FR2598569A1 - Amplificateurs de signaux repartis en parallele - Google Patents

Abstract

DES AMPLIFICATEURS REPARTIS 22, 26, OU PLUS, SONT MIS EN PARALLELE AFIN D'AUGMENTER LA PUISSANCE DE SORTIE DISPONIBLE. DES DEPHASEURS 224 SONT COUPLES AUX AMPLIFICATEURS COMME CELA EST NECESSAIRE POUR MAXIMALISER LA PUISSANCE DE SORTIE A UNE CERTAINE FREQUENCE. AVEC CET AJUSTEMENT DE PHASE, LES AMPLIFICATEURS PEUVENT PRESENTER DES LOGEURS ELECTRIQUES EFFECTIVES QUI DIFFERENT ENTRE ELLES DE N 360, OU N EST UN NOMBRE ENTIER POUVANT ETRE NUL. LES VALEURS DE N AUTRES QUE ZERO REDUISENT DE MANIERE NON SOUHAITABLE LA LARGEUR DE BANDE INSTANTANEE DES AMPLIFICATEURS MIS EN PARALLELLE. ON MAXIMALISE LA LARGEUR DE BANDE EN AJOUTANT DES RETARDS SUFFISANTS POUR RAMENER N A ZERO.

Description

Cette invention concerne la mise en parallèle d'amplificateurs de signaux

en vue de l'obtention d'une puissance plus élevée et, plus particulièrement, elle vise à l'augmentation de la largeur de bande de fréquence instantanée d'amplificateurs à tubes à ondes stationnaires mis en parallèle. Il est souvent souhaitable de produire un signal à un niveau de puissance plus élevé que celui qui peut être produit par un unique dispositif. Ceci se fait couramment dans les amplificateurs de puissance pour audiofréquence, dans lesquels deux tubes, ou 10 plus, sont combinés en un montage en parallèle ou en push-pull dans le but de doubler (ou d'augmenter plus encore) la puissance de sortie disponible à un niveau de distortion donné. Le fonctionnement en push-pull constitue une forme de mise en parallèle suivant laquelle la distortion harmonique est annulée et il est cou15 ramment employé dans les amplificateurs d'audiofréquence à haute fidélité ainsi que dans les amplificateurs pour la télévision par

câble (CATV).

La mise en parallèle de multiple dispositifs amplificateurs de signaux est très courante pour les fréquences radioélectriques 20 et les micro- ondes, puisque les limitations matérielles imposées aux dispositifs de traitement de signaux particuliers rendues nécessairespar les fréquences élevées de fonctionnement tentent à diminuer la capacité de traitement de puissance du dispositif de traitement de signaux particulier. Un large domaine de la technique antérieure concerne des montages permettant de combiner la puissance de sortie d'une multiplicité de dispositifsde traitement de signaux micro-onde, tels que des amplificateurs. Certains d'entre eux sont décrits dans l'article "Microwave Power Combining Technique" de K.J. Russell, publié dans IEEE Transactions on Microwave Theory 30 and Techniques, vol. MTT-27, n 5, mai 1979. Cette publication concerne l'utilisation de dispositifs de traitement de signaux identiques disposés en structures symétriques, de sorte que les signaux arrivant au point de combinaison sont en phase. Dans d'autres cas, comme dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique n0 4 291 278 délivré le 22 septembre 1981 à Quine, la structure n'est pas symétrique, et des déphaseurs sont prévus pour compenser

les déphasages produits par la structure asymétrique.

Il est souhaitable d'améliorer la largeur de bande d'amplificateurs de signaux en parallèle.

Un système en parallèle comporte un premier amplificateur réparti doté d'un moyen d'entrée, d'un moyen de sortie et donnant lieu à un retard électrique, entre les moyens d'entrée et de sortie, qui est plus grand que la durée correspondant à une longueur d'onde pour une fréquence appartenant à l'intervalle des 10 fréquences de fonctionnement. L'ensemble comporte également un deuxième amplificateur réparti possédant également des moyens d'entrée et de sortie et donnant aussi lieu à un retard électrique, entre les moyens d'entrée et de sortie, qui est plus grand que la durée d'une longueur d'onde. Le retard du deuxième amplifi15 cateur peut différer du retard du premier amplificateur, d'une différence correspondant à un déphasage supérieur à 360 . Un séparateur d'entrée est destiné à être couplé à une source de signaux à amplifier afin de produire au moins deux parties de signaux d'entrée d'amplitude réduite. Un coupleur d'entrée est couplé au 20 séparateur de signaux d'entrée et aux moyens d'entrée des premier et deuxième amplificateurs afin de coupler la première partie des signaux à amplifier au moyen d'entrée du premier amplificateur et de coupler la deuxième partie des signaux à amplifier au moyen d'entrée du deuxième amplificateur. Les premier et deuxième ampli25 ficateurs produisent des premier et deuxième signaux amplifiés, au niveau de leurs moyens de sortie respectifs. Un coupleur de sortie est couplé aux moyens de sortie des premier et deuxième amplificateurs afin de combiner les premier et deuxième signaux amplifiés en un moyen d'addition de signaux. La coïncidence de 30 phase des premier et deuxième signaux amplifiés est nécessaire dans les limites d'une phase spécifiées pour obtenir un niveau de sortie maximal à une fréquence quelconque. La largeur de bande instantanée peut être inférieure à celle souhaitée par suite d'un excès de déphasage. Un correcteur de retard de trajet est couplé à l'un des moyens d'entrée et de sortie de celui des amplificateurs qui possède un retard électrique plus court, de ladite différence de retard, que le retard électrique de l'autre amplificateur. Le retard

électrique supplémentaire sert à compenser la différence de retard.

Le retard entre les moyens d'entrée et de sortie est égalisé et 5 les phases sont compensées, ce qui produit un signal de sortie

maximal associé à une largeur de bande instantanée maximale.

La description suivante, conçue à titre d'illustration de

l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristisques et avantages; elle s'appuie sur Les dessins 10 annexes, parmi lesquels: - La figure 1 est un schéma de principe d'un ensemble selon la technique antérieure destiné a mettre parallèle des aphi ficateurs à tube à ondes progressives (TWT) - la figure 2 est un schéma de principe d'un mode de réalisation 15 selon l'invention; - la figure 3 est un tracé montrant L'amélioration de la largeur de bande pouvant être obtenue avec L'ensemble selon Linvention; - la figure 4 est un schéma de principe d'un ensemble montà 20 en parallèle qui utilise un déphaseur étalonné pour déterminer le retard de propagation en fonction de La fréquence; - la figure 5 est un tracé de l'isolation en fonction de la fréquence, qui indique la largeur de bande maximale pour un ensemble parallèle particulier; - la figure 6 est un tracé montrant la position du déphaseur en fonction de la fréquence avec et sans le compensateur de phase; et - la figure 7 est un schéma de principe d'un ensemble d'ampLificateurs en parallèle possédant des longueurs de trajets de trans30 mission qui sont sélectionnés de manière à égaliser à la fois le

retard et la phase au point d'addition.

Sur la figure 1, est présenté un schéma de principe d'un ensemble à tubes à ondes progressive en parallèle selon la technique antérieure. Les signaux à amplifier sont appliqués à un moyen d'en35 trée d'un coupleur hybride à 90 à 3dB, désigné par la référence 14, via un moyen d'entrée 12 pour fréquence radioélectrique, cu haute fréquence,(RF). Le coupleur hybride 14 produit un signal en phase au niveau d'un moyen de sortie 16 et un signal de sortie déphasé de 90 d'amplitude sensiblement égale au niveau d'un moyen de sortie 18. De tels coupleurs hybrides sont bien connus dans la

technique et ne demandent aucune description supplèmentaire. Le

signal en phase venant du moyen de sortie 16 est appliqué via une ligne de transmission 20 à un moyen d'entrée 21 d'un amplificateur 22 à tube à ondes stationnaires (TWT) 22. Les signaux venant du 10 moyen de sortie 18 du coupleur hybride 14 sont appliqués via un déphaseur ajustable 24 et des parties de ligne de transmission 23

et 23' à un moyen d'entrée 25 d'un deuxième amplificateur à TWT 26.

Les signaux appliqués aux moyens d'entrée des amplificateurs 22 et 26 sont amplifiés et appliqués, respectivement via des lignes de 15 transmission supplémentaires 28 et 30,à des moyens d'entrée respectifs 32 et 34 d'un coupleur hybride à 90 à 3dB supplémentaire 36. Le coupleur hybride 36 coupe les signaux appliqués à ses moyens d'entrée 32 et 34 sur ses moyens de sortie 38 et 40. Le moyen de sortie 40 est couplé à une charge de rejet 42, et le moyen de sortie 38 est couplé à une borne de sortie 44. La charge de rejet

42 est adaptée à l'impédance caractéristique des lignes de transmission et des coupleurs hybrides.

Dans un ensemble tel que celui de la figure 1, si la phase du signal arrivant au niveau du moyen 34 du coupleur 36 est déphasé 25 de -90 (le signe moins indiquant un retard) par rapport au signal arrivant au moyen 32, les signaux s'ajoutent au niveau du moyen de sortie 38 et s'annulent au moyen de sortie 40. Toute différence d'amplitude entre les signaux qui arrivent sur les moyens 32 et 34 conduira au fait qu'une partie de l'énergie sera couplée par l'in30 termédiaire du moyen 40 à la charge de rejet 42. Cette partie d'énergie arrivant sur la tharge 42 n'est pas disponible pour être appliquée via la borne de sortie 44 à la charge voulue. De la même façon, lorsque la phase relative des signaux appliqués aux moyens 32 et 34 écarte de la relation de quadrature de phase, la puissance 35 couplée au moyen 38 diminue et la puissance couplée via le moyen de sortie 40 à la charge de rejet 42 augmente jusqu'à la situation dans laquelle le signal appliqué au moyen 44 est en avance de 90 sur le signal appliqué au moyen 32 (une situation à +90 ), toute la puissance allant alors à la charge de rejet 42 et aucune n'allant à la borne de sortie 44. Pour ajuster la phase de ce montage selon la technique antérieure, on applique la fréquence de travail voulue au moyen d'entrée de haute fréquence 12 et on ajuste le déphaseur 24 de manière à maximaliserlapuissance de sortie au niveau du moyen 44. D'un point de vue pratique, un ajustement plus sensible 10 minimise la puissance appliquée à la charge de rejet 42, ce pour

quoi la puissance fournie au moyen de sortie 44 est maximalisée.

La figure 2 illustre un ensemble d'amplificateurs en parallèle selon l'invention. La figure 2 est analogue à la figure 1, et les éléments de l'ensemble de la figure 2 qui correspondent à ceux de 15 la figure 1 sont désignés par les mêmes numéros de référence. Il a été découvert que des amplificateurs répartis tels que des amplificateurs à tube à ondes stationnaires peuvent présenter des déphasages qui dépassent 360 . En fait, des amplificateurs à tube à ondes stationnaires par ailleurs identiques peuvent avoir des dif20 férences de longueur de propagation dépassant trois longueurs d'onde. Ainsi, lorsque l'on corrige la phase de la manière décrite en relation avec la figure 1 pour maximaliser la puissance de sortie fourni à la charge voulue, il peut exister des différences de longueur de trajet valant plusieurs longueurs d'onde entre les 25 deux trajets (celui qui passe dans l'amplificateur 22, et l'autre,

passant par l'amplificateur 26). De telles différences de longueur de trajet peuvent conduire à une limitation de la largeur de bande.

On peut comprende ce que signifie une réduction de la largeur de bande due à des différences de longueur de trajet valant N x 360 , o N est un nombre entier, en considérant la situation dans laquelle les signaux arrivant sur les moyens 32 et 34 du coupleur hybride de sortie 36 sont en phases à une fréquence de 10 GHz, tandis que la longueur de trajet empruntant l'amplificateur à TWT 26 dépasse la longueur de trajet dans l'amplificateur 35 à TWT 22 d'une seule longueur d'onde. Il est clair que cette différence d'une seule longueur d'onde deviendra une différence de deux longueurs d'onde à 20 GHz et demeura un état de différence de 1,5 longueur d'onde (180 ) à 15 GHz. Ainsi, à 15 GHz, Les phases

relatives des signaux appliqués aux moyens 32 et 34 s'inversent.

Par conséquent, à 15 GHz, aucun signal n'est délivré par le moyen 38 à La borne d'utilisation 44, et toute la puissance est dissipée dans la charge de rejet 42. Lorsque le nombre des longueurs d'onde de déphasage augmente, le déphasage devient plus important au fur et à mesure que la fréquence s'accroit. Un changement du déphasage de 180 qui est nécessaire pour passer d'un niveau de sortie uti10 lisable maximal à un niveau de sortie utilisable nul se produira pour les fréquences plus proches de 10 GHz que de 15 GHz au fur et à mesure que le nombre des longueurs d'onde de la différence de retard augmentera. Des différences de longueur de trajet valant cinq longueurs d'onde peuvent réduire la largeur de bande instan15 tanée (la fréquence entre le maximum de puissance de sortie et le minimum de puissance de sortie) jusqu'à 5 %. Cette limitation de la fréquence qui est due à la mise en parallèle se superpose aux autres limitations de la fréquence qui sont propres aux structures particulières du montage. Ainsi, on peut voir que toute inégalité 20 des longueurs de trajet dans un système en parallèle tel qu'un amplificateur à tube à ondes stationnaires constitue un extrëme inconvénient. Selon l'invention, on ajuste le déphaseur 224 de manière à non seulement créer un état de concordance de phase pour les signaux 25 présents sur le moyen de sortie 38 du coupleur hybride 36 o les signaux sont additionnés, mais aussi pour égaliser la longueur de trajet entre le moyen d'entrée 13 du coupleur hybride 14 et le moyen de sortie 38 du coupleur hybride 36 via les trajets passant dans les amplificateurs à TWT 22 et 26. On égalise la longueur de 30 trajet de façon que la différence des longueurs de trajet soit N(360 ), o N=O. Il faut insister sur le fait qu'il n'existe;aucune différence fondamentale entre le déphaseur 24 de l'ensemble selon la technique antérieure présenté sur la figure 1 et le déphaseur 224 de l'ensemble présenté sur la figure 2, sauf en ce qui concerne 35 son alignement. Des déphasages sont souvent produits par l'utilisation de mécanismes retardateurs de phase tels que des longueurs

de transmission.

Comme mentionné, La mesure de la puissance couplée par L'intermédiare du moyen de sortie 40 du coupleur hybride 36 à La charge dynamique 42 constitue une mesure sensible de l'addition de phase correcte au niveau du moyen de sortie 38 et une mesure indirecte du signal au niveau du moyen de sortie 38. On dispose une paire d'amplificateurs à TWT de façon que des Longueurs de Lignes de transmission égales connectent leurs moyens d'entrée et leurs moyens de sortie aux moyens des coupleurs hybrides associés. Un moyen d'ajustement de phase tel que celui repéré par la référence 24 10 sur la figure 1 est réglé en phase de manière à maximaliser la puissance de sortie sur le moyen 38 à une fréquence centrale de 11,95 GHz. Un tracé de la puissance appliquée au moyen diélimination, ou de rejet, par rapport à la puissance d'entrée totale (ce rapport est appelé l'isolation) est fait et présenté en 300.sur 15 la figure 3. Comme représenté, Le tracé 300 atteint un maximum de 42 dB d'isolation à 11,95 GHz. L'isolation diminue progressivement (la quantité relative de puissance couplée à la charge d'élimination

augmente) et atteint environ 16 ou 17 dB à 11,7 GHz et à 12,2 GHz.

La largeur de bande instantanée pour une isolation de 20 dB est 20 d'environ 280 MHz. Une isolation de 20 dB correspond au fait que 1 % de la puissance passe dans La charge d'élimination et 99 % restent disponibles pour être utilisés sur la borne de sortie 44. Une valeur de 17 dB signifie qu'environ 2 % de la puissance passe au moyen d'élimination tandis que 98 % restent couplés à la borne 44 25 pour être utilisés. Par opposition, une valeur de 40 dB signifie que 0,01 % de la puissance s'en va dans le moyen d'élimination et que 99,99 % restent utilisés. IL est naturellement souhaitable de maximaliser la puissance allant au moyen de sortie 38 et de minimiser la puissance allant au moyen de sortie 40. Le tracé 310 30 de la figure 3 montre la quantité de puissance allant à la charge d'élimination en fonction de la fréquence dans un ensemble tel que celui présenté sur la figure 2 après un ajustement du déphaseur 224 permettant à la fois de corriger la phase et de compenser la différence N (360 ) de longueur de trajet des amplificateurs 22 et 26. Comme on peut le voir, l'isolation égale ou dépasse 20 dB

sur toute la gamme de fréquence allant de 11 700 à 12 200 MHz, soit une largeur de bande instantanée d'au moins 500 MHz. Ceci constitue une amélioration notable pour la largeur de bande de fonctionnement.

Les figures 4 à 7 aident à expliquer un procédé permettant d'établir le nombre de longueurs d'onde de la différence de retard dans les deux trajets de manière à pouvoir les corriger. La figure 4 est un schéma de principe d'un ensemble servant à procéder à l'essai des amplificateurs à tube à ondes stationnaires et des coupleurs hybrides à 3dB devant être utilisés dans te système. Les 10 éléments de la figure 4 qui correspondent à ceux des figures 1 et 2 sont désignés par les mêmes numéros de référence. Un coupleur directionnel 498 est couplé entre le moyen de sortie 40 du coupleur hybride 46 et la charge d'élimination 42 et est conçu pour coupler à un dispositif de mesure de puissance 496 un échantillon de la 15 puissance allant à la charge d'élimination 42. De la même façon, un coupleur directionnel supplémentaire 494 est connecté entre le moyen de sortie 38 et une charge adaptée (non représentée) qui est connectée à la borne 44. Le coupleur directionnel 494 est conçu pour coupler un échantillon de la puissance allant vers la borne 20 44 à un dispositif de mesure de puissance 492. Sur la figure 4, la longueur de la ligne de transmission 20 allant du moyen 16 du coupleur 14 au moyen d'entrée 21 de l'amplificateur 22 est rendue électriquement égale à la longueur du trajet de ligne de transmission partant du moyen de sortie 18 du coupleur 14 et du moyen d'entrée 25 25 de l'amplificateur 26, y compris les parties de ligne de transmission 23 et 23', et comportant également un déphaseur étalonné 424. Ce type d'égalisation est connu dans la technique, mais sera brièvement décrit ici. La longueur électrique d'une ligne de transmission dépend principalement de son matériau diélectrique. Les matériaux diélectriques courants sont l'air, qui possède une constante diélectrique (r) valant 1,0, le polytrétrafluoroéthylène (Teflon) possédant une constante C valant 2,1, et le polyethylène (E=2,26). Des longueurs matériels égales pour des lignes de transmission identiques présentent des longueurs électriques égales. 35 La longueur électrique (en degrés électriques 0) de lignes de transmission pour lesquelles la Longueur matérielle S est connue est donnée par l'expression:

0 = S/A (360 ) (1)

o A = C/fc (2) et, par conséquent, 0 = 360 Sfú/C (3), o C est la vitesse de la lumière dans le vide, f est la fréquence en hertz, et E est la constante diélectrique relative du matériau 10 diélectrique de la ligne de transmission. Le déphaseur étalonné 424 est commodément une section de ligne de transmission utilisant l'air comme diélectrique et ayant une longueur matérielle réglable et les lignes de transmission 20, 23 et 23' sont de préférence des câbles coaxiaux souples possédant le même matériau diélectrique. 15 La longueur matérielle dudéphaseur ajustable 84 est faite égale à:

ú20 (longueur 20- Elongueur 23 + longueur 23']) (4).

Un signal est appliqué à la borne d'entrée 12 sous un certain nombre de fréquences appartenant à l'intervalle des fréquences de travail. Pour chaque fréquence, on ajuste grossièrement le dépha20 seur étalonné 24 de manière à maximaliser la puissance indiquée par le dispositif de mesure de puissance 492, puis, à titre d'ajustement fin, pour minimiser la puissance indiquée par le dispositif de mesure de puissance 496. La puissance indiquée par chaque dispositif de mesure est ensuite notée pour un certain nombre de

fréquences appartenant à l'intervalle des fréquences de travail.

La figure 5 est un tracé du rapport des puissances, pour un réglage d'essai particulier. Comme représenté sur la figure 5, le tracé 510 de l'isolation (la différence entre la puissance indiquée sur les dispositifs de mesure de puissance 492 et 496, exprimée en 30 décibels) est supérieur à 32 dB pour toutes les fréquences de l'essai appartenant à la gamme des fréquences de travail entre 11,7 et 12,2 GHz. Il faut noter que la valeur de l'isolation à 11,95 GHz correspond à l'isolation pour 11, 95 GHz du tracé 300 de la figure 3. Le tracé 510 de la figure 5 est la réponse idéale du système à amplificateurs en paraLLèLe qui a été essayé dans le montage de la figure 4. Alors que le déphaseur étalonné 424 est initialement réglé de façon à produire une indication de sortie nulle ou minimale sur le dispositif de mesure de puissance 496 à une certaine fréquence de référence, on note la position matérielle de référence du déphaseur. On incrémente la fréquence ou on la décrémente, et on réajuste le déphaseur pour la nouvelle fréquence de manière à de nouveau annuler l'indication sur le dispositif de mesure de puissance 496. On note la nouvelle position du déphaseur. 10 On incrémente de nouveau la fréquence, on réajuste le déphaseur, et on note de nouveau sa position matérielle. Ona effectué ce processus d'ajustement et de notation des positions pour un certain nombre de fréquences appartenant à l'intervalle des fréquences de travail. Le tracé 610 de la figure 10 est un tracé donnant la varia15 tion de la position matérielleoula variation de la longueur du déphaseur étalonné 424 de la figure 4 utilisant l'air comme diélectrique. Ce tracé comporte une information suffisante pour déterminer le nombre de longueurs d'onde de l'excès de retard existant dans le système. Le déplacement matériel du déphaseur et sa phase 20 sont une fonction linéaire de la fréquence. Comme on peut le voir sur le tracé 610 de la figure 6, un changement de fréquence de 500 MHz (de 11,7 GHz à 12,2 GHz) demande un déplacement de 0,125

pouce (3,16 mm) pour maintenir l'état de réponse nulle du dispositif de mesure:de puissance 496. On utilise l'équation (1).

Pour un déphaseur à ligne de transmission utilisant l'air comme diélectrique, E=1,0, la distance S=0,125pouce (3,16mm), Cdansle videvaut 1,1080x10 pouces/seconde (2,8 x 10 m/s). Enutilisant l'équation (3) pour la fréquence centrale de 11,95 GHz, on obtient 0 = (360o)(0,125)(11,95 x 109)(1,0)/(1,1808 x 1010) 30 0 = 45,54 Un nombre entier N de longueurs d'onde est nécessaire pour

compenser ce déphasage.

N = fO/(3600(f 2-f1" (5) o f est la fréquence centrale, et f1 et f2 sont Les fréquences

sur Lesquelles 0 a été établi.

En portant dans L'équation (5), il vient: N = (11,95 x 10)(45 Y(360(500 x 10))

N = 2,98

Puisque l'on sait que toute différence entre les longueurs électriques effectives doit être un multiple entier d'une Longueur d'onde, il est clair que la valeur réelle de N doit être 3, et que la valeur 2,98 résulte des erreurs de mesure et de calcul. 10 Ainsi, la compensation du système pour l'excès de retard demande un élément de ligne de transmission d'une longueur valant trois longueurs d'onde au centre de l'intervalle des fréquences de travail. On détermine le côté du système à amplificateurs en parallèle auquel l'élément de trois longueurs d'onde supplémentaire doit être 15 ajouté en constatant si le déphaseur étalonné devient plus long ou plus court pour la production du tracé 610 de la figure 6. S'il devient plus court, l'amplificateur à TWT 26 de La figure 4 est électriquement plus long que l'amplificateur 22, et, par conséquent, il faut ajouter l'élément de câble supplémentaire de trois longueurs 20 d'onde entre les moyens 16 et 32 des coupleurs hybrides 14 et 36 respectivement. Sur la figure 6, le tracé 710 montre la position du déphaseur lorsque la compensation a été introduite. Puisque le système de combinaison est compensé, la position du déphaseur ne varie plus en fonction de la fréquence. D'autre part, si le dépha25 seur 424 devient plus long lorsque la fréquence augmente, ceci indique que le trajet empruntant l'amplificateur 26 est le plus court des deux trajets et que, par conséquent, l'élément de ligne de transmission supplémentaire valant trois Longueurs d'onde doit être ajouté entre les moyens 18 et 34 des coupleurs hybrides 14 et 30 36 respectivement. Tandis que la longueur supplémentaire de ligne de transmission peut être ajoutée à la sortie d'un amplificateur, les pertes finies pouvant être attribuées à la longueur de ligne de transmission supplémentaire peuvent diminuer la puissance disponible maximale qui est appliquée au moyen d'addition 38. En général, on trouve plus avantageux d'ajouter le câble supplémentaire du côté

de l'entrée d'un amplificateur.

La figure 7 montre, sous forme de schéma de principe, L'amplificateur en parallèle après correction. Sur la figure 7, Les éléments qui correspondent à des éléments de la figure 2 sont désignés par les mêmes numéros de référence. Sur la figure 7, le déphaseur 224 de la figure 2 et ses lignes de transmission connectrices 23 et 23' sont remplacés par un élément de ligne de transmission de signaux 724 possédant La même longueur électrique. Pour 10 indiquer que la longueur de la ligne de transmission 724 est aifférente de celle de la ligne de transmission 20, il est ajouté une

boucle 726. La longueur de la ligne de transmission 724 est la somme de la longueur de la Ligne de transmission 20, plus N(360 ), plus6 A0.

D'autres modes de réalisation de l'invention apparaîtront à l'homme de l'art. Au lieu d'amplificateurs à TWT, il est possible d'utiliser n'importe quel amplificateur réparti ayant des retards équivalents de plus d'une longueur d'onde, et il est même possible d'employer différents types d'amplificateurs en parallèle. Par exemple, on peut utiliser des diviseurs de puissance d'entrée en 20 phase pour produire les signaux destinés à être amplifiés par les amplificateurs, en même temps que des moyens de combinaison de

puissance en phase pour combiner les signaux amplifiés.

Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer,

à partir du dispositif dont la description vient d'être donnée 25 à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses

autres variances et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention.

Claims (10)

REVENDICATIONS

1. Amplificateur conçu pour fournir de manière alternée des signaux électriques, caractérisé en ce qu'il comprend: un premier moyen d'amplification de signaux réparti (22) comportant un moyen d'entrée (21), un moyen de sortie, et un retard électrique entre lesdits moyens d'entrée et de sortie qui est supérieur à la durée d'un seul cycle d'alternance des signaux pour une fréquence appartenant à l'intervalle des fréquences du travail; un deuxième moyen d'amplification de signaux réparti (26) comportant un moyen d'entrée (25), un moyen de sortie, et un retard électrique entre lesdits moyens d'entrée et de sortie qui est supérieur à la durée d'un unique cycle d'alernance des signaux pour une fréquence appartenant à l'intervalle des fréquences de travail, lequel retard peut différer dudit retard dudit premier moyen d'am15 plificationréparti d'une différence de retard correspondant à un déphasage supérieur à 360 ; un moyen (14) de séparation de signaux d'entrée conçu pour être couplé à une source de signaux à amplifier (12), qui est destiné à diviser lesdits signaux à amplifier en une première partie 20 et une deuxième partie de signaux; un moyen de couplage d'entrée (20, 23, 23') couplé audit moyen de séparation de signaux d'entrée et auxdits moyens d'entrée desdits premier et deuxième moyens d'amplification de signaux répartis servant à coupler ladite première partie de signaux desdits signaux à amplifier audit moyen d'entrée dudit premier moyen d'amplification de signaux réparti et à coupler ladite deuxième partie de signaux desdits signaux à amplifier audit moyen d'entrée dudit deuxième moyen d'amplification de signaux réparti, si bien qu'un premier et un deuxième signal amplifiés apparaissent au niveau desdits moyens de sortie desdits premier et deuxième moyens d'amplification de signaux répartis,respectivement; un moyen de couplage de sortie (36) couplé auxdits moyens de sortie desdits premier et deuxième moyens d'amplification de signaux répartis afin de combiner lesdits premier et deuxième signaux amplifiés en un moyen de sortie d'addition de signaux (44), de sorte qu'une coïncidence de phase desdits premier et deuxième signaux amplifies est nécessaire pour obtenir un signal de sortie additionné maximal à ladite fréquence, la largeur de bande instantanée pouvant toutefois être inférieure à celle voulue en raison d'un excès dans ladite différence de retard; et un moyen de correction de retard de trajet (224; 424; 724) couplé à l'un du moyen d'entrée et du moyen de sortie de celui desdits premier et deuxième moyens d'amplification de signaux qui possède un retard électrique plus court, de ladite différence de 10 retard, que ledit retard électrique de l'autre desdits premier et deuxième moyens d'amplification, afin d'ajouter un retard électrique servant à compenser ladite différence de retard, si bien

que la largeur de bande instantanée est augmentée.

2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce 15 que ledit moyen d'amplification réparti comprend un amplificateur

à ondes stationnaires.

3. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen d'amplification réparti comprend un tube à ondes stationnaires.

4. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de séparation de signaux d'entrée comprend un coupleur hybride à 90 à 3dB (14) produisant un déphasage de 0 nominal pour ladite première partie de signaux desdits signaux

à amplifier et un déphasage de 90 nominal pour ladite deuxième 25 partie de signaux desdits signaux à amplifier.

5. Amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit moyen de couplage de sortie comprend un deuxième coupleur hybride à 90 à 3dB (36) servant à coupler des signaux appliqués à une première borne d'entrée (32) sur ledit moyen de sortie de signaux additionnés (44) avec un retard de phase relatif de 90 et servant à coupler des signaux appliques à une deuxième borne d'entrée (34) sur ledit moyen de sortie de signaux d'additionnés avec un retard de phase relatif de 0 , ladite première borne d'entrée dudit deuxième coupleur hybride à 90 à 3dB étant couplée de façon 35 à recevoir ledit premier signal amplifié venant dudit moyen de sortie dudit premier moyen d'amplification de signaux réparti, si bien que Le retard de phase net attribuable audit moyen de séparation de signaux d'entrée et audit deuxième coupleur hybride à à 3dB via un trajet comportant ledit premier moyen d'amplifi5 cation de signaux réparti est nominaLement de 90 , ladite deuxième borne d'entrée dudit deuxième coupleur hybride à 90 à 3dB étant couplée de façon à recevoir ledit deuxième signal amplifié dudit moyen de sortie dudit deuxième moyen d'amplification réparti, si bien que le retard de phase net attribuable audit moyen de sépa10 ration de signaux d'entrée et audit deuxième coupleur hybride à à 3dB via un trajet comportant ledit deuxième moyen d'ampLie fication de signaux réparti est également de 9'0 nominalement. si bien qu'une coïncidence de phase desdits premier et deuxième signaux

amplifiés se produit et qu'un niveau de sortie maximal apparaît 15 à la sortie dudit deuxième coupleur hybride à 90 à 3 dB.

6. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'un quatrième moyen (40) dudit deuxième coupleur hybride à 90 à 3dB, autre que lesdites première et deuxièmes bornes d'entrée

et ledit moyen de sortie de signaux additionnés, est terminé par 20 une charge résistive (42).

7. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit deuxième coupleur hybride à 90 à 3dB est un coupleur

hybride à 90 à 3 dB du type guide d'ondes.

8. Amplificateur selon la revendication 7, o ledit moyen 25 de correction de trajet est une longueur de ligne de transmission coaxiale couplée audit moyen d'entrée de celui desdits premier et deuxième moyens d'amplification de signaux qui possède le retard

électrique le plus court.

9. Amplificateur selon la revendication 1, o ledit moyen 30 de correction de retard de trajet comprend une longueur de ligne de transmission possédant une longueur électrique égale à ladite

différence de retard.

10. Amplificateur de puissance, caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen de séparation de signaux (14) conçu pour être couplé à une source de signaux à amplifier (12) et comportant une première pluralité de moyens de sortie (16, 18) à chacun desquels apparaissent des signaux divisés; une première pluralité d'amplificateurs designaux (22, 26), comportant chacun un moyen d'entrée (21, 25) couplé à un moyen de sortie dudit moyen de séparation de signaux afin de recevoir des signaux divisés et un moyen de sortie au niveau duquel un signal amplifié est produit en réponse auxdits signaux divisés, chaque amplificateur de ladite première pluralité d'amplificateurs de signaux ayant un retard de signal entre son dit moyen d'entrée et 10 son dit moyen de sortie; un moyen de combinaison de signaux (36)'couplé auxdits moyens de sortie de ladite première pluralité d'amplificateurs de signaux afin de combiner lesdits signaux amplifiés venant de ladite première pluralité d'amplificateurs de signaux pour produire un signal d'ad15 dition, si bien qu'une coïncidence de phase comprise à l'intérieur de 360 desdits signaux amplifiés est nécessaire pour produire la valeur maximale dudit signal d'addition, ceci ne produisant toutefois pas une largeur de bande instantanée maximale; et un moyen de retard (224; 424; 724) couplé à ladite première 20 pluralité d'amplificateurs de signaux afin de retarder le signal dans ceux desamplificateurs de signaux de ladite première'pluralité d'amplificateurs de signaux qui possèdent un dit retard de signal qui est inférieur au retard de celui de l'amplificateur de signaux de ladite première pluralité d'amplificateurs qui possède le retard 25 de signal le plus grand, ledit moyen de retard étant sélectionné non seulement pour qu'il produise une coincidence de phase située dans l'intervalle de 360 , mais également afin qu'il égalise ledit retard de signal dans ladite première pluralité d'amplificateurs

de signaux, si bien que ledit signal d'addition et ladite largeur 30 de bande instantanée soient maximalisés.