HK1073740A - 搜寻已知序列的装置及方法 - Google Patents

Description

搜寻已知序列的装置及方法

技术领域

本发明是关于当藉由相关而在接收机中执行搜寻一已知传输信号序列时所需要的计时(timing)分辨率与所遭受的性能损失的对照。搜寻是在传播路径搜寻或随机进接信道(RACH)前行侦测期间于第三代合伙计划(3GPP)宽带码分多址(WCDMA)接收机中执行。

背景技术

本发明的说明主要聚焦于一通信系统的分频双工(FDD)版。然而，本发明可以应用于任何通信系统中的几乎全部已知序列搜寻，以搜寻时域中的所接收信号的已知送出的序列。

接收机为何知道符号序列可能自一发射机送出有若干目的，诸如在路径搜寻中的关于计时延迟、振幅及相位的信道估计；诸如藉由随机进接信道前行侦测的用于(时隙式)ALOHA多重进接碰撞侦测及进接允准的信今(signaling)；及诸如在小区搜寻中的计时关系与偶数码群分配的信令。

特别是在涉及低阶信令的状况，通常有若干可能送出的不同已知序列，且信令值依发现何者而定。所以，必须针对所有可能或相关的序列进行搜寻。本发明可以应用于是否一次搜寻一序列或是以并列或串连方式执行不同单一序列的若干不同搜寻。

已知序列的精确接收计时通常是未知。不幸，此正是所关注的参数(例如，对于随机进接信道前行而言，如果发射机与接收机之间的距离及传播潜伏是未知)。此外，诸如在小区搜寻中，传输计时可能完全未知；或者，已知序列的接收于计时、振幅及相方面可能是在不同的复制品中，但是这些参数在诸如路径搜寻中将是特别受到关注的。

通常，当预期收到序列时，有某一时间窗，其由某传输计时关系(或者，如果序列是规则地重复送出，则只有重复率)构成。所以，在接收侧，于时间窗中进行序列的搜寻，一般是藉由在连续时间间隔使进入的接收信号重复相关，接着搜寻此相关器的输出信号中的最大值或临限值比较。此连续时间间隔的相关的操作可以视为进入的信号的有限脉冲响应(FIR)滤波，其使用所预期的序列当作有限脉冲响应滤波器的系数。此与使用匹配的滤波器进行侦测的理念一致。

在第三代合伙计划系统中，已知的符号序列使用根上升余弦(RRC)型脉冲成型滤波器传输。在接收机侧，使用一匹配于此传输脉冲的根上升余弦型滤波器。二滤波器的组合(在时域、卷积方面)则是上升余弦(RC)型。图1显示一上升余弦滤波器在时域的脉冲响应，而用于第三代合伙计划中的滤波器向上转移因子是0.22，且正常化至1.0以当作最大振幅。图1的滤波器脉冲响应的以分贝表示的振幅大小显示于图2。

显然，如果一符号的传输与接收计时是完全对准，则接收信号的振幅是最大值，且对于以符号期间Tc的整数倍隔离的相邻符号而言，接收信号是零。此是这些型式的滤波器的基本性质之一，且是此型式的滤波器使用于此申请案的理由。

如果精确的符号计时是未知，且接收是以某计时偏置而关闭，则接收信号的振幅不再是最大值。关于使用未知计时的已知序列的搜寻，典型上不符合精确的符号计时。因此，此型式的误差几乎总是发生。

如果在时间间隔Tc执行一已知序列的搜寻，则最大可能的计时误差是Tc/2，且由此导致的振幅衰减如图2所示约为4分贝，其为了性能的理由而遭禁止。对于间隔Tc/2执行一序列的搜寻而言，最大的计时误差是Tc/4，且振幅衰减是0.94分贝。

鉴于上述，以Tc/2的速率执行全相关乃是对于使用未知计时的已知序列搜寻的目前方法中最普遍可见的方法。然而，此方法在处理的效果方面并非最佳。计时不匹配造成的性能衰减的问题已在先前技术中藉由使用在基带处理链的开头进行的简单超取样方法而解决。与不使用超取样的处理相比，此方法需要数量可观的额外硬件。

发明内容

本发明能够以每码片单一样本的速率执行高度需求硬件的码片率，此与超取样率成为对比。

为了处理计时误差的可能性，本发明使用有限脉冲响应滤波器结构当作估计滤波器，其估计已在码片率处理中掠过的那些样本。因为处理是在符号位准执行，且因为有限脉冲响应滤波器的系数很短，所以，所需要的额外硬件显着低于在码片率执行超取样所需者。侦测性能的衰减几乎可以忽略，即使当使用具有少数分接头的有限脉冲响应滤波器结构时亦然，此滤波器结构是简单的设计，且实施时并不昂贵。

于是，与用于处理计时不匹配的目前的超取样技术相比，本发明使相关过程的处理成本减少约50％，同时达成类似的性能，且所需要的硬件成本减少。

附图说明

图1是向上转移因子为0.22的上升余弦滤波器的时域中的脉冲响应。

图2是以分贝表示的图1的滤波器的振幅大小。

图3是藉由本发明的滤波器的上升余弦脉冲的卷积。

图4是本方法与原始相关结果及估计相关结果的总最大衰减的以分贝表示的振幅大小比较。

图5是用于达成计时同步化的系统的框图。

图6是用于解释目前使用的「暴力」技术的框图。

图7是用于解释本发明的技术的框图。

图8是本发明的替代实施例。

具体实施方式

将参考图式，说明本发明，其中相同的号码代表所有相同的组件。

先前技术段落中提到，在一已知序列的搜寻中，于执行相关空闲时间的时候，所得的振幅可以从上升余弦脉冲读出，依计时落后而定。假设已知序列具有所欲的性质，即，具有单一狄拉克(dirac)脉冲的自动相关功能，其仅是近似。实际上，此自动相关也具有旁瓣，其是根据精确的已知序列/搅乱码，为了该码，必须将精密评估列入考虑而定，但是为了简便起见，在此可以忽略。

所以，如果针对以时间互相隔离(例如，以Tc)的已知序列执行相关，则上升余弦脉冲的取样复制品可以在这些相关结果的序列中看到。

在稀有的精确接通时间相关的状况，此将是最大值，且不能看到旁瓣。在一般的状况，其中存在某计时偏置，将可观察到一最大值，且在邻近的相关结果中，将观察到依据上升余弦脉冲在Tc取样的正与负旁瓣。

因为希望以1/Tc的速率计算相关结果，但是希望在Tc/2的计时偏置的状况避免遭受4分贝的损失，本发明尝试针对可用的值，藉由将旁瓣收集及建设性结合在一起，以额外的计时偏置Tc/2计算遗失但是是所欲的相关结果值。依此方式，正旁瓣将与正权值结合，且负旁瓣将与负权值结合。

为了更精确导出权值，可以使用强旁瓣以放大，及使用弱旁瓣以衰减，如同最大比例结合理论，(即，匹配的滤波器)。在相关结果的复制品中其是取样的上升余弦型，应用一匹配于此信号的有限脉冲响应滤波器，其也是取样的上升余弦型滤波器。

对于接通时间的状况及以1/Tc取样而言，有限脉冲响应滤波器的脉冲响应是单一狄拉克脉冲，所以不需要其它行动。对于Tc/2转移的状况及以1/Tc取样而言，有限脉冲响应滤波器是在Tc＝N+的时间间隔取样的上升余弦时间脉冲，N是所有整数。

除了应用于匹配至一已知序列的匹配的滤波器(其是相关滤波器)以外，本发明也可以应用于匹配至全知传输滤波器链的匹配的滤波器(其是上升余弦滤波器)。此滤波器，其系数如同在Tc＝N+的时间间隔取样的上升余弦脉冲，N是所有整数，的长度无限，所以需要截取。假设滤波器截取至4系数a₀...a₃的长度，  其中a₀＝a₃＝RC(t＝1.5)＝-0.1914且a₁＝a₂＝RC(t＝0.5)＝0.6294，(t正常化至Tc)。如果计算的相关结果cr(t)可以用于某些落后t＝0，1，2，3，则可以只使用4分接头有限脉冲响应滤波器，通过可用的相关结果，完成cr(1.5)的良好的估计：

方程式(1)

使用此方法，可以从任何四邻近的相关结果估计所欲的中央、非可用(因为并非整数而是整数+Tc的计时偏置)但是是所欲的相关结果值，以减少计时误差及所得的振幅衰减。

因为截取滤波器长度，所以它是估计值，而非精确的计算值。而且，因为上升余弦脉冲具有大于1/(2*Tc)但小于1.22/(2*Tc)的单侧频带宽度，所以从它使用1/Tc当作取样率而取样不足的事实导致更多的损失。此外，所使用的估计滤波器的带宽小于1/(2*Tc)。必须注意，在希望将分辨率自2/Tc延伸至4/Tc的例子中，带宽的问题无关紧要。然而，因为此并非较佳的应用实施例，所以在本发明中以1/Tc的速率执行上升余弦脉冲的取样(即，以1/Tc的速率执行初始相关，然后估计其余的值，以获得2/Tc的速率)。

此外，为了序列搜寻的目的，不需要藉由在N倍Tc(N非零)零交叉而维持上升余弦型总脉冲成型滤波器链的基本性质。实际上，在此应用中，重要的是就全部计时偏置而达成高尖峰，俾使尖峰侦测性能尽可能与准随机计时偏置无关。

如前述，本发明较佳为使用4分接头有限脉冲响应滤波器，其以1/Tc的时间间隔，应用于可用的计算相关结果以估计中间相关值，藉以将相关结果的计时分辨率增加至2/Tc。然后，任何连续处理，诸如临限值比较或最大值搜寻，以2/Tc的速率施加至可用的这些相关结果，恰如同它们已以2/Tc的速率藉由暴力全相关而计算。

图5显示系统模型10，其中狄拉克脉冲12施加至序列有限脉冲响应滤波器14，其施加至形成信道16的一部分的根上升余弦(RRC)有限脉冲响应滤波器18。在接收机端，根上升余弦(RRC)有限脉冲响应滤波器20接收传输信号，滤波器20匹配于传输脉冲。滤波器18与20的组合当作上升余弦(RC)型滤波器。本发明的新颖特点之一是使用已知序列侦测器22于信号处理链。在内插以后，以极类似于传统装置的方式，在级22执行后处理，例如，最大值搜寻或临限值侦测。自信号处理链省略有限脉冲响应滤波器结构将导致一藉由相关的已知序列的搜寻苦于严重的性能衰减，或必须使先前的主要码片率处理的复杂性加倍。

图6显示「暴力」方法，其中已知序列侦测器22包括一相关器有限脉冲响应(FIR)滤波器24，其以每芯片二样本的速率接收进入的信号，且提供它的输出至同样以每芯片二样本的速率操作的尖峰搜寻侦测器25。

进行比较，本发明的新颖方法，显示于图7，以每码片一样本的速率提供进入的信号至序列相关器有限脉冲响应滤波器24。它的输出也是以每码片一样本的速率直接施加至多路复用器28及估计滤波器26，估计滤波器26在较佳实施例中是四(4)分接头有限脉冲响应滤波器。

信号以每芯片一样本的速率施加至有限脉冲响应滤波器24，且它的输出同样以每码片一样本的速率由估计有限脉冲响应滤波器26处理。

多路复用器28接收两信号流，且将这些流交替传送至尖峰搜寻/侦测器25，其以每码片二样本的速率执行尖峰搜寻/侦测操作。

用于本申请的4分接头有限脉冲响应滤波的性能的估计提出于下。因为滤波器的建议系数是作为所取样的上升余弦脉冲本身，对于一接通时间而言(即，在此状况是1/Tc取样的3Tc/2)，进入滤波器的信号(假设尖峰振幅是1.0)，待由相关系数相乘的每分接头的信号等于系数：

              cr(n)＝RC(n-1.5)    方程式(2)

内插滤波器可以视为匹配至上升余弦(RC)脉冲的匹配滤波器。因为此脉冲是无限的，所以理想的滤波器也将是无限。藉由限制滤波器为四(4)分接头，使用众人皆知的方法使系数进一步最佳化，诸如使均方误差减至最小是可能的。然而，所得的改进不高于0.1分贝侦测敏感度。

使用方程式(2)于方程式(1)，则以上方程序(1)提出的系数cr(1.5)可以估计为：

方程式(3)

在此状况，cr′(1.5)＝0.8656是在t＝1.5的尖峰的估计，就是t＝0...3(即，邻近的4值)而从cr(t)估计。对于估计的尖峰而言，此是-1.25分贝＝20log(0.8656)的损失。方程式(3)的结果代表滤波器将施加至一在它的输入的白噪声信号的能量定标。此意指在滤波器的输入的白噪声衰减-0.63分贝＝10log(0.8656)而到达输出。

因为希望获得衰减尽可能小的估计的尖峰，同时防止白噪声放大或衰减，所以有限脉冲响应滤波器的全部系数组以1/sqrt(cr′(1.5))＝1/sqrt(0.8656)＝1.0749定标。然后，新系数组是b₀＝b₃＝RC(t＝1.5)/sqrt(cr′(1.5))＝-0.2057且b₁＝b₂＝RC(t＝0.5)/sqrt(cr′(0.5))＝0.6765。

此滤波器设计不会改变白噪声信号通过滤波器时的能量。然而，藉由新定标的滤波器系数的估计结果将只达成cr”(1.5)＝sqrt(0.8656)＝0.9304的值。尖峰的剩余衰减现在减小为-0.63分贝＝20log(sqrt(0.8656))。因此，此-0.63分贝的衰减等于在尖峰的信号噪声比(SNR)的衰减。

已展示如果来自以1/Tc相关的真实计时偏置等于Tc/2时本发明的新定标的估计滤波器的衰减为何。此状况很稀有，且通常，计时偏置是不同且准随机。因此，现在将考虑不同计时偏置对于本发明的滤波器估计方法的冲击。如果观察使用滤波器的上升余弦脉冲的回旋，则这是可能的。结果显示于图3。

本方法的总最大衰减与原始相关结果及估计相关结果的以分贝表示的振幅大小间的差异以共同图显示于图4。如图4所示，本发明的方法的最大衰减是1.15分贝，其不会比以Tc/2的速率执行的暴力相关计算(其是0.94分贝)大很多。

四分接头有限脉冲响应估计滤波器的使用提供相当于「暴力」方法的性能，且将用于执行「暴力」方法的硬件减少50％的位阶。

虽然大量分接头可以提供于估计有限脉冲响应滤波器26，但是随着包含额外的分接头，所得到的滤波器性能的改进显着降低。然而，分接头数目的增加使通过滤波器的延迟增加，且添加滤波器的复杂性。于是，分接头的总数较佳为四(4)，但是在二(2)至二十(20)的范围内仍然有意义。较佳的范围是二(2)至十(10)，而最佳的范围是二(2)至四(4)。

本发明的此内插方法有若干变形，以使性能与处理的效果的对比最佳化：

.改变滤波器分接头的数目

.使用多于1的估计值，其与相隔Tc的真实计算值隔离Tc/2(例如，使用隔离Tc/3的2估计值及2分接头滤波)。

.图8显示一配置，其中使用多于1的估计有限脉冲响应滤波器。例如，假设使用二估计滤波器26-1与26-2，它们的输出及来自序列相关有限脉冲响应滤波器24的输出施加至多路复用器28¹，其与图7所示的多路复用器28的差异在于来自26-1与26-2及22的输出是以循序方式馈送至尖峰搜寻侦测器25，尖峰搜寻侦测器25以三倍取样率的速率操作。在所提供的例子中，估计有限脉冲响应滤波器26-1与26-2可以是二(2)分接头有限脉冲响应估计滤波器。如果需要的话，更大量估计滤波器26可以使用于以N+1倍取样率的速率操作的尖峰搜寻/侦测器24，其中N等于所使用的估计滤波器的数目。必须注意，使用更大量估计滤波器所得到的性能改进同样很显着降低，估计滤波器的最大数目较佳为不超过四(4)。

总之，本发明建议使用估计，以使极度需要处理的相关的时域的计时分辨率增加，与增加原始相关中的分辨率相比，额外的处理很少。

Claims (24)

1.一种侦测具有已知序列的接收信号以获得同步化的方法，包含：

a.使该信号通过一匹配于预期的已知序列的有限脉冲响应(FIR)相关序列滤波器；

b.使步骤(a)获得的信号通过第二有限脉冲响应滤波器，其匹配于一以如在既定码片率进行的码片率处理以前所见者的信号脉冲；

c.执行中间结果的相干与不相干结合的后处理；

d.以不同于该既定码片率的码片率，对于步骤(c)获得的信号执行临限值比较。

2.如权利要求1所述的方法，其中步骤(d)是以该既定码片率的二倍执行。

3.如权利要求1所述的方法，其中步骤(b)包含：提供具有既定数目的分接头的有限脉冲响应滤波器。

4.如权利要求3所述的方法，其中步骤(b)包含提供具有一些分接头的该有限脉冲响应滤波器，其在二(2)至二十(20)的范围内。

5.如权利要求4所述的方法，其中步骤(b)较佳为包含提供具有四(4)至十(10)分接头的该有限脉冲响应滤波器。

6.如权利要求5所述的方法，其中最佳的范围是二(2)至四(4)分接头。

7.如权利要求6所述的方法，其中步骤(b)包含提供具有系数(a₁，a₂，a₃，a₄)的四(4)个分接头，其中a₀＝a₃＝RC(t＝1.5)＝-0.1914且a₁＝a₂＝RC(t＝0.5)＝0.6294，以尽可能使该估计的尖峰衰减，及防止白噪声放大或衰减。

8.如权利要求6所述的方法，其中步骤(b)包含提供具有系数(b₁，b₂，b₃，b₄)的四(4)个分接头，其中b₀＝b₃＝RC(t＝1.5)/sqrt(cr′(1.5))＝0.2057且b₁＝b₂＝RC(t＝0.5)/sqrt(cr′(0.5))＝0.6765，以尽可能使该估计的尖峰衰减，及防止白噪声放大或衰减。

9.如权利要求1所述的方法，其中又包含：

e.在执行步骤(c)以前，将步骤(a)与步骤(b)获得的信号多路复用，步骤(c)包含以交替的方式在步骤(a)与步骤(b)获得的信号执行临限值比较。

10.如权利要求1所述的方法，其中步骤(b)是以1/Tc的速率执行，且步骤(d)是以2/Tc的速率执行，1/Tc是该码片率。

11.如权利要求1所述的方法，其中步骤(b)是以2/Tc的速率执行，且步骤(d)是以4/Tc的速率执行，1/Tc是该码片率。

12.如权利要求1所述的方法，其中步骤(b)是以N/Tc的速率执行，且步骤(d)是以2N/Tc的速率执行，1/Tc是该码片率。

13.一种使具有已知序列的信号相关以获得同步化的装置，包含：

一匹配于该已知序列的序列相关有限脉冲响应(FIR)滤波器；

一估计有限脉冲响应(FIR)滤波器，其匹配于在来自该序列相关有限脉冲响应滤波器的原始信号上，进行码片率处理行动以前的脉冲；及

一作用于来自该估计有限脉冲响应滤波器的信号上，以便进行尖峰侦测的临限值侦测器。

14.如权利要求13所述的装置，其中该临限值侦测器以该接收信号的码片率的二倍操作。

15.如权利要求13所述的装置，其中该估计有限脉冲响应滤波器具有多个(N)分接头，N＝20。

16.如权利要求15所述的装置，其中N＝4。

17.如权利要求13所述的装置，其中该脉冲是用于宽带码分多址系统的根上升余弦脉冲。

18.如权利要求13所述的装置，其中该估计有限脉冲响应滤波器包含若干连接至该序列相关滤波器的匹配的滤波器。

19.一种用于同步化具有已知序列及既定码片率的接收信号的方法，包含：

a)提供一多分接头有限脉冲响应(FIR)滤波器；

b)将该有限脉冲响应滤波器的系数组定标；及

c)以大于该既定码片率的预定率，取样通过该有限脉冲响应滤波器的信号。

20.如权利要求19所述的方法，其中步骤(c)以该既定码片率的二倍执行。

21.一种侦测具有已知序列及既定码片率的接收信号的方法，包含：

a)使该信号通过一有限脉冲响应(FIR)滤波器，以用于序列相关；

b)使步骤(a)获得的信号通过n有限脉冲响应(FIR)估计滤波器；及

c)循序耦合步骤(a)与(b)获得的信号至一以该码片率的N+1倍的速率操作的尖峰搜寻/侦测器。

22.如权利要求21所述的方法，其中当n＝1，步骤(b)包括提供一个四个(4)分接头有限脉冲响应滤波器。

23.如权利要求21所述的方法，其中当n＝2，步骤(b)包括提供第一与第二个二(2)分接头有限脉冲响应滤波器。

24.如权利要求21所述的方法，其中步骤(b)包含配置该有限脉冲响应滤波器，以在该码片率操作。