如上所述，一旦经整流的信号电压到达或接近其峰值，开关611就导通。这闭合了电路，并使得电流通过变压器X1的初级侧和C1、C2而快速流动，从而对C1和C2充电。当此情形发生时，节点200的电压迅速降落到地，因为当开关611导通时，节点200通过变压器X1的初级绕组被短接到地，而且因为AC输入线中的电容器C1和C2充当高阻抗。当节点200降落到地时，在C1和C2两端有电压降。一旦C1和C2被充满，电流就停止流动(即开关实际上被关断)。这限制了每个周期中流到变压器的初级绕组的电流量。

当开关611导通时，电容器C3通过变压器X1的初级绕组放电。一旦电容器C4已通过晶闸管器件被放电，RC定时器607就被重置，而且RC定时器607和开关611等待下一个半周期中节点200的来自经整流的AC信号的下一峰值。在下一个半周期中，当经整流AC信号从0向最大值升高时，现在已被充电的电容器C1和C2可以放电。如上所述，选择大电阻器R1，从而经由它消耗的电流可被忽略。因此，所有电流都将通过变压器X1的初级侧消耗，这将损耗保持在最小值。应当理解，由于原始AC信号的电压，C1和C2两端电压的方向在每个半周期都会进行交替。

与其它实施例一样，变压器X1初级侧的消耗电流的短脉冲造成了通过变压器X1次级侧的相应电流脉冲，从而电容器C7被逐渐充电，直到在输出节点206达到稳定状态的DC电压。该DC电压被提供给负载R_load。

如上所述，一旦电容器C1和C2被充满，电流就不再通过绕组流动。因此，与在其它实施例中一样，可选择电容C1和C2的值，以将通过绕组的电流设定为所希望的水平。这控制了功耗量。

与前面一样，注意，优选地，开关611在尽可能接近AC信号峰值处导通。这在开关611导通时，在绕组两端制造了最大的电压峰值。如果开关611在AC信号开始处(即当AC电压为0时)导通，则该设置将不起作用，因为这就仅仅是像没有开关611一样，而且也不会有来自AC电源的突然的电流流动，电容器C4(以及C3，如果存在的话)也没有充电的时间。即，开关611必须在经整流的AC信号已经升高一点之后导通，并且开关优选地在接近经整流的AC信号的峰值时导通，因为这使得电压峰值最大化。

如上所述，C3充当限压器，并且在某些情形下可被省略。但是，如果C3存在，则当经整流的AC信号向其峰值升高时，它将与C4一起充电。因此，当开关611导通时，存储在C4和C3中的能量将被传输到变压器绕组。

图13是本发明第四实施例的框图，图14示出了该实施例的电路实现方式。

可以看出，图13所示的第四实施例与第三实施例相同，除了从电路中去掉了限流器101和限压器105。概括地说，该设置包括AC电源V1、整流器103(由4个二极管D1、D2、D3和D4实现)、RC定时器107(由电阻器R1和电容器C4实现)、变压器X1、整流器113(二极管D6)、滤波器115(电容器C7)以及可选的滞流电路117(由电容器和电阻器实现)。在该实施例中，整流器103可以是仅包括一个二极管的半波整流器。第四实施例还包括第三实施例的MOSFET开关器件611和开关控制器610。该电路中已在前面描述过的各个部分以下将不再详述。

图15、16、17、18、19和20示出了图14的电路上的点处的各种电路特性与时间之间的关系。这些图示出了在输出节点的电压向稳定状态电压升高的过程中，在每个AC周期期间的电路特性。下面参考图15、16、17、18、19和20来描述第四实施例的操作。

图15是节点200的电压-时间关系图。当节点200的电压开始从零升高时，RC定时器107的电容器C4通过电阻器R1充电。当C4两端的电压(图16所示的节点201的电压)达到齐纳二极管D5的击穿电压时，Q1和Q2构成的晶闸管器件被导通，然后开关Q3也被导通。为了最大化可用的电源输出，在节点200的电压达到其峰值时，开关Q3优选地可被导通。这种同步可通过改变RC定时器107的时间常数来获得。

一旦晶闸管器件被导通，它就不断地从C4和R1消耗电流。因为R1是高电阻，C4是低电容，所以C4两端(节点201处)的电压很快地下降，如图16所示。

为了使C4能在下一周期中充电，晶闸管器件必须在下一周期开始前关断。当节点200的电压值下降到不能提供足够的经过R1的电流以使晶闸管器件保持工作状态时，晶闸管器件关断。

参考图17，可以看出当晶闸管器件导通时，MOSFET Q3(节点202)的栅极电压迅速升高，从而导通Q3。当Q3“导通”时，电流流过变压器X1的初级绕组。于是，能量以E＝1/2LI²的形式被存储，其中E是被存储的能量，L是变压器的初级绕组的电感，I是流过初级绕组的电流。

当在初级绕组中流动的电流增加时，R4两端(节点203)的电压呈现斜坡状图案(图18)。在操作时，Q3的栅极电压下降，同时其源极电压升高。当栅源电压之间的差降低到低于其阈值电压时，Q3关断。Q3一旦关断，存储在初级绕组中的能量就被传输到次级绕组。图19和20分别示出了变压器X1的初级和次级绕组两端的电压。

应当注意，Q3在半个AC周期期间仅导通和关断一次。图15示出了频率约120Hz时的开关操作。因此，本发明的这一实施例和以上实施例与以较高频率操作的传统开关模式电源相比具有更低的开关损耗。

图21示出了在第一应用中使用的本发明的电源，图22示出了包括本发明第二实施例(如图8所示)的应用。图21和22示出了在电器(例如电视机或洗衣机)中被用作为待机电源的电源。该电器直接连接到AC电源，以在正常使用时为其自身的工作提供电力。(图23示出了在外部电源例如移动蜂窝电话充电器中使用的电源，其将在下面讨论。)

图21示出了连接到AC电源(例如市电电源)的电器1101.当在工作模式中时，该电器依靠主电源工作，但是其可从工作模式切换到待机模式，也可从待机模式切换到工作模式.电器1101一般具有主电源1103和某种形式的控制.在此情形下，控制功能是利用电器中的遥控接收器1105实现的，该电器可具有外部控制装置(例如遥控)和内部控制装置(例如在一段空闲时间后自动待机).该电器还包括用于在待机模式期间提供电力的根据本发明的电源1107和控制电路1109.

现在一般性地描述该设置的操作。在电器1101的正常工作期间，主电源1103向遥控接收器1105以及该电器的其他功能提供电力。当向遥控接收器1105给出指令，以将系统置入待机模式时，主电源1103可被关断，并且遥控接收器1105可经由控制电路1109控制主电源1103关断。然后，待机模式中对遥控接收器1105的电力提供将由待机电源1107负责，从而遥控接收器1105可等待接通系统的指令。当从遥控接收器1105传来接通系统的指令时，待机电源1107还可经由控制电路1109提供用于接通主电源1103的电力，而且遥控接收器1105可经由控制电路1109控制主电源1103接通。

图22示出了使用图8的电源(即已描述的第二实施例)作为待机电源1107的图21的设置，现在将描述更具体的操作。

图22示出了连接到主电源1103和待机电源1107的AC电源。主电源1103连接到输出，以用于正常工作时电器的主要功能。主电源还连接到控制电路1109，控制电路1109连接到待机电源1107的输出节点206和充当待机电源1107的负载的遥控接收器1105。主电源1103还向遥控设备中的微控制器提供电力。

当主电源1103接通时(即在正常工作期间)，在输出节点206被提供给遥控接收器1105的电压被设定为略高于稳压器119的齐纳二极管D7的击穿电压。这将使得稳压器119中的晶体管Q3的基极-发射极被正向偏置，导致晶体管Q3导通。这意味着电流将经由电阻器R1和晶体管Q3流到地，从而防止电容器C4被充电。因此，RC定时器107被关断，因而开关111被关断。这意味着在主电源1103导通的正常工作期间，待机电源1107被关断。

当主电源1103关断时(即在待机工作期间)，输出节点206的电压将降低到齐纳二极管D7的击穿电压以下。当晶体管Q3关断时，RC定时器107将导通，开关111将激活，即根据RC定时器107和定时器重置器109，在每个AC周期中导通和关断两次，以提供通过次级绕组的脉冲消耗电流，从而稳定地对电容器C7充电。这意味着当主电源1103关断时，待机电源1107将接通，以在待机模式期间向遥控接收器1105提供电力(输出节点206处的DC电压)。如上所述，当有来自遥控接收器1105的接通系统的指令时，待机电源1107还可经由控制电路1109来提供用于接通主电源1103的电力。

图23示出了第二应用中使用的本发明的电源。图23示出了在外部电源中使用的电源。外部电源是这样的电源，其从AC电源获得输入，并以通常为DC电压的形式向其负载提供电源。这种外部电源的一个示例是电话充电器。

图23示出了用于提供外部电力的外部电源1301，其连接到AC电源(例如市电电源)。在正常工作期间，主电源1303将在输出处向负载提供电力。传感器1305可以是电流传感器，其当存在负载时(例如当要充电的设备连接到充电器时)导通主电源1303，并且当负载被移除时关断主电源。在待机模式期间，电力由待机电源1307提供。

该设置以与参照图21和22所述的设置类似的方式工作。当主电源1303接通时(即在正常工作期间)，待机电源1307被关断。当负载被移除时(即在待机模式期间)，传感器关断主电源1303，而待机电源1307被接通。当有负载连接到外部电源1301时，待机电源1307为传感器1305提供电力，以将主电源1303从待机模式接通到正常模式。

从上面的描述可看出，本发明提供了具有低功耗的电源。该电源可用在其中低功耗很重要的许多应用中。一些示例是作为：电子设备(例如电视机、洗衣机、微波炉、立体声音响和工作在正常模式和待机模式中的其他设备)中的待机电源；外部电源中的待机电源，用于提供电力以检测电子设备是否连接和导通主电源(例如在便携式电话充电器中)；或者需要低功耗的电子设备(例如插入AC墙壁插座中以提供微光的夜灯)的独立电源，包括低功率外部电源。还可以设想出其他应用示例。

上述电源的功耗可以很低，并且确定地可低至几毫瓦，如上所述，几毫瓦是将设备从待机中“唤醒”所需的典型功率。这与使用传统方法的典型功耗形成了对比，后者通常从几百毫瓦到几瓦。所提供的实际功率可通过改变电路组件的值来根据需要设定。

Claims (27)

1.一种用于电子设备的电源，所述电源包括：

变压器，所述变压器包括初级侧的初级绕组和次级侧的次级绕组，所述初级绕组可连接到交流电压源，所述次级侧的电路被设置为提供用于所述电子设备的直流输出电压；

位于所述变压器的初级绕组与所述交流电压源之间的开关；

用于控制所述开关的开关定时的开关定时器；以及

用于对所述交流电压源的交流电压进行整流的整流器；

其中所述开关被设置为在所述开关定时器的控制下，当经整流的交流电压从零向最大值升高时并且当所述经整流的交流电压已升高到不等于零的预定值时的某个时刻导通，以提供通过所述初级绕组的电流，从而提供通过所述次级绕组的电流，并且

其中所述开关被设置为在所述开关定时器的控制下，在所述经整流的交流电压再次开始升高之前关断。

2.如权利要求1所述的电源，其中所述开关被设置为在接近所述经整流的交流电压的每个峰值时导通。

3.如权利要求1所述的电源，其中所述开关定时器耦合到开关控制器并通过该开关控制器来控制所述开关的开关定时。

4.如权利要求1所述的电源，还包括连接在所述交流电压源与所述整流器之间的用于限制流过所述初级绕组的电流量的限流器。

5.如权利要求4所述的电源，其中所述限流器包括至少一个电荷存储器件。

6.如权利要求5所述的电源，其中所述电源被设置为一旦所述限流器的至少一个电荷存储器件已被充满，则电流就停止流过所述初级绕组。

7.如权利要求1所述的电源，其中所述开关定时器可与开关定时器重置器一起工作，所述开关定时器重置器被设置为在所述开关已关断后重置所述开关定时器。

8.如权利要求1所述的电源，其中所述开关被设置为使用正反馈来实现从关断到导通的快速切换。

9.如权利要求1所述的电源，还包括连接到所述初级绕组的用于防止所述设备在高电压下击穿的限压器。

10.如权利要求9所述的电源，其中所述限压器包括电荷存储器件，所述电荷存储器件被设置为当所述经整流的交流电压从零向最大值升高时充电。

11.如权利要求1所述的电源，其中所述整流器被设置为对所述交流电压源的交流电压进行全波整流。

12.如权利要求1所述的电源，其中所述次级侧上的电路经由在每个交流周期充电的电荷存储器件为所述电子设备提供所述输出电压。

13.如权利要求1所述的电源，还包括连接到所述次级绕组的用于减小所述开关的切换所造成的电磁辐射的电路。

14.如权利要求1所述的电源，还包括用于稳定所述直流输出电压的稳压器。

15.如权利要求1所述的电源，其中当所述开关关断时，所述电流流过所述次级绕组。

16.一种包括如权利要求1所述的电源的电子设备。

17.一种向电子设备供电的方法，所述方法包括以下步骤：

提供变压器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组，所述初级绕组经由开关连接到交流电压源；

提供用于对所述交流电压源的交流电压进行整流的整流器；

当经整流的交流电压从零向最大值升高时，当所述经整流的交流电压已升高到不等于零的预定值时，在开关定时器的控制下导通所述开关，以提供通过所述初级绕组的电流，从而提供通过所述次级绕组的电流；

将通过所述次级绕组的电流转换为用于所述电子设备的直流输出电压；以及

在所述开关定时器的控制下，在所述经整流的交流电压再次开始升高之前关断所述开关。

18.如权利要求17所述的方法，其中导通所述开关的步骤包括在接近所述经整流的交流电压的每个峰值时导通所述开关。

19.如权利要求17所述的方法，其中流过所述初级绕组的电流由连接在所述交流电压源与所述整流器之间的限流器限制。

20.如权利要求19所述的方法，其中所述限流器包括至少一个电荷存储器件。

21.如权利要求20所述的方法，其中关断所述开关的步骤包括一旦所述限流器的一个或多个电荷存储器件已被充满，则关断所述开关。

22.如权利要求17所述的方法，还包括当所述经整流的交流电压从零向最大值升高时对电荷存储器件充电的步骤，该电荷存储器件是所述开关定时器的一部分。

23.如权利要求17所述的方法，还包括当所述经整流的交流电压从零向最大值升高时对电荷存储器件充电的步骤，其中所述电荷存储器件充当用于防止所述设备在高电压下击穿的限压器。

24.如权利要求17所述的方法，其中当所述开关关断时，所述电流流过所述次级绕组。

25.一种可连接到交流电压源并可工作在正常模式和待机模式中每种模式的电子设备，所述电子设备包括：

主电源，用于在正常模式期间提供电力；

控制装置，用于接通和关断所述主电源；以及

待机电源，用于在待机模式期间向所述控制装置提供用于导通所述主电源的电力，所述待机电源包括：

变压器，所述变压器包括初级侧的初级绕组和次级侧的次级绕组，所述初级绕组可连接到交流电压源，所述次级侧的电路被设置为提供用于所述电子设备的直流输出电压；

位于所述变压器的初级绕组与所述交流电压源之间的开关；

用于控制所述开关的开关定时的开关定时器；以及

用于对所述交流电压源的交流电压进行整流的整流器；

其中所述开关被设置为在所述开关定时器的控制下，当经整流的交流电压从零向最大值升高时并且当所述经整流的交流电压已升高到不等于零的预定值时的某个时刻导通，以提供通过所述初级绕组的电流，从而提供通过所述次级绕组的电流，并且

其中所述开关被设置为在所述开关定时器的控制下，在所述经整流的交流电压再次开始升高之前关断。

26.如权利要求25所述的电子设备，其中所述待机电源还包括连接在所述交流电压源与所述整流器之间的用于限制流过所述初级绕组的电流量的限流器。

27.如权利要求25所述的电子设备，其中当所述开关关断时，所述电流流过所述次级绕组。