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EP4072002B1 - Sensorless rotor position determination in a permanent magnet synchronous motor - Google Patents

Sensorless rotor position determination in a permanent magnet synchronous motor Download PDF

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Publication number
EP4072002B1
EP4072002B1 EP22164919.7A EP22164919A EP4072002B1 EP 4072002 B1 EP4072002 B1 EP 4072002B1 EP 22164919 A EP22164919 A EP 22164919A EP 4072002 B1 EP4072002 B1 EP 4072002B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
determined
magnet synchronous
synchronous motor
permanent magnet
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
EP22164919.7A
Other languages
German (de)
French (fr)
Other versions
EP4072002A1 (en
Inventor
Jeno Gyökeres
Arpad Handler
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ThyssenKrupp AG
ThyssenKrupp Presta AG
Original Assignee
ThyssenKrupp AG
ThyssenKrupp Presta AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ThyssenKrupp AG, ThyssenKrupp Presta AG filed Critical ThyssenKrupp AG
Publication of EP4072002A1 publication Critical patent/EP4072002A1/en
Application granted granted Critical
Publication of EP4072002B1 publication Critical patent/EP4072002B1/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/185—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using inductance sensing, e.g. pulse excitation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2203/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the means for detecting the position of the rotor
    • H02P2203/03—Determination of the rotor position, e.g. initial rotor position, during standstill or low speed operation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the invention relates to a method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor, wherein the permanent magnet synchronous motor has a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) that differs from the d-axis inductance (Ld) relative to a d/q coordinate system having a d-axis and a q-axis as a rotor-fixed reference system, wherein each phase of the permanent magnet synchronous motor is assigned an inductance that changes depending on the rotor position, and wherein the rotor position is determined by means of the changing inductances.
  • Ld d-axis inductance
  • Lq q-axis inductance
  • the invention relates to a method for the field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor, in particular a permanent magnet synchronous motor used in a motor vehicle for an assistance system, wherein a rotor position of the permanent magnet synchronous motor necessary for the field-oriented control is determined by means of an above-mentioned method for determining a rotor position.
  • the invention further relates to a control unit for the operation of a permanent magnet synchronous motor, as well as a steering system with such a control unit.
  • a permanent magnet synchronous motor is essentially a combination of an induction motor and a brushless DC motor.
  • a permanent magnet synchronous motor comprises a permanent magnet rotor and coils on the stator.
  • the stator's coil design creates a sinusoidal waveform of the back electromotive force, also known as back EMF (EMF: electromotive force) or BEMF (BEMF: back electromotive force), making the permanent magnet synchronous motor more similar to an induction motor in this respect.
  • EMF electromotive force
  • BEMF back electromotive force
  • Permanent magnet synchronous motors are frequently used in motor vehicles, particularly as servomotors. Such motors are particularly well-known in electromechanical power steering systems, but also in other vehicle assistance systems that include an electric motor. For example, such permanent magnet synchronous motors can also be used to drive an air conditioning compressor. Since the on-board power system of a motor vehicle provides a direct current, methods for controlling permanent magnet synchronous motors are usually based on PWM (Pulse Width Modulation). which makes it possible to simulate a multi-phase three-phase system electronically.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • rotor position sensor units which can include Hall sensors and angle sensors.
  • reliable control of the synchronous motor must be ensured in all cases. For this reason, a third rotor position sensor is often provided in such applications, increasing complexity and costs.
  • a back EMF-based method also known as a BEMF-based method, is also known for determining the rotor position.
  • a high-frequency signal is applied to the base voltage, and the induced current is determined, from which the rotor position is derived.
  • a disadvantage of this method is that the high-frequency signal impairs the base voltage signal.
  • Another disadvantage is the requirement to measure the current waveform induced by the applied signal.
  • this method is essentially only applicable once a predetermined speed has been reached.
  • the rotor position of a synchronous motor can be determined by determining the star-point voltage.
  • This method exploits the fact that the star-point voltage depends on the inductance of the respective phase, which in turn depends on the rotor position.
  • the PWM signal used is used as the excitation voltage. This requires that the inductances in the d- and q-axes are different in the d/q coordinate system.
  • the motor's star point must be connected to the associated control unit. In order to determine the star-point voltage for different space vectors, a special DC bus-compatible pulse width modulation must also be used.
  • RAVIKUMAR SETTY A ET AL "Comparison of high frequency signal injection techniques for rotor position estimation at low speed to standstill of PMSM", POWER ELECTRONICS (IICPE), 2012 IEEE 5TH INDIA INTERNATIONAL CONFERENCE ON, IEEE, December 6, 2012 , also provides an overview of various approaches for determining rotor position using high frequency signal injection (HFSI) techniques.
  • HFSI high frequency signal injection
  • a system for controlling an electric motor is also used in the WO 2020/161496 A1 discloses a motor having a rotor and stator windings.
  • the system includes a sensor arrangement with a first sensor measuring the current in one phase of the motor and a second sensor measuring the rate of change of the current (dl/dt) in the phase of the motor.
  • the system also includes a controller configured to drive the electric motor based on the feedback received from the sensor arrangement.
  • the proposed solution provides a method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor, wherein the permanent magnet synchronous motor has a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) that differs from the d-axis inductance (Ld) relative to a d/q coordinate system having a d-axis and a q-axis as a rotor-fixed reference system.
  • Each phase of the permanent magnet synchronous motor is assigned an inductance that changes depending on the rotor position, and the rotor position is determined using the changing inductances.
  • a voltage is applied to the phases, the applied voltage causing a ripple current for each phase.
  • the ripple current is determined for at least two of the three phases, and the inductance of the respective phase is determined based on the ripple current determined for the respective phase.
  • the permanent magnet synchronous motor is a motor used in a motor vehicle, in particular a motor used in a safety-relevant system of a motor vehicle Motor, more particularly a motor used in a steering system of a motor vehicle.
  • the permanent magnet synchronous motor is a motor with a salient pole rotor.
  • the applied voltage is advantageously not affected by a further voltage superimposed on this voltage.
  • the voltage is applied as a pulse-width modulated signal, also called a PWM signal.
  • the permanent magnet synchronous motor is controlled by means of a PWM signal, wherein the PWM signal, in particular without superimposing another signal, is advantageously used to generate the ripple current.
  • the PWM signal has a frequency of at least 10 kHz (kHz: kilohertz).
  • the permanent magnet synchronous motor is controlled by means of space vector modulation using voltage space vectors, wherein the applied voltage space vector is advantageously used to generate the ripple current.
  • the ripple current is advantageously determined as a current caused by a ripple voltage, with the ripple voltage advantageously resulting from the voltage difference between an instantaneous voltage and an average phase voltage.
  • the instantaneous voltage is determined by the corresponding voltage space vector.
  • the average phase voltage is determined, in particular, based on the phase duty cycles and/or an alpha-beta filter and/or the d-q voltage vectors.
  • the phase voltage corresponding to the respective harmonic current is advantageously determined as the average phase voltage.
  • the ripple current is thus advantageously caused for each phase by the excitation voltage, which results from the voltage difference between the applied voltage space vector and the average phase voltage.
  • This excitation voltage is based on the pulse width modulation-based space vector modulation used to control the permanent magnet synchronous motor and therefore advantageously does not need to be additionally generated. This means that the generation of an additional voltage signal and the application of an additional voltage signal to an applied voltage are advantageously eliminated. Due to the high frequency at the converter output for the space vector modulation, in particular more than 10 kHz, in particular due to a frequency in a range from 12 kHz to 24 kHz, the excitation voltage is also advantageously high-frequency. In particular, a frequency of 16 kHz or 20 kHz is provided at the converter output.
  • the voltage space vectors have, in particular, discrete voltage levels that interact with the phase voltage.
  • the instantaneous voltages for the respective phases can be advantageously determined, taking into account the inductance Lu, Lv, Lw assigned to each winding phase U, V, W and thus to each phase, as shown in the following table, where Ubat denotes the voltage of the main voltage source, and when the method is used in a motor vehicle, in particular the voltage of the vehicle battery: Voltage space vector phase U (SV_ph_U) Voltage space vector phase V (SV_ph_V) Voltage space vector phase W (SV_ph_W) Up Ubat* (Lu/ (Lu + Lv x Lw)) SV_ph_U - Ubat SV_ph_U - Ubat Vp Ubat* (Lv/ (Lv + Lu x Lw)) SV_ph_V - Ubat SV_ph_V - Ubat Wp Ubat* (Lw/ (Lw + Lu x Lv)) SV_ph_W - Ubat SV_ph_W
  • a gradient of the ripple current is determined for at least two of the three phases, wherein the inductance of the respective phase is determined from the gradient determined for a phase and the ripple voltage resulting for this phase.
  • a gradient of the ripple current is determined for all three phases, wherein the inductance of the respective phase is determined from the gradient determined for a phase and the ripple voltage resulting for this phase.
  • the determination of the gradient of the Ripple current for all three phases is particularly important when different voltage space vectors are applied. This allows the inductance for each phase to be determined for each gradient, taking the ripple voltage into account.
  • An advantageous embodiment of the method provides that the gradient of the ripple current is determined for only two of the three phases, and the inductances of the two phases are determined from the gradient determined for one phase and the resulting ripple voltage for this phase.
  • the inductances for the two phases are determined using the same voltage space vector.
  • the inductance of the third phase is advantageously determined for this voltage space vector from the inductances determined for the other two phases.
  • the gradient of the ripple current is determined by means of phase current measurement.
  • a further advantageous embodiment provides that the gradient of the ripple current is determined by means of intermediate circuit current measurement.
  • a microcontroller unit with an analog-to-digital converter is used to control the permanent magnet synchronous motor, wherein it is provided in particular that the inputs of the analog-to-digital converter of the microcontroller used to control the permanent magnet synchronous motor are used to measure the ripple current.
  • at least two gradients of the ripple current of the phases can be determined by means of phase current measurement, and one gradient of the ripple current can be determined by means of intermediate circuit current measurement.
  • the ripple current gradient is determined via an intermediate circuit current measurement or a low-side current measurement, it is provided in particular that a measurement is not carried out until a predetermined time after a switching operation, wherein the predetermined time is preferably dimensioned such that the signal at the operational amplifier output has stabilized. It is also advantageous to increase the duty cycle, i.e., the ratio of pulse duration to period duration, with respect to the voltage space vector in order to be able to determine the gradient of the ripple current sufficiently accurately. Since, during an intermediate circuit current measurement, for a specific applied voltage space vector, only the ripple current for one phase can initially be determined, at least two different additional voltage space vectors are advantageously used to determine the value for all three phases. The inductance for the respective phase is advantageously determined from the determined gradient of the ripple current and the associated voltage.
  • a first rotor angle is determined from the determined inductance for a respective phase using a Clarke transformation.
  • the Clarke transformation is known as such and is also referred to as the ⁇ , ⁇ transformation because it is used to convert multi-phase variables, such as those in a three-phase machine with the axes U, V, and W, into a two-axis coordinate system with an ⁇ axis and a ⁇ axis.
  • the determined first rotor angle does not correspond to the actual rotor angle of the rotor of the permanent magnet synchronous motor. In particular, the first rotor angle rotates at twice the rotor speed in the opposite direction.
  • a correction calculation is therefore applied to the first rotor angle to determine a second rotor angle.
  • the second rotor angle is preferably determined using the correction calculation as the actual rotor angle.
  • the second rotor angle rotates at half the speed and with the opposite sign compared to the first rotor angle.
  • the correction calculation takes into account a period curve with a change between a first period and a second period, which is offset by 180° from the first period.
  • the periods are counted using a counter, wherein the counter is advantageously initialized when the permanent magnet synchronous motor starts up, in particular taking into account the settling time of the current.
  • the rotor position is determined at a predetermined speed of the permanent magnet synchronous motor using a BEMF-based method.
  • the rotor position is determined at a speed below the predetermined speed by determining the inductances of the phases based on the determination of the respective gradients of the ripple current, and that a switch is made to the BEMF-based method when the predetermined speed is reached.
  • different PWM signals are applied when the permanent magnet synchronous motor is in a load-free, stationary state and when the permanent magnet synchronous motor is under load.
  • a modified space vector modulation is used to generate ripple current in the steady state.
  • This advantageously takes into account that the fundamental harmonic of the phase voltage is zero in the steady state, which can lead to errors in current measurement.
  • an error correction is advantageously carried out that takes into account the magnitude of the ripple current known for each voltage space vector and further takes into account that the ripple current does not contribute to the fundamental harmonic of the phase current.
  • the sampling for the control of the permanent magnet synchronous motor is advantageously adapted such that the ripple current is not measured if it superimposes the fundamental harmonic.
  • the proposed method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor with the aforementioned features is used individually or in combination in a method for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor, in particular a permanent magnet synchronous motor used in a motor vehicle for an assistance system.
  • a method for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor, in particular a permanent magnet synchronous motor used in a motor vehicle for an assistance system is proposed, wherein a rotor position of the permanent magnet synchronous motor necessary for the field-oriented control is determined and the rotor position is determined according to a method proposed according to the invention for determining a rotor position.
  • the rotor position is determined primarily using at least one rotor position determination sensor and - to increase reliability - secondarily using the method proposed according to the invention for determining a rotor position.
  • it is intended to use the method proposed according to the invention for determining a rotor position instead of a third sensor, in particular as a replacement function in the event of failure of a rotor position determination sensor.
  • the control unit also proposed to achieve the aforementioned object is advantageously designed for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor according to a method proposed according to the invention for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor.
  • the further proposed steering system in particular an electromechanical steering system, in particular an electromechanical power steering system, advantageously comprises such a control.
  • the steering system is designed to detect steering commands given via a steering handle and to transmit them via a steering actuator to a rack on which wheels steerable via tie rods are arranged, wherein the steering actuator comprises a permanent magnet synchronous motor.
  • FIG. 1 A three-phase permanent magnet synchronous motor 1 is shown schematically with a winding phase U 101, a winding phase V 102 and a winding phase W 103, wherein each winding phase U 101, V 102, W 103 and thus each phase is assigned an inductance Lu, Lv, Lw.
  • the phase inductances of the permanent magnet synchronous motor 1 change as a function of the rotor angle.
  • the permanent magnet synchronous motor 1 has a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) deviating from the d-axis inductance (Ld), as in the d/q coordinate system according to Fig. 2 shown as an example.
  • the inductance is plotted in ⁇ H ( ⁇ H: microhenry) on the axes Ax1 and Ay2.
  • the phases U 101, V 102, W 103 are in Fig. 2 entered as well as the Ld-Lq difference 120, which is modeled as an ellipse rotating with the rotor of the permanent magnet synchronous motor 1, which leads to the change of the phase inductances Lu, Lv, Lw.
  • the inductances Lu, Lv, Lw can be represented as sine functions of the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 1, as shown in the following example: Fig.3 shown.
  • Fig. 3 The angle is plotted in radians (rad) on the Ax2 axis and the inductance in ⁇ H ( ⁇ H: microhenry) on the Ay2 axis.
  • the permanent magnet synchronous motor 1 according to the Fig. 1
  • the embodiment shown is controlled by means of the control unit 2.
  • the control unit 2 comprises a control block 200, which comprises functions known per se for controlling a permanent magnet synchronous motor, without describing them in detail, such as in particular an analog-digital converter, an SVM modulator (SVM: space vector modulation) and a PWM unit.
  • SVM space vector modulation
  • PWM pulse width modulation
  • the control unit 2 is designed for field-oriented control of the permanent magnet synchronous motor 1, with a block 21 for the field-oriented control function, which is also known per se, being shown within the control block 200.
  • the rotor position of the rotor of the permanent magnet synchronous motor 1 must be provided to block 21 as an input variable.
  • the rotor position RP2 is determined sensorlessly in block 20 using a method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor, wherein the rotor position is determined using the inductances that change as the rotor rotates.
  • the method is designed for use with three-phase permanent magnet synchronous motors, wherein, as in this exemplary embodiment, the permanent magnet synchronous motor has a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) that differs from the d-axis inductance (Ld) as a rotor-fixed reference system, with reference to a d/q coordinate system having a d-axis and a q-axis, and each phase of the permanent magnet synchronous motor is assigned an inductance Lu, Lv, Lw that changes depending on the rotor position.
  • the method for determining the rotor position is also carried out by the control unit 2 outside of block 21.
  • the method for determining the rotor position provides that a voltage u(t) is applied to the phases via the connecting lines 111, 112, 113 of the permanent magnet synchronous motor, whereby the applied voltage causes a ripple current i(t) for each phase.
  • the axis Ay3 indicates the voltage.
  • the difference between the instantaneous voltage u(t) and the average phase voltage ua(Ts) results in a ripple voltage ur(t) which causes a ripple current i(t).
  • the ripple current i(t) caused by the ripple voltage ur(t) is Fig. 4b and is determined for at least two of the three phases. Time is plotted on the Ax4 axis, corresponding to the Ax3 axis. The Ay4 axis indicates the current.
  • the method for determining the rotor position in this embodiment provides that different PWM signals are applied when the permanent magnet synchronous motor 1 is in a load-free stationary state and when the permanent magnet synchronous motor 1 is under load.
  • Fig. 5 a special PWM signal is shown for application to the respective connecting lines 111, 112, 113, which advantageously ensures that a ripple current i(t) is generated in the load-free stationary state, which would otherwise not occur if the PWM signal were not adjusted, which would prevent a determination of the phase inductances Lu, Lv, Lw.
  • a conversion into a two-dimensional coordinate representation takes place in block 20 by applying a Clarke transformation to the determined inductances, from which a first rotor angle w1 is determined.
  • An example of such a determined first rotor angle w1 is shown in Fig. 6 , with the samples being shown on the Ax5 axis and the angle in radians (rad) being shown on the Ay5 axis.
  • a second rotor angle w2 is determined from the first rotor angle w1, which corresponds to the actual rotor angle.
  • Block 20 also includes a counter by means of which the periods are counted in order to incorporate them into the correction calculation.
  • the counter is initialized, taking the current settling time into account.
  • the rotor position RP2 determined in this way is then provided to block 21 for the field-oriented control of the permanent magnet synchronous motor 1 as an input variable.
  • the rotor position RP2 is a rotor position determined redundantly to a rotor position RP1 determined with an optional rotor position sensor unit 3. Both the rotor position RP1 determined by a sensor and the rotor position RP2 determined without a sensor are transmitted to block 21, so that in the event of a failure of the rotor position sensor unit 3, the permanent magnet synchronous motor 1 can advantageously continue to operate.
  • control unit 2 has a block 22 for BEMF-based rotor position determination, wherein it is provided that the BEMF-based rotor position determination of block 22 replaces the ripple current-based rotor position determination of block 20 at a predetermined speed of the rotor of the permanent magnet synchronous motor 1.
  • the BEMF-based determined rotor position RP3 is also fed to block 21 for the control of the permanent magnet synchronous motor 1.
  • a permanent magnet synchronous motor 1 with a control unit 2 as in Fig. 1 shown is intended in particular for use in a motor vehicle 4, as exemplified in Fig. 7 outlined. In particular, it is intended to provide the permanent magnet synchronous motor 1 with the control unit 2 in a steering actuator 53 of a steering system 5.
  • Another application is as a motor 61 in an air conditioning compressor used in a motor vehicle 4.
  • Another application is as a servomotor 73 in a braking system 7 of a motor vehicle 4, wherein the servomotor sets the braking force acting on the respective brake 71.
  • a steering system 8 for a motor vehicle is shown.
  • Fig. 8a is an electromechanical steering system 8 and in Fig. 8b a steer-by-wire steering system 8 is shown.
  • the steering systems 8 each comprise a steering column 81 with a steering spindle 82 and a steering gear 83.
  • the steering gear 83 comprises a pinion 835 and a rack 836, which can also be referred to as a toothed coupling rod.
  • the steering gear 83 serves to translate a rotational movement of the pinion 835 into a translational movement of the rack 836 along the longitudinal axis of the rack 836.
  • a steering wheel 87 is attached for inputting a driver's steering request or a steering command, wherein the driver can turn the steering wheel 87 in a known manner to input his steering request.
  • the rack 836 which moves linearly along its longitudinal axis, is mechanically connected to a tie rod 838 on both sides of the motor vehicle.
  • the tie rods 838 are in turn mechanically coupled to the vehicle wheels 84.
  • the steering column 81 is mechanically coupled to the steered wheels 84 of the motor vehicle via the steering gear 83.
  • Both the steering actuator 831 according to Fig. 8a as well as the steering actuator 831 according to Fig. 8b each comprise a permanent magnet synchronous motor 1 with a control unit 2, as described with reference to Fig. 1 explained.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Bestimmung einer Rotorposition eines dreiphasigen Permanentmagnet-Synchronmotors, wobei der Permanentmagnet-Synchronmotor bezogen auf ein eine d-Achse und eine q-Achse aufweisendes d/q-Koordinatensystem als rotorfestes Bezugssystem eine d-Achsen-Induktivität (Ld) und eine von der d-Achsen-Induktivität (Ld) abweichende q-Achsen-Induktivität (Lq) aufweist, wobei jeder Phase des Permanentmagnet-Synchronmotors jeweils eine Induktivität zugeordnet ist, die sich in Abhängigkeit von der Rotorposition ändert, und wobei die Rotorposition mittels der sich ändernden Induktivitäten bestimmt wird. Weiter betrifft die Erfindung ein Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Permanentmagnet-Synchronmotors, insbesondere eines in einem Kraftfahrzeug für ein Assistenzsystem eingesetzten Permanentmagnet-Synchronmotors, wobei eine für die feldorientierte Regelung notwendige Rotorposition des Permanentmagnet-Synchronmotors mittels eines vorstehenden Verfahrens zur Bestimmung einer Rotorposition bestimmt wird.The invention relates to a method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor, wherein the permanent magnet synchronous motor has a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) that differs from the d-axis inductance (Ld) relative to a d/q coordinate system having a d-axis and a q-axis as a rotor-fixed reference system, wherein each phase of the permanent magnet synchronous motor is assigned an inductance that changes depending on the rotor position, and wherein the rotor position is determined by means of the changing inductances. Furthermore, the invention relates to a method for the field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor, in particular a permanent magnet synchronous motor used in a motor vehicle for an assistance system, wherein a rotor position of the permanent magnet synchronous motor necessary for the field-oriented control is determined by means of an above-mentioned method for determining a rotor position.

Die Erfindung betrifft ferner eine Steuereinheit für den Betrieb eines Permanentmagnet-Synchronmotors, sowie ein Lenksystem mit einer solchen Steuereinheit.The invention further relates to a control unit for the operation of a permanent magnet synchronous motor, as well as a steering system with such a control unit.

Ein Permanentmagnet-Synchronmotor stellt im Prinzip eine Kombination aus einem Induktionsmotor und einem bürstenlosen Gleichstrommotor dar. Wie auch ein bürstenloser Gleichstrommotor umfasst der Permanentmagnet-Synchronmotor einen Permanentmagnetrotor sowie Spulen auf dem Stator. Der Aufbau des Stators mit Spulen bewirkt allerdings eine sinusförmige Wellenform der gegenelektromotorischen Kraft, auch Gegen-EMK (EMK: elektromotorische Kraft) oder BEMF (BEMF: back electromotive force) genannt, sodass der Permanentmagnet-Synchronmotor diesbezüglich eine größere Ähnlichkeit mit einem Induktionsmotor aufweist. Die verschiedenen Wicklungsstränge der Spulen werden, wie bei elektrischen Maschinen üblich, insbesondere mit U, V und W bezeichnet.A permanent magnet synchronous motor is essentially a combination of an induction motor and a brushless DC motor. Like a brushless DC motor, a permanent magnet synchronous motor comprises a permanent magnet rotor and coils on the stator. However, the stator's coil design creates a sinusoidal waveform of the back electromotive force, also known as back EMF (EMF: electromotive force) or BEMF (BEMF: back electromotive force), making the permanent magnet synchronous motor more similar to an induction motor in this respect. The various winding phases of the coils are designated U, V, and W, as is common with electrical machines.

Permanentmagnet-Synchronmotoren werden häufig in Kraftfahrzeugen eingesetzt, insbesondere als Servomotoren. Insbesondere ist der Einsatz solcher Motoren in elektromechanischen Hilfskraftlenkungen bekannt, aber auch bei anderen Fahrzeugassistenzsystemen, die einen Elektromotor umfassen. Beispielsweise können solche Permanentmagnet-Synchronmotoren auch zum Antrieb eines Klimakompressors eingesetzt werden. Da das Bordstromnetz eines Kraftfahrzeugs eine Gleichspannung bereitstellt, werden üblicherweise Verfahren zur Steuerung von Permanentmagnet-Synchronmotoren auf Basis der PWM (PWM: Pulsweitenmodulation) eingesetzt, wodurch es ermöglicht wird, ein Mehrphasendrehstromsystem auf elektronischem Weg nachzubilden.Permanent magnet synchronous motors are frequently used in motor vehicles, particularly as servomotors. Such motors are particularly well-known in electromechanical power steering systems, but also in other vehicle assistance systems that include an electric motor. For example, such permanent magnet synchronous motors can also be used to drive an air conditioning compressor. Since the on-board power system of a motor vehicle provides a direct current, methods for controlling permanent magnet synchronous motors are usually based on PWM (Pulse Width Modulation). which makes it possible to simulate a multi-phase three-phase system electronically.

Für die Ansteuerung eines Permanentmagnet-Synchronmotors, insbesondere für eine feldorientierte Regelung, auch kurz FOC (FOC: field-oriented control) genannt, ist es von wichtiger Bedeutung, neben der Drehzahl auch die Position des Rotors des Synchronmotors zu berücksichtigen. Die Rotorposition muss dafür bestimmt werden. Dabei ist es bekannt, Rotorpositionssensoreinheiten einzusetzen, die insbesondere Hall-Sensoren und Winkelsensoren umfassen können. Für sicherheitsrelevante Anwendungen, wie sie insbesondere im Automobilbereich vorkommen, beispielsweise bei einer elektromechanischen Hilfskraftlenkung, wie in der DE 10 2019 202 142 A1 offenbart, ist dabei eine sichere Ansteuerung des Synchronmotors in jedem Fall zu gewährleisten. Aus diesem Grund wird bei solchen Anwendungen regelmäßig ein dritter Rotorpositionssensor vorgesehen, wodurch die Komplexität und die Kosten steigen.For the control of a permanent magnet synchronous motor, especially for field-oriented control (FOC), it is important to consider not only the speed but also the position of the synchronous motor's rotor. The rotor position must be determined for this purpose. For this purpose, it is known to use rotor position sensor units, which can include Hall sensors and angle sensors. For safety-relevant applications, such as those found in the automotive sector, for example, in electromechanical power steering systems, as in the DE 10 2019 202 142 A1 As disclosed, reliable control of the synchronous motor must be ensured in all cases. For this reason, a third rotor position sensor is often provided in such applications, increasing complexity and costs.

Zur Bestimmung der Rotorposition ist zudem ein Gegen-EMK basiertes Verfahren, auch BEMF basiertes Verfahren genannt, bekannt. Dabei wird ein hochfrequentes Signal auf die Grundspannung aufgebracht und der hervorgerufene Strom bestimmt und daraus die Rotorposition abgeleitet. Nachteilig hierbei ist, dass durch das hochfrequente Signal das Grundspannungssignal beeinträchtigt wird. Nachteilig ist weiter das Erfordernis, den durch das aufgebrachte Signal hervorgerufenen Stromverlauf messtechnisch zu erfassen. Zudem ist das Verfahren im Wesentlichen erst bei einem Erreichen einer vorbestimmten Drehzahl anwendbar.A back EMF-based method, also known as a BEMF-based method, is also known for determining the rotor position. In this method, a high-frequency signal is applied to the base voltage, and the induced current is determined, from which the rotor position is derived. A disadvantage of this method is that the high-frequency signal impairs the base voltage signal. Another disadvantage is the requirement to measure the current waveform induced by the applied signal. Furthermore, this method is essentially only applicable once a predetermined speed has been reached.

Weiter ist bekannt, die Rotorposition eines Synchronmotors durch Bestimmung der Sternpunktspannung abzuleiten. Dabei wird ausgenutzt, dass die Sternpunktspannung von der Induktivität der jeweiligen Phase abhängt, die wiederum von der Rotorposition abhängt. Als Erregerspannung wird hierbei das genutzte PWM-Signal verwendet. Voraussetzung dabei ist, dass die Induktivitäten in d- und q-Achse im d/q-Koordinatensystem unterschiedlich sind. Zudem muss der Sternpunkt des Motors mit der zugeordneten Steuereinheit verbunden werden. Um die Sternpunktspannung bei unterschiedlichen Raumzeigern bestimmen zu können, muss darüber hinaus eine spezielle Gleichspannungs-Bus-kompatible Pulsweitenmodulation eingesetzt werden.It is also known that the rotor position of a synchronous motor can be determined by determining the star-point voltage. This method exploits the fact that the star-point voltage depends on the inductance of the respective phase, which in turn depends on the rotor position. The PWM signal used is used as the excitation voltage. This requires that the inductances in the d- and q-axes are different in the d/q coordinate system. Furthermore, the motor's star point must be connected to the associated control unit. In order to determine the star-point voltage for different space vectors, a special DC bus-compatible pulse width modulation must also be used.

In HUA Y ET AL: "Improved sensorless control of a permanent magnet machine using fundamental pulse width modulation excitation", IET ELECTRIC POWER APPLICATIONS, Bd. 5, Nr. 4, 1. April 2011 wird ferner ein Verfahren zur Schätzung der Rotorposition von Permanentmagnet-Synchronmotoren beschrieben. Bei dem Verfahren wird die Ableitung des Motorstroms als Reaktion auf die Standard-Pulsweitenmodulationssequenz (PWM) gemessen, um die Rotorposition zu schätzen. Zusätzliche Sensoren sind hierfür nicht vorgesehen.In HUA Y ET AL: "Improved sensorless control of a permanent magnet machine using fundamental pulse width modulation excitation", IET ELECTRIC POWER APPLICATIONS, Vol. 5, No. 4, April 1, 2011 Furthermore, a method for estimating the rotor position of Permanent magnet synchronous motors are described. The method measures the derivative of the motor current in response to the standard pulse-width modulation (PWM) sequence to estimate the rotor position. No additional sensors are required for this purpose.

RAVIKUMAR SETTY A ET AL: "Comparison of high frequency signal injection techniques for rotor position estimation at low speed to standstill of PMSM", POWER ELECTRONICS (IICPE), 2012 IEEE 5TH INDIA INTERNATIONAL CONFERENCE ON, IEEE, 6. Dezember 2012 , gibt darüber hinaus einen Überblick über verschiedene Ansätze zur Bestimmung der Rotorposition unter Verwendung von HFSI-Techniken (HFSI: high frequency signal injection). Die gemeinsame Idee der beschriebenen Ansätze ist das Anlegen eines Prüfspannungssignals an den Permanentmagnet-Synchronmotor zur Erregung der Wicklungsinduktivitäten. Die Stromantwort wird dann verwendet, um Informationen über die Position zu ermitteln. RAVIKUMAR SETTY A ET AL: "Comparison of high frequency signal injection techniques for rotor position estimation at low speed to standstill of PMSM", POWER ELECTRONICS (IICPE), 2012 IEEE 5TH INDIA INTERNATIONAL CONFERENCE ON, IEEE, December 6, 2012 , also provides an overview of various approaches for determining rotor position using high frequency signal injection (HFSI) techniques. The common idea of the approaches described is the application of a test voltage signal to the permanent magnet synchronous motor to excite the winding inductances. The current response is then used to determine position information.

Ein System zur Steuerung eines Elektromotors wird zudem in der WO 2020/161496 A1 offenbart, wobei der Motor einen Rotor und Statorwicklungen aufweist. Das System umfasst eine Sensoranordnung mit einem ersten Sensor, der den Strom in einer Phase des Motors misst, und mit einem zweiten Sensor, der die Änderungsrate des Stroms (dl/dt) in der Phase des Motors misst. Zudem umfasst das System eine Steuerung, die so ausgelegt ist, dass sie den Elektromotor auf der Grundlage der von der Sensoranordnung empfangenen Rückmeldung antreibt.A system for controlling an electric motor is also used in the WO 2020/161496 A1 discloses a motor having a rotor and stator windings. The system includes a sensor arrangement with a first sensor measuring the current in one phase of the motor and a second sensor measuring the rate of change of the current (dl/dt) in the phase of the motor. The system also includes a controller configured to drive the electric motor based on the feedback received from the sensor arrangement.

Vor diesem Hintergrund ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine kostengünstige Lösung zur Bestimmung der Rotordrehzahl eines Permanentmagnet-Synchronmotors bereitzustellen, die vorzugsweise über den gesamten Arbeitsbereich des Permanentmagnet-Synchronmotors anwendbar ist.Against this background, it is an object of the present invention to provide a cost-effective solution for determining the rotor speed of a permanent magnet synchronous motor which is preferably applicable over the entire working range of the permanent magnet synchronous motor.

Zur Lösung dieser Aufgabe werden ein Verfahren zur Bestimmung einer Rotorposition eines dreiphasigen Permanentmagnet-Synchronmotors, ein Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Permanentmagnet-Synchronmotors, eine Steuereinheit für den Betrieb eines Permanentmagnet-Synchronmotors sowie ein Lenksystem gemäß den unabhängigen Ansprüchen vorgeschlagen. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen und der Beschreibung beschrieben sowie in den Figuren dargestellt.To achieve this object, a method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor, a method for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor, a control unit for operating a permanent magnet synchronous motor, and a steering system according to the independent claims are proposed. Further advantageous embodiments of the invention are described in the dependent claims and the description, as well as illustrated in the figures.

Die vorgeschlagene Lösung sieht ein Verfahren zur Bestimmung einer Rotorposition eines dreiphasigen Permanentmagnet-Synchronmotors vor, wobei der Permanentmagnet-Synchronmotor bezogen auf ein eine d-Achse und eine q-Achse aufweisendes d/q-Koordinatensystem als rotorfestes Bezugssystem eine d-Achsen-Induktivität (Ld) und eine von der d-Achsen-Induktivität (Ld) abweichende q-Achsen-Induktivität (Lq) aufweist, wobei jeder Phase des Permanentmagnet-Synchronmotors jeweils eine Induktivität zugeordnet ist, die sich in Abhängigkeit von der Rotorposition ändert, und wobei die Rotorposition mittels der sich ändernden Induktivitäten bestimmt wird. Erfindungsgemäß ist dabei vorgesehen, dass eine Spannung an die Phasen angelegt wird, wobei die angelegte Spannung für jede Phase jeweils einen Rippelstrom hervorruft, wobei der Rippelstrom zumindest für zwei der drei Phasen bestimmt wird und basierend auf dem für die jeweilige Phase bestimmten Rippelstrom die Induktivität der jeweiligen Phase bestimmt wird. Die Bestimmung der Induktivität der jeweiligen Phase erfolgt dabei vorteilhafterweise gemäß der bekannten Beziehung u(t) = L di(t)/dt, welche den Zusammenhang zwischen elektrischer Spannung u(t) und der Änderung des elektrischen Stroms i(t) über der Zeit t bei einer Induktivität L beschreibt. Da die vorgeschlagene Lösung ohne Sensoren zur Erfassung der Rotorposition, wie beispielsweise Hall-Sensoren, auskommt, ist sie vorteilhafterweise preiswerter zu realisieren als eine Lösung mit einer Rotorpositionserfassungssensoreinheit. Darüber hinaus erhöht diese Lösung vorteilhafterweise die Systemverfügbarkeit, da die Erfassung der Rotorposition mit dem vorgeschlagenen Verfahren über den gesamten Arbeitsbereich eines Permanentmagnet-Synchronmotors möglich ist.The proposed solution provides a method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor, wherein the permanent magnet synchronous motor has a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) that differs from the d-axis inductance (Ld) relative to a d/q coordinate system having a d-axis and a q-axis as a rotor-fixed reference system. Each phase of the permanent magnet synchronous motor is assigned an inductance that changes depending on the rotor position, and the rotor position is determined using the changing inductances. According to the invention, a voltage is applied to the phases, the applied voltage causing a ripple current for each phase. The ripple current is determined for at least two of the three phases, and the inductance of the respective phase is determined based on the ripple current determined for the respective phase. The inductance of each phase is advantageously determined according to the well-known relationship u(t) = L di(t)/dt, which describes the relationship between electrical voltage u(t) and the change in electrical current i(t) over time t for an inductance L. Since the proposed solution does not require sensors for detecting the rotor position, such as Hall sensors, it is advantageously less expensive to implement than a solution with a rotor position detection sensor unit. Furthermore, this solution advantageously increases system availability, since the proposed method enables the detection of the rotor position across the entire operating range of a permanent magnet synchronous motor.

Vorzugsweise ist der Permanentmagnet-Synchronmotor ein in einem Kraftfahrzeug eingesetzter Motor, insbesondere ein in einem sicherheitsrelevanten System eines Kraftfahrzeugs eingesetzter Motor, weiter insbesondere ein in einem Lenksystem eines Kraftfahrzeugs eingesetzter Motor. Insbesondere ist der Permanentmagnet-Synchronmotor ein Motor mit Schenkelpolläufer.Preferably, the permanent magnet synchronous motor is a motor used in a motor vehicle, in particular a motor used in a safety-relevant system of a motor vehicle Motor, more particularly a motor used in a steering system of a motor vehicle. In particular, the permanent magnet synchronous motor is a motor with a salient pole rotor.

Weiter ist insbesondere vorgesehen, dass ausschließlich die an die Phasen angelegte Spannung für den Betrieb des Permanentmagnet-Synchronmotors bei dem erfindungsgemäßen Verfahren genutzt wird und keine zusätzliche, die angelegte Spannung überlagernde Spannung angelegt wird. Hierdurch wird die angelegte Spannung vorteilhafterweise nicht durch eine diese Spannung überlagernde weitere Spannung beeinträchtigt. Insbesondere ist vorgesehen, dass die Spannung als pulsweitenmoduliertes Signal, auch PWM-Signal genannt, angelegt wird.Furthermore, it is particularly provided that only the voltage applied to the phases is used for operating the permanent magnet synchronous motor in the method according to the invention, and no additional voltage is applied superimposed on the applied voltage. As a result, the applied voltage is advantageously not affected by a further voltage superimposed on this voltage. In particular, it is provided that the voltage is applied as a pulse-width modulated signal, also called a PWM signal.

Vorteilhafterweise wird der Permanentmagnet-Synchronmotor mittels eines PWM-Signals gesteuert, wobei vorteilhafterweise das PWM-Signal, insbesondere ohne Überlagerung mit einem weiteren Signal, zum Hervorrufen des Rippelstroms genutzt wird. Das PWM-Signal weist dabei insbesondere eine Frequenz von wenigstens 10 kHz (kHz: Kilohertr) auf. Insbesondere ist vorgesehen, dass der Permanentmagnet-Synchronmotor mittels einer Raumzeigermodulation unter Verwendung von Spannungsraumzeigern gesteuert wird, wobei vorteilhafterweise der anliegende Spannungsraumzeiger zum Hervorrufen des Rippelstroms genutzt wird.Advantageously, the permanent magnet synchronous motor is controlled by means of a PWM signal, wherein the PWM signal, in particular without superimposing another signal, is advantageously used to generate the ripple current. The PWM signal has a frequency of at least 10 kHz (kHz: kilohertz). In particular, it is provided that the permanent magnet synchronous motor is controlled by means of space vector modulation using voltage space vectors, wherein the applied voltage space vector is advantageously used to generate the ripple current.

Für eine Phase des Permanentmagnet-Synchronmotors wird vorteilhafterweise als Rippelstrom ein Strom bestimmt, der durch eine Rippelspannung verursacht wird, wobei sich die Rippelspannung vorteilhafterweise aus der Spannungsdifferenz aus einer Augenblicksspannung und einer durchschnittlichen Phasenspannung ergibt. Die Augenblicksspannung wird dabei durch den zugehörigen Spannungsraumzeiger bestimmt.For a phase of the permanent magnet synchronous motor, the ripple current is advantageously determined as a current caused by a ripple voltage, with the ripple voltage advantageously resulting from the voltage difference between an instantaneous voltage and an average phase voltage. The instantaneous voltage is determined by the corresponding voltage space vector.

Die Bestimmung der durchschnittlichen Phasenspannung ist insbesondere basierend auf den Phasentastverhältnissen und/oder einem Alpha-Beta-Filter und/oder den d-q-Spannungsvektoren vorgesehen. Als durchschnittliche Phasenspannung wird dabei vorteilhafterweise die zu dem jeweiligen Oberschwingungsstrom korrespondierende Phasenspannung bestimmt.The average phase voltage is determined, in particular, based on the phase duty cycles and/or an alpha-beta filter and/or the d-q voltage vectors. The phase voltage corresponding to the respective harmonic current is advantageously determined as the average phase voltage.

Der Rippelstrom wird somit vorteilhafterweise für jede Phase durch die Erregungsspannung hervorgerufen, die sich als Spannungsdifferenz zwischen dem angelegten Spannungsraumzeiger und der durchschnittlichen Phasenspannung ergibt. Diese Erregungsspannung geht dabei auf die Pulsweitenmodulation basierte Raumzeigermodulation zurück, die zur Steuerung des Permanentmagnet-Synchronmotors angewendet wird und muss somit vorteilhafterweise nicht zusätzlich erzeugt werden. Das heißt, dass das Erzeugen eines zusätzlichen Spannungssignals und das Aufbringen eines zusätzlichen Spannungssignals auf eine anliegende Spannung vorteilhafterweise entfällt. Durch die hohe Frequenz am Umrichter-Ausgang für die Raumzeigermodulation von insbesondere mehr als 10 kHz, insbesondere durch eine Frequenz in einem Bereich von 12 kHz bis 24 kHz, ist auch die Erregungsspannung vorteilhafterweise hochfrequent. Insbesondere ist eine Frequenz am Umrichter-Ausgang von 16 kHz oder 20 kHz vorgesehen. Die Spannungsraumzeiger weisen dabei insbesondere diskrete Spannungsniveaus auf, die mit der Phasenspannung wechselwirken.The ripple current is thus advantageously caused for each phase by the excitation voltage, which results from the voltage difference between the applied voltage space vector and the average phase voltage. This excitation voltage is based on the pulse width modulation-based space vector modulation used to control the permanent magnet synchronous motor and therefore advantageously does not need to be additionally generated. This means that the generation of an additional voltage signal and the application of an additional voltage signal to an applied voltage are advantageously eliminated. Due to the high frequency at the converter output for the space vector modulation, in particular more than 10 kHz, in particular due to a frequency in a range from 12 kHz to 24 kHz, the excitation voltage is also advantageously high-frequency. In particular, a frequency of 16 kHz or 20 kHz is provided at the converter output. The voltage space vectors have, in particular, discrete voltage levels that interact with the phase voltage.

Die Augenblicksspannungen für die jeweiligen Phasen lassen sich dabei unter Berücksichtigung der einem jedem Wicklungsstrang U, V, W und somit jeder Phase zugeordneten Induktivität Lu, Lv, Lw vorteilhafterweise, wie in der folgenden Tabelle dargestellt, bestimmen, wobei Ubat die Spannung der Hauptspannungsquelle bezeichnet, bei einem Einsatz des Verfahrens in einem Kraftfahrzeug insbesondere die Spannung der Fahrzeugbatterie: Spannungsraumzeiger Phase U (SV_ph_U) Spannungsraumzeiger Phase V (SV_ph_V) Spannungsraumzeiger Phase W (SV_ph_W) Up Ubat* (Lu/ (Lu + Lv x Lw)) SV_ph_U - Ubat SV_ph_U - Ubat Vp Ubat* (Lv/ (Lv + Lu x Lw)) SV_ph_V - Ubat SV_ph_V - Ubat Wp Ubat* (Lw/ (Lw + Lu x Lv)) SV_ph_W - Ubat SV_ph_W - Ubat Um -Ubat* (Lu/ (Lu + Lv x Lw)) SV_ph_U +Ubat SV_ph_U + Ubat Vm -Ubat* (Lv/ (Lv + Lu x Lw)) SV_ph_V + Ubat SV_ph_V + Ubat Wm -Ubat* (Lw/ (Lw + Lu x Lv)) SV_ph_W + Ubat SV_ph_W + Ubat Zp oder Zm 0V 0 V 0 V Anmerkung: p = plus, m = minus, Z = Nullspannungsraumzeiger The instantaneous voltages for the respective phases can be advantageously determined, taking into account the inductance Lu, Lv, Lw assigned to each winding phase U, V, W and thus to each phase, as shown in the following table, where Ubat denotes the voltage of the main voltage source, and when the method is used in a motor vehicle, in particular the voltage of the vehicle battery: Voltage space vector phase U (SV_ph_U) Voltage space vector phase V (SV_ph_V) Voltage space vector phase W (SV_ph_W) Up Ubat* (Lu/ (Lu + Lv x Lw)) SV_ph_U - Ubat SV_ph_U - Ubat Vp Ubat* (Lv/ (Lv + Lu x Lw)) SV_ph_V - Ubat SV_ph_V - Ubat Wp Ubat* (Lw/ (Lw + Lu x Lv)) SV_ph_W - Ubat SV_ph_W - Ubat To -Ubat* (Lu/ (Lu + Lv x Lw)) SV_ph_U +Ubat SV_ph_U + Ubat Vm -Ubat* (Lv/ (Lv + Lu x Lw)) SV_ph_V + Ubat SV_ph_V + Ubat World Cup -Ubat* (Lw/ (Lw + Lu x Lv)) SV_ph_W + Ubat SV_ph_W + Ubat Zp or Zm 0V 0 V 0 V Note: p = plus, m = minus, Z = zero voltage space vector

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens ist vorgesehen, dass für wenigstens zwei der drei Phasen ein Gradient des Rippelstroms bestimmt wird, wobei aus dem für eine Phase bestimmten Gradienten und der sich für diese Phase ergebenden Rippelspannung die Induktivität der jeweiligen Phase bestimmt wird. Insbesondere ist vorgesehen, dass für alle drei Phasen ein Gradient des Rippelstroms bestimmt wird, wobei aus dem für eine Phase bestimmten Gradienten und der sich für diese Phase ergebenden Rippelspannung die Induktivität der jeweiligen Phase bestimmt wird. Die Bestimmung des Gradienten des Rippelstroms für alle drei Phasen ist dabei insbesondere dann vorgesehen, wenn unterschiedliche Spannungsraumzeiger angelegt werden. Auf diese Weise kann für jeden ermittelten Gradienten unter Berücksichtigung der Rippelspannung die Induktivität für jede Phase bestimmt werden.According to a further advantageous embodiment of the method, it is provided that a gradient of the ripple current is determined for at least two of the three phases, wherein the inductance of the respective phase is determined from the gradient determined for a phase and the ripple voltage resulting for this phase. In particular, it is provided that a gradient of the ripple current is determined for all three phases, wherein the inductance of the respective phase is determined from the gradient determined for a phase and the ripple voltage resulting for this phase. The determination of the gradient of the Ripple current for all three phases is particularly important when different voltage space vectors are applied. This allows the inductance for each phase to be determined for each gradient, taking the ripple voltage into account.

Eine vorteilhafte Ausgestaltungsvariante des Verfahrens sieht vor, dass für nur zwei der drei Phasen der Gradient des Rippelstroms bestimmt wird und aus dem für eine Phase bestimmten Gradienten und der sich für diese Phase ergebenden Rippelspannung die Induktivitäten der zwei Phasen bestimmt werden, wobei die Bestimmung der Induktivitäten für die zwei Phasen unter demselben Spannungsraumzeiger erfolgt. In diesem Fall, wo der Spannungsraumzeiger gleich ist, wird die Induktivität der dritten Phase für diesen Spannungsraumzeiger vorteilhafterweise aus den für die zwei anderen Phasen bestimmten Induktivitäten bestimmt.An advantageous embodiment of the method provides that the gradient of the ripple current is determined for only two of the three phases, and the inductances of the two phases are determined from the gradient determined for one phase and the resulting ripple voltage for this phase. The inductances for the two phases are determined using the same voltage space vector. In this case, where the voltage space vector is the same, the inductance of the third phase is advantageously determined for this voltage space vector from the inductances determined for the other two phases.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens wird der Gradient des Rippelstroms mittels Phasenstrommessung bestimmt. Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung sieht vor, dass der Gradient des Rippelstroms mittels Zwischenkreisstrommessung bestimmt wird. Vorteilhafterweise wird für die Steuerung des Permanentmagnet-Synchronmotors eine Mikrocontrollereinheit mit einem Analog-Digital-Konverter genutzt, wobei insbesondere vorgesehen ist, für die Messung des Rippelstroms die Eingänge des Analog-Digital-Konverters des für die Steuerung des Permanentmagnet-Synchronmotors genutzten Mikrocontrollers zu verwenden. Für denselben Spannungsraumzeiger lassen sich dabei mittels Phasenstrommessung mindestens zwei Gradienten des Rippelstroms der Phasen bestimmen und mittels Zwischenkreisstrommessung ein Gradient des Rippelstroms. Wird der Rippelstromgradient über eine Zwischenkreisstrommessung oder eine Low-Side-Strommessung ermittelt, ist insbesondere vorgesehen, dass eine Messung erst eine vorbestimmte Zeit nach einem Schaltvorgang erfolgt, wobei die vorbestimmte Zeit vorzugsweise so bemessen ist, dass das Signal am Operationsverstärkerausgang eingeschwungen ist. Weiter vorteilhaft ist eine Erhöhung des Tastgrads, also des Verhältnisses von Impulsdauer zur Periodendauer, in Bezug auf den Spannungsraumzeiger vorgesehen, um den Gradienten des Rippelstroms ausreichend gut bestimmen zu können. Da bei einer Zwischenkreisstrommessung für einen bestimmten anliegenden Spannungsraumzeiger zunächst nur der Rippelstrom für eine Phase bestimmt werden kann, werden für die Bestimmung für alle drei Phasen vorteilhafterweise wenigstens zwei unterschiedliche weitere Spannungsraumzeiger genutzt. Vorteilhafterweise wird aus dem bestimmten Gradienten des Rippelstroms und der zugehörigen Spannung die Induktivität für die jeweilige Phase bestimmt.According to a further advantageous embodiment of the method, the gradient of the ripple current is determined by means of phase current measurement. A further advantageous embodiment provides that the gradient of the ripple current is determined by means of intermediate circuit current measurement. Advantageously, a microcontroller unit with an analog-to-digital converter is used to control the permanent magnet synchronous motor, wherein it is provided in particular that the inputs of the analog-to-digital converter of the microcontroller used to control the permanent magnet synchronous motor are used to measure the ripple current. For the same voltage space vector, at least two gradients of the ripple current of the phases can be determined by means of phase current measurement, and one gradient of the ripple current can be determined by means of intermediate circuit current measurement. If the ripple current gradient is determined via an intermediate circuit current measurement or a low-side current measurement, it is provided in particular that a measurement is not carried out until a predetermined time after a switching operation, wherein the predetermined time is preferably dimensioned such that the signal at the operational amplifier output has stabilized. It is also advantageous to increase the duty cycle, i.e., the ratio of pulse duration to period duration, with respect to the voltage space vector in order to be able to determine the gradient of the ripple current sufficiently accurately. Since, during an intermediate circuit current measurement, for a specific applied voltage space vector, only the ripple current for one phase can initially be determined, at least two different additional voltage space vectors are advantageously used to determine the value for all three phases. The inductance for the respective phase is advantageously determined from the determined gradient of the ripple current and the associated voltage.

Erfindungsgemäß wird aus der bestimmten Induktivität für eine jeweilige Phase unter Anwendung einer Clarke-Transformation ein erster Rotorwinkel bestimmt. Die Clarke-Transformation ist als solche bekannt und wird auch als α,β-Transformation bezeichnet, da sie dazu eingesetzt wird, mehrphasige Größen, wie bei einer Drehstrommaschine mit den Achsen U, V, W, in ein zweiachsiges Koordinatensystem mit einer α-Achse und einer β-Achse zu überführen. Der bestimmte erste Rotorwinkel entspricht dabei nicht dem tatsächlichen Rotorwinkel des Rotors des Permanentmagnet-Synchronmotors. Insbesondere rotiert der erste Rotorwinkel mit der zweifachen Rotorgeschwindigkeit in entgegengesetzte Richtung.According to the invention, a first rotor angle is determined from the determined inductance for a respective phase using a Clarke transformation. The Clarke transformation is known as such and is also referred to as the α, β transformation because it is used to convert multi-phase variables, such as those in a three-phase machine with the axes U, V, and W, into a two-axis coordinate system with an α axis and a β axis. The determined first rotor angle does not correspond to the actual rotor angle of the rotor of the permanent magnet synchronous motor. In particular, the first rotor angle rotates at twice the rotor speed in the opposite direction.

Erfindungsgemäß ist daher vorgesehen, dass auf den ersten Rotorwinkel einer Korrekturberechnung zur Bestimmung eines zweiten Rotorwinkels angewendet wird. Als zweiter Rotorwinkel wird vorzugsweise der tatsächliche Rotorwinkel mittels der Korrekturberechnung bestimmt. Der zweite Rotorwinkel rotiert gegenüber dem ersten Rotorwinkel in diesem Fall mit halber Geschwindigkeit und mit entgegengesetztem Vorzeichen.According to the invention, a correction calculation is therefore applied to the first rotor angle to determine a second rotor angle. The second rotor angle is preferably determined using the correction calculation as the actual rotor angle. In this case, the second rotor angle rotates at half the speed and with the opposite sign compared to the first rotor angle.

Erfindungsgemäß wird mit der Korrekturberechnung ein Periodenverlauf mit einem Wechsel zwischen einer ersten Periode und einer zweiten Periode, die gegenüber der ersten Periode um 180° versetzt ist, berücksichtigt. Vorteilhafterweise werden die Perioden mittels eines Zählers gezählt, wobei vorteilhafterweise eine Initialisierung des Zählers beim Anlaufen des Permanentmagnet-Synchronmotors erfolgt, insbesondere unter Berücksichtigung der Einschwingzeit des Stroms. Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung des Verfahrens wird bei einer vorbestimmten Drehzahl des Permanentmagnet-Synchronmotors die Rotorposition unter Verwendung eines BEMF basierten Verfahrens bestimmt. Insbesondere ist also vorgesehen, dass die Rotorposition bei einer Drehzahl unterhalb der vorbestimmten Drehzahl durch die Bestimmung der Induktivitäten der Phasen ausgehend von der Ermittlung der jeweiligen Gradienten des Rippelstroms bestimmt wird und bei Erreichen der vorbestimmten Drehzahl zu dem BEMF basierten Verfahren gewechselt wird.According to the invention, the correction calculation takes into account a period curve with a change between a first period and a second period, which is offset by 180° from the first period. Advantageously, the periods are counted using a counter, wherein the counter is advantageously initialized when the permanent magnet synchronous motor starts up, in particular taking into account the settling time of the current. According to an advantageous development of the method, the rotor position is determined at a predetermined speed of the permanent magnet synchronous motor using a BEMF-based method. In particular, it is therefore provided that the rotor position is determined at a speed below the predetermined speed by determining the inductances of the phases based on the determination of the respective gradients of the ripple current, and that a switch is made to the BEMF-based method when the predetermined speed is reached.

Weiter ist insbesondere vorgesehen, dass bei einem lastfreien stationären Zustand des Permanentmagnet-Synchronmotors und bei einem Belastungszustand des Permanentmagnet-Synchronmotors voneinander abweichende PWM-Signale angewendet werden. Hiermit wird vorteilhafterweise verhindert, dass bei einer Augenblicksspannung von 0 V (V: Volt) kein Rippelstrom erzeugt wird und insofern keine Induktivität bestimmt werden kann. Insbesondere ist vorgesehen, dass für eine Rippelstromerzeugung im stationären Zustand eine modifizierte Raumzeigermodulation angewendet wird. Diese berücksichtigt vorteilhafterweise, dass die Grundoberschwingung der Phasenspannung im stationären Zustand Null ist, was zu Fehlern bei der Strommessung führen kann. Insofern wird vorteilhafterweise eine Fehlerkorrektur vorgenommen, die den für jeden Spannungsraumzeiger bekannten Betrag des Rippelstroms berücksichtigt und weiter berücksichtigt, dass der Rippelstrom keinen Beitrag zur Grundoberschwingung des Phasenstroms liefert. Mit dieser Fehlerkorrektur wird die Abtastung für die Steuerung des Permanentmagnet-Synchronmotors vorteilhafterweise derart angepasst, dass der Rippelstrom nicht gemessen wird, wenn dieser die Grundoberschwingung überlagert.Furthermore, it is particularly provided that different PWM signals are applied when the permanent magnet synchronous motor is in a load-free, stationary state and when the permanent magnet synchronous motor is under load. This advantageously prevents a ripple current from being generated at an instantaneous voltage of 0 V (V = volt), and thus, no inductance can be determined. In particular, It is provided that a modified space vector modulation is used to generate ripple current in the steady state. This advantageously takes into account that the fundamental harmonic of the phase voltage is zero in the steady state, which can lead to errors in current measurement. In this respect, an error correction is advantageously carried out that takes into account the magnitude of the ripple current known for each voltage space vector and further takes into account that the ripple current does not contribute to the fundamental harmonic of the phase current. With this error correction, the sampling for the control of the permanent magnet synchronous motor is advantageously adapted such that the ripple current is not measured if it superimposes the fundamental harmonic.

Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, das vorgeschlagene Verfahren zur Bestimmung einer Rotorposition eines dreiphasigen Permanentmagnet-Synchronmotors mit den vorstehend genannten Merkmalen einzeln oder in Kombination, bei einem Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Permanentmagnet-Synchronmotors, insbesondere eines in einem Kraftfahrzeug für ein Assistenzsystem eingesetzten Permanentmagnet-Synchronmotors, einzusetzen. Insbesondere wird ein Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Permanentmagnet-Synchronmotors, insbesondere eines in einem Kraftfahrzeug für ein Assistenzsystem eingesetzten Permanentmagnet-Synchronmotors, vorgeschlagen, wobei eine für die feldorientierte Regelung notwendige Rotorposition des Permanentmagnet-Synchronmotors bestimmt wird und die Bestimmung der Rotorposition nach einem erfindungsgemäß vorgeschlagenen Verfahren zur Bestimmung einer Rotorposition erfolgt. Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung erfolgt die Bestimmung der Rotorposition primär unter Nutzung wenigstens eines Rotorpositionsbestimmungssensors und - zur Erhöhung der Ausfallsicherheit - sekundär unter Anwendung des erfindungsgemäß vorgeschlagenen Verfahrens zur Bestimmung einer Rotorposition. Insbesondere ist vorgesehen, das erfindungsgemäß vorgeschlagene Verfahren zur Bestimmung einer Rotorposition anstelle eines dritten Sensors einzusetzen, insbesondere als Ersatzfunktion beim Ausfall eines Rotorpositionsbestimmungssensors.According to a particularly advantageous embodiment of the invention, the proposed method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor with the aforementioned features is used individually or in combination in a method for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor, in particular a permanent magnet synchronous motor used in a motor vehicle for an assistance system. In particular, a method for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor, in particular a permanent magnet synchronous motor used in a motor vehicle for an assistance system, is proposed, wherein a rotor position of the permanent magnet synchronous motor necessary for the field-oriented control is determined and the rotor position is determined according to a method proposed according to the invention for determining a rotor position. According to a preferred embodiment, the rotor position is determined primarily using at least one rotor position determination sensor and - to increase reliability - secondarily using the method proposed according to the invention for determining a rotor position. In particular, it is intended to use the method proposed according to the invention for determining a rotor position instead of a third sensor, in particular as a replacement function in the event of failure of a rotor position determination sensor.

Die zur Lösung der eingangs genannten Aufgabe ebenfalls vorgeschlagene Steuereinheit ist vorteilhafterweise zur feldorientierten Regelung eines Permanentmagnet-Synchronmotors nach einem erfindungsgemäß vorgeschlagenen Verfahren zur feldorientierten Regelung eines Permanentmagnet-Synchronmotors ausgebildet. Das weiter vorgeschlagene Lenksystem, insbesondere ein elektromechanisches Lenksystem, insbesondere eine elektromechanische Hilfskraftlenkung, umfasst vorteilhafterweise eine solche Steuerung. Das Lenksystem ist dabei ausgebildet, über eine Lenkhandhabe erteilte Lenkbefehle zu erfassen und über einen Lenksteller auf eine Zahnstange, an welcher über Spurstangen lenkbare Räder angeordnet sind, zu übertragen, wobei der Lenksteller einen Permanentmagnet-Synchronmotor umfasst.The control unit also proposed to achieve the aforementioned object is advantageously designed for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor according to a method proposed according to the invention for field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor. The further proposed steering system, in particular an electromechanical steering system, in particular an electromechanical power steering system, advantageously comprises such a control. The steering system is designed to detect steering commands given via a steering handle and to transmit them via a steering actuator to a rack on which wheels steerable via tie rods are arranged, wherein the steering actuator comprises a permanent magnet synchronous motor.

Weitere vorteilhafte Einzelheiten, Merkmale und Ausgestaltungsdetails der Erfindung werden im Zusammenhang mit den in den Figuren (Fig.: Figur) dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Dabei zeigt:

Fig. 1
in einer vereinfachten schematischen Blockdarstellung ein Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäß ausgebildete Steuereinheit für den Betrieb eines ebenfalls schematisch dargestellten Permanentmagnet-Synchronmotors;
Fig. 2
in einem d/q-Koordinatensystem eine beispielhafte Differenz der d-Achsen-Induktivität und der q-Achsen-Induktivität eines Permanentmagnet-Synchronmotors, wie beispielsweise in Fig. 1 dargestellt;
Fig. 3
eine beispielhafte Darstellung für einen Verlauf der Phaseninduktivitäten Lu, Lv, Lw eines rotierenden Rotors eines Permanentmagnet-Synchronmotors, wie beispielsweise in Fig. 1 dargestellt;
Fig. 4a
eine Darstellung eines Ausführungsbeispiels für ein erfindungsgemäß an die Phase eines Permanentmagnet-Synchronmotors, wie beispielsweise in Fig. 1 dargestellt, angelegtes Spannungssignal;
Fig. 4b
eine Darstellung des aus dem Spannungssignal gemäß Fig. 4a resultierenden Stroms;
Fig. 5
eine Darstellung eines Ausführungsbeispiels für ein zu verwendendes PWM-Signal in einem Betriebszustand des Permanentmagnet-Synchronmotors, wenn die durchschnittliche Phasenspannung und die Augenblicksspannung etwa 0 V betragen, um zu verhindern, dass kein Rippelstrom auftritt;
Fig. 6
eine Darstellung eines Ausführungsbeispiels für einen erfindungsgemäß ermittelten ersten Rotorwinkel sowie einem daraus abgeleiteten zweiten Rotorwinkel;
Fig. 7
in einer vereinfachten schematischen Darstellung ein Ausführungsbeispiel für ein Kraftfahrzeug mit unterschiedlichen erfindungsgemäßen Anwendungen für einen Permanentmagnet-Synchronmotor mit einer erfindungsgemäß ausgebildeten Steuereinheit, wie beispielsweise in Fig. 1 dargestellt;
Fig. 8a
in einer vereinfachten perspektivischen Darstellung ein Ausführungsbeispiel für ein erfindungsgemäß ausgebildetes Lenksystem; und
Fig. 8b
in einer vereinfachten perspektivischen Darstellung ein weiteres Ausführungsbeispiel für ein erfindungsgemäß ausgebildetes Lenksystem.
Further advantageous details, features, and design details of the invention are explained in more detail in connection with the exemplary embodiments shown in the figures (Fig.: Figure).
Fig. 1
in a simplified schematic block diagram, an embodiment of a control unit designed according to the invention for the operation of a permanent magnet synchronous motor, also shown schematically;
Fig. 2
in a d/q coordinate system, an exemplary difference between the d-axis inductance and the q-axis inductance of a permanent magnet synchronous motor, as shown in Fig. 1 shown;
Fig. 3
an exemplary representation of a course of the phase inductances Lu, Lv, Lw of a rotating rotor of a permanent magnet synchronous motor, as for example in Fig. 1 shown;
Fig. 4a
a representation of an embodiment of a permanent magnet synchronous motor according to the invention, such as in Fig. 1 shown, applied voltage signal;
Fig. 4b
a representation of the voltage signal according to Fig. 4a resulting current;
Fig. 5
a representation of an embodiment of a PWM signal to be used in an operating state of the permanent magnet synchronous motor when the average phase voltage and the instantaneous voltage are approximately 0 V in order to prevent ripple current from occurring;
Fig. 6
a representation of an embodiment of a first rotor angle determined according to the invention and a second rotor angle derived therefrom;
Fig. 7
in a simplified schematic representation, an embodiment of a motor vehicle with different applications according to the invention for a permanent magnet synchronous motor with a control unit designed according to the invention, as for example in Fig. 1 shown;
Fig. 8a
in a simplified perspective view, an embodiment of a steering system designed according to the invention; and
Fig. 8b
in a simplified perspective view, a further embodiment of a steering system designed according to the invention.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel für die vorgeschlagene Erfindung erläutert. In Fig. 1 ist dabei schematisch ein dreiphasiger Permanentmagnet-Synchronmotor 1 mit einem Wicklungsstrang U 101, einem Wicklungsstrang V 102 und einem Wicklungsstrang W 103 dargestellt, wobei jedem Wicklungsstrang U 101, V 102, W 103 und somit jeder Phase eine Induktivität Lu, Lv, Lw zugeordnet ist. Die Phaseninduktivitäten des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 ändern sich bei dabei als Funktion des Rotorwinkels. Bezogen auf ein eine d-Achse und eine q-Achse aufweisendes d/q-Koordinatensystem als rotorfestes Bezugssystem weist der Permanentmagnet-Synchronmotor 1 eine d-Achsen-Induktivität (Ld) und eine von der d-Achsen-Induktivität (Ld) abweichende q-Achsen-Induktivität (Lq) auf, wie in dem d/q-Koordinatensystem gemäß Fig. 2 exemplarisch dargestellt. In Fig. 2 ist dabei auf den Achsen Ax1 und Ay2 als Einheit die Induktivität in µH (µH: Mikrohenry) aufgetragen. Die Phasen U 101, V 102, W 103 sind dabei in Fig. 2 eingetragen sowie die Ld-Lq-Differenz 120, die als Ellipse modelliert ist, die mit dem Rotor des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 rotiert, was zu der Änderung der Phaseninduktivitäten Lu, Lv, Lw führt.With reference to Fig. 1 An advantageous embodiment of the proposed invention is explained. In Fig. 1 A three-phase permanent magnet synchronous motor 1 is shown schematically with a winding phase U 101, a winding phase V 102 and a winding phase W 103, wherein each winding phase U 101, V 102, W 103 and thus each phase is assigned an inductance Lu, Lv, Lw. The phase inductances of the permanent magnet synchronous motor 1 change as a function of the rotor angle. Relative to a d/q coordinate system having a d-axis and a q-axis as a rotor-fixed reference system, the permanent magnet synchronous motor 1 has a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) deviating from the d-axis inductance (Ld), as in the d/q coordinate system according to Fig. 2 shown as an example. In Fig. 2 The inductance is plotted in µH (µH: microhenry) on the axes Ax1 and Ay2. The phases U 101, V 102, W 103 are in Fig. 2 entered as well as the Ld-Lq difference 120, which is modeled as an ellipse rotating with the rotor of the permanent magnet synchronous motor 1, which leads to the change of the phase inductances Lu, Lv, Lw.

Die Induktivitäten Lu, Lv, Lw lassen sich dabei als Sinusfunktionen der Rotorposition des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 darstellen, wie beispielhaft in Fig.3 gezeigt. In Fig. 3 ist dabei auf der Achse Ax2 der Winkel im Bogenmaß (rad) und auf der Achse Ay2 die Induktivität in µH (µH: Mikrohenry) aufgetragen.The inductances Lu, Lv, Lw can be represented as sine functions of the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 1, as shown in the following example: Fig.3 shown. In Fig. 3 The angle is plotted in radians (rad) on the Ax2 axis and the inductance in µH (µH: microhenry) on the Ay2 axis.

Der Permanentmagnet-Synchronmotor 1 gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel wird dabei mittels der Steuereinheit 2 gesteuert. Die Steuereinheit 2 umfasst dabei einen Steuerblock 200, der an sich bekannte Funktionen für die Steuerung eines Permanentmagnet-Synchronmotors umfasst, ohne diese im Detail darzustellen, wie insbesondere einen Analog-Digital-Umsetzer, einen SVM Modulator (SVM: space vector modulation) und eine PWM-Einheit. Das heißt, dass der Permanentmagnet-Synchronmotor 1 mittels eines PWM-Signals und konkreter mit einer Raumzeigermodulation unter Verwendung von Spannungsraumzeigern gesteuert wird. Das PWM-Signal am Umsetzer-Ausgang kann insbesondere eine Frequenz von 16 kHz oder 20 kHz aufweisen.The permanent magnet synchronous motor 1 according to the Fig. 1 The embodiment shown is controlled by means of the control unit 2. The control unit 2 comprises a control block 200, which comprises functions known per se for controlling a permanent magnet synchronous motor, without describing them in detail, such as in particular an analog-digital converter, an SVM modulator (SVM: space vector modulation) and a PWM unit. This means that the permanent magnet synchronous motor 1 is controlled by means of a PWM signal, and more specifically, with space vector modulation using voltage space vectors. The PWM signal at the converter output can, in particular, have a frequency of 16 kHz or 20 kHz.

Die Steuereinheit 2 ist dabei zur feldorientierten Regelung des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 ausgebildet, wobei ein Block 21 für die an sich ebenfalls bekannte Funktion der feldorientierten Regelung innerhalb des Steuerblocks 200 dargestellt ist. Für die feldorientierte Regelung des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 muss die Rotorposition des Rotors des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 dem Block 21 als Eingangsgröße bereitgestellt werden. Bei der Steuereinheit 2 wird die Rotorposition RP2 in dem Block 20 sensorlos mit einem Verfahren zur Bestimmung einer Rotorposition eines dreiphasigen Permanentmagnet-Synchronmotors bestimmt, wobei die Rotorposition mittels der sich bei drehendem Rotor ändernden Induktivitäten bestimmt wird. Das Verfahren ist dabei zur Anwendung bei dreiphasigen Permanentmagnet-Synchronmotoren ausgebildet, wobei, wie auch in diesem Ausführungsbeispiel, der Permanentmagnet-Synchronmotor bezogen auf ein eine d-Achse und eine q-Achse aufweisendes d/q-Koordinatensystem als rotorfestes Bezugssystem eine d-Achsen-Induktivität (Ld) und eine von der d-Achsen-Induktivität (Ld) abweichende q-Achsen-Induktivität (Lq) aufweist und jeder Phase des Permanentmagnet-Synchronmotors jeweils eine Induktivität Lu, Lv, Lw zugeordnet ist, die sich in Abhängigkeit von der Rotorposition ändert. Das Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition wird dabei von der Steuereinheit 2 auch außerhalb des Blocks 21 ausgeführt. Die Zuordnung zu dem Block 21 dient dabei im Wesentlichen der anschaulicheren Darstellung in Fig. 1, wobei in dem Block 21 in diesem Ausführungsbeispiel allerdings auch letztlich die Bestimmung der Rotorposition erfolgt. Insbesondere werden dem Block 21 der Steuereinheit 2 auch die notwendigen Größen zur Bestimmung der Induktivitäten Lu, Lv, Lw zugeführt.The control unit 2 is designed for field-oriented control of the permanent magnet synchronous motor 1, with a block 21 for the field-oriented control function, which is also known per se, being shown within the control block 200. For the field-oriented control of the permanent magnet synchronous motor 1, the rotor position of the rotor of the permanent magnet synchronous motor 1 must be provided to block 21 as an input variable. In the control unit 2, the rotor position RP2 is determined sensorlessly in block 20 using a method for determining a rotor position of a three-phase permanent magnet synchronous motor, wherein the rotor position is determined using the inductances that change as the rotor rotates. The method is designed for use with three-phase permanent magnet synchronous motors, wherein, as in this exemplary embodiment, the permanent magnet synchronous motor has a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) that differs from the d-axis inductance (Ld) as a rotor-fixed reference system, with reference to a d/q coordinate system having a d-axis and a q-axis, and each phase of the permanent magnet synchronous motor is assigned an inductance Lu, Lv, Lw that changes depending on the rotor position. The method for determining the rotor position is also carried out by the control unit 2 outside of block 21. The assignment to block 21 essentially serves to provide a more illustrative illustration in Fig. 1 , whereby in this exemplary embodiment, the rotor position is ultimately determined in block 21. In particular, the necessary variables for determining the inductances Lu, Lv, Lw are also supplied to block 21 of the control unit 2.

Das Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition sieht vor, dass über die Anschlussleitungen 111, 112, 113 des Permanentmagnet-Synchronmotors eine Spannung u(t) an die Phasen angelegt wird, wobei die angelegte Spannung für jede Phase jeweils einen Rippelstrom i(t) hervorruft. In Fig. 4a ist ein Ausführungsbeispiel für eine solche vorgegebene Spannung u(t) von einem Zeitpunkt t=0 bis zu einem Zeitpunkt t =Ts dargestellt, wobei die Zeit t auf der Achse Ax3 aufgetragen ist. Die Achse Ay3 gibt die Spannung an. Aus der Differenz von Augenblicksspannung u(t) und der durchschnittlichen Phasenspannung ua(Ts) ergibt sich dabei eine Rippelspannung ur(t), die einen Rippelstrom i(t) verursacht. Der durch die Rippelspannung ur(t) hervorgerufene Rippelstrom i(t) ist in Fig. 4b dargestellt und wird für zumindest zwei der drei Phasen bestimmt. Auf der Achse Ax4 ist dabei entsprechend der Achse Ax3 die Zeit aufgetragen. Die Achse Ay4 gibt den Strom an. Insbesondere mittels Phasenstrommessung und/oder mittels Zwischenkreisstrommessung lässt sich dabei der Gradient des Rippelstroms i(t) bestimmten. Dabei lassen sich insbesondere die Eingänge eines Analog-Digital-Umsetzers einer Mikrocontrollereinheit der Steuereinheit 2 für ein Bestimmen des Gradienten des Rippelstroms nutzen. Mit dem bestimmten Gradienten des Rippelstroms wird dann über die Beziehung u(t) = L di(t)/dt die jeweilige Induktivität bestimmt.The method for determining the rotor position provides that a voltage u(t) is applied to the phases via the connecting lines 111, 112, 113 of the permanent magnet synchronous motor, whereby the applied voltage causes a ripple current i(t) for each phase. Fig. 4a An exemplary embodiment for such a predetermined voltage u(t) from a time t=0 to a time t = Ts is shown, with the time t being plotted on the axis Ax3. The axis Ay3 indicates the voltage. The difference between the instantaneous voltage u(t) and the average phase voltage ua(Ts) results in a ripple voltage ur(t) which causes a ripple current i(t). The ripple current i(t) caused by the ripple voltage ur(t) is Fig. 4b and is determined for at least two of the three phases. Time is plotted on the Ax4 axis, corresponding to the Ax3 axis. The Ay4 axis indicates the current. The gradient of the ripple current i(t) can be determined in particular by means of phase current measurement and/or intermediate circuit current measurement. In particular, the inputs of an analog-to-digital converter of a microcontroller unit of the control unit 2 can be used to determine the gradient of the ripple current. With the determined gradient of the ripple current, the respective inductance is then determined using the relationship u(t) = L di(t)/dt.

Das Verfahren zur Bestimmung der Rotorposition sieht dabei in diesem Ausführungsbeispiel vor, dass bei einem lastfreien stationären Zustand des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 und bei einem Belastungszustand des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 voneinander abweichende PWM-Signale angewendet werden. In Fig. 5 ist dabei ein spezielles PWM-Signal zur Aufbringung auf die jeweiligen Anschlussleitungen 111, 112, 113 dargestellt, welches vorteilhafterweise sicherstellt, dass ein Rippelstrom i(t) im lastfreien stationären Zustand erzeugt wird, der ansonsten, bei nicht Anpassung des PWM-Signals, nicht auftreten würde, was eine Bestimmung der Phaseninduktivitäten Lu, Lv, Lw verhindern würde.The method for determining the rotor position in this embodiment provides that different PWM signals are applied when the permanent magnet synchronous motor 1 is in a load-free stationary state and when the permanent magnet synchronous motor 1 is under load. Fig. 5 a special PWM signal is shown for application to the respective connecting lines 111, 112, 113, which advantageously ensures that a ripple current i(t) is generated in the load-free stationary state, which would otherwise not occur if the PWM signal were not adjusted, which would prevent a determination of the phase inductances Lu, Lv, Lw.

Sind aus den bestimmten Gradienten des Rippelstroms für die jeweiligen Phasen die Induktivitäten Lu, Lv, Lw für die jeweiligen Phasen in dem Block 20 der Steuereinheit 2 bestimmt worden, so erfolgt in dem Block 20 durch Anwendung einer Clarke-Transformation auf die bestimmten Induktivitäten eine Überführung in eine zweidimensionale Koordinatendarstellung, aus der ein erster Rotorwinkel w1 bestimmt wird. Ein Beispiel für einen derart bestimmten ersten Rotorwinkel w1 ist dabei in Fig. 6 dargestellt, wobei auf der Achse Ax5 die Abtastungen (Samples) und auf der Achse Ay5 der Winkel im Bogenmaß (rad) dargestellt ist. Durch Anwendung einer Korrekturberechnung wird aus dem ersten Rotorwinkel w1 ein zweiter Rotorwinkel w2 bestimmt, der dem tatsächlichen Rotorwinkel entspricht. Der Block 20 umfasst zudem einen Zähler, mittels dem die Perioden gezählt werden, um diese in Korrekturberechnung einfließen zu lassen. Dabei erfolgt beim Anlaufen des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 eine Initialisierung des Zählers, bei der die Einschwingzeit des Stroms berücksichtigt wird. Die auf diese Weise ermittelte Rotorposition RP2 wird dann dem Block 21 für die feldorientierte Regelung des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 als Eingangsgröße bereitgestellt.If the inductances Lu, Lv, Lw for the respective phases have been determined in block 20 of the control unit 2 from the determined gradients of the ripple current, a conversion into a two-dimensional coordinate representation takes place in block 20 by applying a Clarke transformation to the determined inductances, from which a first rotor angle w1 is determined. An example of such a determined first rotor angle w1 is shown in Fig. 6 , with the samples being shown on the Ax5 axis and the angle in radians (rad) being shown on the Ay5 axis. By applying a correction calculation, a second rotor angle w2 is determined from the first rotor angle w1, which corresponds to the actual rotor angle. Block 20 also includes a counter by means of which the periods are counted in order to incorporate them into the correction calculation. When the permanent magnet synchronous motor 1 starts up, the counter is initialized, taking the current settling time into account. The rotor position RP2 determined in this way is then provided to block 21 for the field-oriented control of the permanent magnet synchronous motor 1 as an input variable.

Gemäß einer optionalen vorteilhaften Ausgestaltung ist die Rotorposition RP2 eine zu einer mit einer optionalen Rotorpositionssensoreinheit 3 ermittelten Rotorposition RP1 redundant ermittelte Rotorposition. Sowohl die mittels Sensor bestimmte Rotorposition RP1 als auch die sensorlos bestimmte Rotorposition RP2 werden dabei an den Block 21 übermittelt, sodass bei einem Ausfall der Rotorpositionssensoreinheit 3 vorteilhafterweise der Permanentmagnet-Synchronmotor 1 weiter betrieben werden kann.According to an optional advantageous embodiment, the rotor position RP2 is a rotor position determined redundantly to a rotor position RP1 determined with an optional rotor position sensor unit 3. Both the rotor position RP1 determined by a sensor and the rotor position RP2 determined without a sensor are transmitted to block 21, so that in the event of a failure of the rotor position sensor unit 3, the permanent magnet synchronous motor 1 can advantageously continue to operate.

Insbesondere sieht eine weitere optionale Ausgestaltung vor, dass die Steuereinheit 2 einen Block 22 zur BEMF basierten Rotorpositionsbestimmung aufweist, wobei vorgesehen ist, dass die BEMF basierte Rotorpositionsbestimmung des Blocks 22 die rippelstrombasierte Rotorpositionsbestimmung des Blocks 20 bei einer vorbestimmten Drehzahl des Rotors des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 ablöst. Die BEMF basiert ermittelte Rotorposition RP3 wird dabei ebenfalls dem Block 21 für die Regelung des Permanentmagnet-Synchronmotors 1 zugeführt.In particular, a further optional embodiment provides that the control unit 2 has a block 22 for BEMF-based rotor position determination, wherein it is provided that the BEMF-based rotor position determination of block 22 replaces the ripple current-based rotor position determination of block 20 at a predetermined speed of the rotor of the permanent magnet synchronous motor 1. The BEMF-based determined rotor position RP3 is also fed to block 21 for the control of the permanent magnet synchronous motor 1.

Ein Permanentmagnet-Synchronmotor 1 mit einer Steuereinheit 2, wie in Fig. 1 dargestellt, ist insbesondere für den Einsatz in einem Kraftfahrzeug 4 vorgesehen, wie beispielhaft in Fig. 7 skizziert. Insbesondere ist vorgesehen, den Permanentmagnet-Synchronmotor 1 mit der Steuereinheit 2 in einem Lenksteller 53 eines Lenksystems 5 vorzusehen. Eine weitere Anwendung ist als Motor 61 bei einem in einem Kraftfahrzeug 4 eingesetzten Klimakompressor. Eine weitere Anwendung ist als Stellmotor 73 in einem Bremssystem 7 eines Kraftfahrzeugs 4, wobei der Stellmotor die auf die jeweilige Bremse 71 wirkende Bremskraft stellt.A permanent magnet synchronous motor 1 with a control unit 2 as in Fig. 1 shown, is intended in particular for use in a motor vehicle 4, as exemplified in Fig. 7 outlined. In particular, it is intended to provide the permanent magnet synchronous motor 1 with the control unit 2 in a steering actuator 53 of a steering system 5. Another application is as a motor 61 in an air conditioning compressor used in a motor vehicle 4. Another application is as a servomotor 73 in a braking system 7 of a motor vehicle 4, wherein the servomotor sets the braking force acting on the respective brake 71.

In Fig. 8a und Fig. 8b sind Ausführungsbeispiele für ein Lenksystem 8 für ein Kraftfahrzeug dargestellt. In Fig. 8a ist dabei ein elektromechanisches Lenksystem 8 und in Fig. 8b ein Steer-by-Wire-Lenksystem 8 gezeigt. Die Lenksysteme 8 umfassen jeweils eine Lenksäule 81 mit einer Lenkspindel 82 sowie ein Lenkgetriebe 83. Das Lenkgetriebe 83 umfasst ein Ritzel 835 und eine Zahnstange 836, die auch als gezahnte Koppelstange bezeichnet werden kann. Das Lenkgetriebe 83 dient zur Übersetzung einer rotatorischen Bewegung des Ritzels 835 in eine translatorische Bewegung der Zahnstange 836 entlang der Längsachse der Zahnstange 836. An dem dem Fahrer zugewandten Ende der Lenksäule 81 und somit der Lenkspindel 82 ist jeweils ein Lenkrad 87 zur Eingabe eines Fahrerlenkwunsches beziehungsweise eines Lenkbefehls befestigt, wobei der Fahrer das Lenkrad 87 in bekannter Weise zur Eingabe seines Lenkwunsches drehen kann. Die sich entlang ihrer Längsachse linear bewegende Zahnstange 836 ist jeweils zu beiden Seiten des Kraftfahrzeugs mechanisch mit einer Spurstange 838 gekoppelt. Die Spurstangen 838 sind wiederum jeweils mit den Fahrzeugrädern 84 mechanisch gekoppelt. Bei dem elektromechanischen Lenksystem 8 gemäß Fig. 8a ist die Lenksäule 81 über das Lenkgetriebe 83 mechanisch mit den gelenkten Rädern 84 des Kraftfahrzeugs gekoppelt. Bei dem Steer-by-Wire-Lenksystem 8 gemäß Fig. 8b wird der erfasste Lenkbefehl elektronisch von der Lenksäule 81 an den Lenksteller 831 des Lenkgetriebes weitergegeben. Sowohl der Lenksteller 831 gemäß Fig. 8a als auch der Lenksteller 831 gemäß Fig. 8b umfassen dabei jeweils einen Permanentmagnet-Synchronmotor 1 mit eine Steuereinheit 2, wie unter Bezugnahme auf Fig. 1 erläutert.In Fig. 8a and Fig. 8b Embodiments of a steering system 8 for a motor vehicle are shown. In Fig. 8a is an electromechanical steering system 8 and in Fig. 8b a steer-by-wire steering system 8 is shown. The steering systems 8 each comprise a steering column 81 with a steering spindle 82 and a steering gear 83. The steering gear 83 comprises a pinion 835 and a rack 836, which can also be referred to as a toothed coupling rod. The steering gear 83 serves to translate a rotational movement of the pinion 835 into a translational movement of the rack 836 along the longitudinal axis of the rack 836. At the end of the steering column 81 and thus of the steering spindle 82 facing the driver, a steering wheel 87 is attached for inputting a driver's steering request or a steering command, wherein the driver can turn the steering wheel 87 in a known manner to input his steering request. The rack 836, which moves linearly along its longitudinal axis, is mechanically connected to a tie rod 838 on both sides of the motor vehicle. The tie rods 838 are in turn mechanically coupled to the vehicle wheels 84. In the electromechanical steering system 8 according to Fig. 8a The steering column 81 is mechanically coupled to the steered wheels 84 of the motor vehicle via the steering gear 83. In the steer-by-wire steering system 8 according to Fig. 8b The detected steering command is transmitted electronically from the steering column 81 to the steering actuator 831 of the steering gear. Both the steering actuator 831 according to Fig. 8a as well as the steering actuator 831 according to Fig. 8b each comprise a permanent magnet synchronous motor 1 with a control unit 2, as described with reference to Fig. 1 explained.

Die in den Figuren dargestellten und im Zusammenhang mit diesen erläuterten Ausführungsbeispiele dienen der Erläuterung der Erfindung und sind für diese nicht beschränkend.The exemplary embodiments shown in the figures and explained in connection with them serve to explain the invention and are not limiting thereof.

BezugszeichenlisteList of reference symbols

11
Permanentmagnet-SynchronmotorPermanent magnet synchronous motor
101101
Wicklungsstrang UWinding phase U
102102
Wicklungsstrang VWinding phase V
103103
Wicklungsstrang WWinding phase W
111111
Anschlussleitung für Wicklungsstrang U (101)Connecting cable for winding phase U (101)
112112
Anschlussleitung für Wicklungsstrang V (102)Connecting cable for winding phase V (102)
113113
Anschlussleitung für Wicklungsstrang W (103)Connecting cable for winding phase W (103)
120120
Ld-Lq-DifferenzLd-Lq difference
22
SteuereinheitControl unit
2020
Block der Steuereinheit (2) zur Rippelstrom basierten Bestimmung der Rotorposition (RP2)Block of the control unit (2) for ripple current-based determination of the rotor position (RP2)
2121
Block der Steuereinheit (2) zur feldorientierten Regelung des Permanentmagnet-Synchronmotors (1)Block of the control unit (2) for field-oriented control of the permanent magnet synchronous motor (1)
2222
optionaler Block der Steuereinheit (2) zur BEMF basierten Bestimmung der Rotorposition (RP3)optional block of the control unit (2) for BEMF-based determination of the rotor position (RP3)
200200
Block der Steuereinheit (2) mit bekannten FunktionalitätenControl unit block (2) with known functionalities
33
Sensoreinheit zur Bestimmung der Rotorposition (RP1) mittels RotorpositionsbestimmungssensorsSensor unit for determining the rotor position (RP1) using a rotor position determination sensor
44
Kraftfahrzeugmotor vehicle
55
LenksystemSteering system
5151
Lenkhandhabesteering handle
5252
Lenkwellesteering shaft
5353
LenkstellerSteering actuator
5454
lenkbares Radsteerable wheel
66
Klimakompressorair conditioning compressor
6161
Motor des Klimakompressors (6)Air conditioning compressor motor (6)
77
Bremssystembraking system
7171
Bremsebrake
7272
zentraler Bremskraftverstärkercentral brake booster
7373
Stellmotor des Bremssystems (7)Brake system actuator (7)
88
LenksystemSteering system
8181
Lenksäulesteering column
8282
Lenkspindelsteering spindle
8383
Lenkgetriebesteering gear
831831
Lenksteller mit Permanentmagnet-Synchronmotor (1) und Steuereinheit (2)Steering actuator with permanent magnet synchronous motor (1) and control unit (2)
835835
Ritzel des Lenkgetriebes (83)Steering gear pinion (83)
836836
Zahnstangerack
838838
Spurstangetie rod
8484
lenkbares Radsteerable wheel
8787
Lenkhandhabesteering handle
RP1RP1
Rotorposition, mittels Rotorpositionsbestimmungssensor ermitteltRotor position, determined by rotor position sensor
RP2RP2
Rotorposition, mittels Rippelstrom basierten Verfahrens ermitteltRotor position, determined using a ripple current based method
RP3RP3
Rotorposition, mittels BEMF basierten Verfahrens ermitteltRotor position, determined using BEMF-based method
w1w1
erster Rotorwinkelfirst rotor angle
w2w2
zweiter Rotorwinkelsecond rotor angle
i(t)i(t)
RippelstromRipple current
u(t)u(t)
Augenblicksspannunginstantaneous voltage
ua(Ts)ua(Ts)
durchschnittliche Phasenspannungaverage phase voltage
ur(t)ur(t)
RippelspannnungRipple voltage
LuLu
PhaseninduktivitätPhase inductance
LvLv
PhaseninduktivitätPhase inductance
LwLw
PhaseninduktivitätPhase inductance
LdLd
d-Achsen-Induktivitätd-axis inductance
LqLq
q-Achsen-Induktivitätq-axis inductance
tt
ZeitTime
TsTs
Zeitpunkttime
Ax1Ax1
x-Achse Fig. 2 x-axis Fig. 2
Ay1Ay1
y-Achse Fig. 2 y-axis Fig. 2
Ax2Ax2
x-Achse Fig. 3 x-axis Fig. 3
Ay2Ay2
y-Achse Fig. 3 y-axis Fig. 3
Ax3Ax3
x-Achse Fig. 4a x-axis Fig. 4a
Ay3Ay3
y-Achse Fig. 4a y-axis Fig. 4a
Ax4Ax4
x-Achse Fig. 4b x-axis Fig. 4b
Ay4Ay4
y-Achse Fig. 4b y-axis Fig. 4b
Ax5Ax5
x-Achse Fig. 6 x-axis Fig. 6
Ay5Ay5
y-Achse Fig. 6 y-axis Fig. 6

Claims (15)

  1. Method for determining a rotor position (RP2) of a three-phase permanent magnet synchronous motor (1), the permanent magnet synchronous motor (1) having, with respect to a d/q coordinate system as a rotor-fixed reference system having a d-axis and a q-axis, a d-axis inductance (Ld) and a q-axis inductance (Lq) differing from the d-axis inductance (Ld), wherein each phase of the permanent magnet synchronous motor (1) is assigned an inductance (Lu, Lv, Lw) which varies as a function of the rotor position, and wherein the rotor position is determined by means of the varying inductances, a voltage (u(t)) is applied to the phases, wherein the applied voltage (u(t)) causes a ripple current (i(t)) for each phase, wherein the ripple current (i(t)) is determined for at least two of the three phases and the inductance of the respective phase is determined based on the ripple current (i(t)) determined for the respective phase, characterized in that a first rotor angle (w1) is determined from the determined inductance for a respective phase using a Clarke transformation, a correction calculation for determining a second rotor angle (w2) is applied to the first rotor angle (w1), and the correction calculation takes into account a period variation with an alternation between a first period and a second period which is offset by 180° with respect to the first period.
  2. Method according to claim 1, characterized in that the periods are counted by means of a counter.
  3. Method according to claim 2, characterized in that initialization of said counter takes place when the permanent magnet synchronous motor (1) starts up.
  4. Method according to one of the preceding claims, characterized in that the permanent magnet synchronous motor (1) is controlled by means of a PWM signal, the PWM signal being used to generate the ripple current (i(t)).
  5. Method according to one of the preceding claims, characterized in that the permanent magnet synchronous motor (1) is controlled by means of a space vector modulation using voltage space vectors.
  6. Method according to one of the preceding claims, characterized in that, for a phase, a ripple current (i(t)) is determined as a current which is caused by a ripple voltage (ur(t)) resulting from the voltage difference between an instantaneous voltage (u(t)) and an average phase voltage (ua(t)), the instantaneous voltage (u(t)) being determined by the associated voltage space vector.
  7. Method according to claim 6, characterized in that a gradient of the ripple current (i(t)) is determined for at least two of the three phases, the inductance of the respective phase being determined from the gradient determined for a phase and the ripple voltage (ur(t)) resulting for this phase.
  8. Method according to claim 7, wherein the gradient of the ripple current (i(t)) is determined for only two of the three phases and the inductances of the two phases are determined from the gradient determined for one phase and the resulting ripple voltage (ur(t)) for this phase, characterized in that the inductances for the two phases are determined under the same voltage space vector, wherein the inductance of the third phase for this voltage space vector is determined from the inductances determined for the two other phases.
  9. Method according to claim 7 or claim 8, characterized in that the gradient of the ripple current (i(t)) is determined by means of phase current measurement; and/or in that the gradient of the ripple current (i(t)) is determined by means of intermediate circuit current measurement.
  10. Method according to one of claims 7 to 9, characterized in that a microcontroller unit is used for controlling the permanent magnet synchronous motor (1), wherein inputs of an analog-to-digital converter of the microcontroller unit are used for determining the gradient of the ripple current (i(t)).
  11. Method according to one of the preceding claims, characterized in that at a predetermined rotational speed of the permanent magnet synchronous motor (1), the rotor position (RP3) is determined using a BEMF-based method.
  12. Method according to one of the preceding claims, characterized in that PWM signals that differ from one another are used in no-load steady state of the permanent magnet synchronous motor (1) and in a loaded state of the permanent magnet synchronous motor (1).
  13. Method for the field-oriented control of a permanent magnet synchronous motor (1), in particular a permanent magnet synchronous motor (1) used in a motor vehicle (4) for an assistance system, wherein a rotor position (RP1, RP2, RP3) of the permanent magnet synchronous motor (1) necessary for the field-oriented control is determined,
    characterized in that the rotor position is determined by a method according to one of claims 1 to 12.
  14. Control unit (2) for the operation of a permanent magnet synchronous motor (1),
    characterized in that the control unit (2) is designed for field-oriented control of the permanent magnet synchronous motor (1) according to the method according to claim 13.
  15. Steering system (5, 8) which is designed to detect steering commands issued via a steering handle (51, 87) and to transmit them via a steering actuator (53, 831) to a rack (836) on which steerable wheels (54, 84) are arranged via tie rods (838), the steering actuator (53, 831) comprising a permanent-magnet synchronous motor (1), characterized in that the permanent-magnet synchronous motor (1) comprises a control unit (2) according to claim 14.
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