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Die Erfindung bezieht sich auf einen Digital-Analog-Wandler mit einem
Sigma-Deltamodulator zum Erzeugen eines 1-Bit digitalen Signals, das synchron zu
einem Taktsignal in Antwort auf ein digitales Eingangssignal moduliert ist und mit
Ausgangsmitteln zum Liefern eines Ausgangssignals in Antwort auf das synchron
modulierte digitale Signal.
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Ein derartiger Digital-Analog-Wandler ist aus u.a. einem Artikel von
Peter J.A. Naus u.a., "A CMOS Stereo 16-bit D/A Converter for Digital Audio",
"IEEE Journal of Solid-State Circuits", Heft SC-22, Nr.3, Juni 1987, Seiten 390-395
bekannt. Das in diesem Artikel beschriebene Umwandlungsverfahren ist bekannt unter
der Bezeichnung "Bit-Stream"-Konversion. Ein 16-Bits pulscodemoduliertes digitales
Audiosignal mit einer relativ niedrigen Taktfrequenz wird mit digitalen
Interpolationsfiltern überabgetastet, bis ein 17-Bits digitales Audiosignal mit 256-facher Taktfrequenz
erhalten worden ist. Dieses 17-Bits Signal wird einem Sigma-Deltamodulator (SDM)
zugeführt, der durch seine Eigenschaften oft als "Noise Shaper" bezeichnet wird. Der
SDM verwandelt das 17-Bits digitale Signal in ein 1-Bit digitales Signal. Der Vorteil
dieses Verfahrens ist, daß für die wirkliche Digital-Analog-Umwandlung nun relativ
einfache analoge Filtermittel ausreichen, die in dem genannten Artikel aus einem 1-Bit
DAC und einem Tiefpaßfilter erster Ordnung. Ein derartiges Umwandlungsverfahren ist
nicht nur interessant bei Audiosignalen, es bietet aber im Grunde ebensoviele Vorteile
bei Video-Signalen. Die Taktfrequenz eines überabgetasteten digitalen Video-Signals ist
jedoch sehr hoch und kann einige Hundert MHz betragen. Dadurch wird die
Schnittstelle zwischen dem 1-Bit digitalen Signal des SDMs und den analogen Filtermitteln
technisch aufwendig. Diese Schnittstelle ist nicht erforderlich, wenn die digitale und die
analoge Signalverarbeitung an verschiedenen integrierten Schaltungen vorgesehen sind,
beispielsweise zur Vermeidung gegenseitiger Beeinflußung oder weil die digitalen und
analogen Teile in einer unterschiedlichen Technologie hergestellt worden sind.
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Die Erfindung hat nun u.a. zur Aufgabe, dieses Schnittstellenproblem zu
verringern. Nach der Erfindung weist dazu der DAC der eingangs erwähnten Art das
Kennzeichen auf, daß der Digital-Analog-Wandler weiterhin einen asynchronen Sigma-
Delta-Modulator aufweist zum Erzeugen eines zweiwertigen asynchron modulierten
Signals in Antwort auf das synchron modulierte digitale Signal des Sigma-Delta-
Modulators und zum Liefern des asynchron modulierten Signals an den
Ausgangsmitteln.
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Ein asynchroner Sigma-Delta-Modulator (ASDM) verwandelt ein analoges
Signal in eine Rechteckwelle, deren Tastverhältnis linear mit dem augenblicklichen Wert
des analogen Signals moduliert wird. Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß
die Eigenschaften eines ASDMs auch benutzt werden können, wenn statt eines analogen
Signals das überabgetastete 1-Bit digitale Signal eines SDMs angeschlossen wird. Der
NF-Anteil des Spektrums des SDM-Signals ist ja einem analogen Signal gleichwertig.
Die übrigen Frequenzanteile aus dem Spektrum werden in dem Schleifenfilter des
ASDMs unterdrückt.
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Die Information in dem digitalen Signal des SDMs ist in Signalübergängen
eingeschlossen, die ausschließlich zu diskreten Zeitpunkten auftreten können, die durch
die Taktfrequenz des SDMs bestimmt werden. Die Information eines ASDM-Signals
liegt in der analogen Abwandlung des Tastverhältnisses eingeschlossen. Dies bedeutet,
daß die Signalübergänge des ASDM-Signals nicht an einem festen Muster diskreter
Zeitpunkte gebunden sind, daß aber auch alle zwischenliegenden Zeitpunkte verfügbar
sind. Durch diese Freiheit der Signalübergangslage ist das Frequenzspektrum des
ASDM-Signals wesentlich weniger breit als das Frequenzspektrum des SDM-Signals.
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Asynchrone Sigma-Delta-Modulatoren sind an sich bekannt. In diesem
Zusammenhang sei auf einen Artikel von C.J. Kikkert u.a., "Asynchronous Delta Sigma
Modulation", "Proceedings of the IREE of Australia", Heft 36, April 1975, Seiten 83-
88 verwiesen, worin das Prinzip und die Theorie eingehend beschrieben worden sind.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Digital-Analog-
Wandlers,
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Fig. 2 das Ausgangssignal eines getakteten Sigma-Delta-Modulators,
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Fig. 3 ein Signal zur Erläuterung der Wirkungsweise eines asynchronen
Sigma-Delta-Modulators,
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Fig. 4 und Fig. 5 einige Kennlinien zur Erläuterung der Wirkungsweise
eines asynchronen Sigma-Delta-Modulators,
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Fig. 6 das Ausgangssignal eines asynchronen Sigma-Delta-Modulators,
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Fig. 7 ein Filter zum Gebrauch in einem Digital-Analog-Wandler nach der
Erfindung und
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Fig. 8 einen Schaltplan eines asynchronen Sigma-Delta-Modulators zum
Gebrauch in einem Digital-Analog-Wandler nach der Erfindung.
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Fig. 1 zeigt einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der aus einer
Reihenschaltung aus einem digitalen Aufwärtsabtastfilter 2, einem beispielsweise digital
ausgebildeten Sigma-Delta-Modulator (SDM) 4, einem analogen asynchonen Sigma-
Delta-Modulator (ASDM) 6 und einem analogen Tiefpaßfilter 8 besteht. Ein M-Bits
digitales Signal D1 mit niedriger Taktfrequenz Fs wird in dem Aufwärtsabtastfilter 2 N-
fach überabgetastet, wodurch ein M-Bits digitales Signal D2 mit einer hohen
Taktfrequenz NFs erhalten wird. Das Signal D2 wird danach in dem SDM 4 in ein 1-Bit
digitales SDM-Signal D3 umgewandelt, dessen Signalform in Fig. 2 dargestellt ist. Das
SDM-Signal D3, oft als "Bit-Stream"-Signal bezeichnet, wechselt seinen Wert zu
Zeitpunkten, die durch die hohe Taktfrequenz NFs des SDMs 4 bestimmt werden. Das
Aufwärtsabtastfilter 2 und der SDM 4 können auf herkömmliche Weise ausgebildet sein.
Der SDM 4 kann auf bekannte Weise mit einer digitalen Differenzstufe 10, einem
digitalen Tiefpaßfilter 12 und einem digitalen Quantisierer 14 versehen sein, der das M-
Bits Signal D2 auf das 1-Bit SDM-Signal D3 reduziert und dessen Ausgangssignal D3
von dem Eingangssignal D2 subtrahiert wird. Die Aufgabe und die Funktion des
Aufwärtsabtastfilters 2 und des SDMs 4 sind bekannt aus u.a. dem bereits genannten
Artikel von Peter J.A. Naus u.a.. Das Ergebnis ist ein Bitstrom-SDM-Signal D3, dessen
NF-Anteil der analogen Signalinformation des digitalen Signals D1 nahezu entspricht
und mit einem relativ einfachen Tiefpaßfilter 8 zurückgewonnen werden kann.
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Die Signalübergänge in dem SDM-Signal D3 treten mit der hohen
Taktfrequenz NFs auf, die bei digitalen Video-Signalsystemen sehr hoch sein kann,
einige Hindert MHz, so daß das Spektrum des SDM-Signals D3 sehr breit ist. Die
Schnittstelle 16 zwischen dem digitalen und dem analogen Teil des Signalkreises ist
dann technisch aufwendig, u.a. wegen des beschränkten dynamischen Bereichs, der
Signalverzerrung und der Verlustleistung, die bei den sehr hohen Frequenzen des SDM-
Signals D3 auftreten. Um diese Beschränkungen Herr zu werden ist nach der Erfindung
eine zusätzliche Signaltransformation mit dem ASDM 6 vorgesehen. Der ASDM 6
umfaßt eine analoge Differenzstufe 18, ein analoges Tiefpaßfilter 20 und eine analoge
Vergleichsstufe 22, deren Ausgangssignal D4 von dem Eingangssignal D3 in der
Differenzstufe 18 subtrahiert wird.
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Das Prinzip und die Theorie eines ASDMs ist an sich bekannt, u.a. auf
dem bereits genannten Artikel von C.J. Kikkert u.a.. Ein ASDM verwandelt ein
analoges Signal Ui in eine Rechteckwelle mit einer Periodendauer T um (siehe Fig. 3),
deren Tastverhältnis d/T von dem augenblicklichen Wert des analogen Eingangssignals
Ui linear abhängig ist (siehe Fig. 4). Die Frequenz F = 1/T der Rechteckwelle ist auch
abhängig von dem Eingangssignal Ui und verläuft für langsame Änderungen in Ui
gemäß einer quadratischen Kurve F=F&sub0;(1-Ui²), wobei F&sub0; die Ruhefrequenz für Ui=0
ist (siehe Fig. 5). Das Spektrum der Rechteckwelle besteht aus einem Basisanteil, der
dem Spektrum des analogen Eingangssignals Ui und einer Anzahl Harmonischen mit
Seitenbändern entspricht, die mit Bessel-Anteilen des Basisanteils gefüllt sind. Der
Basisanteil kann mit einem einfachen Tiefpaßfilter aus der Rechteckwelle
zurückgewonnen werden. Ein ASDM ist selbstschwingend, und zwar dadurch, daß in der
Vergleichsstufe eine Hysterese, in der Rückkopplung eine Verzögerung oder dadurch,
daß eine Kombination derselben vorgesehen wird. Derselbe Effekt läßt sich auch
erzielen mit einem Tiefpaßfilter höherer Ordnung. Die Ruhefrequenz F&sub0; wird durch den
Entwurf des ASDMs bestimmt und soll hoch genug sein um Verzerrung zu vermeiden.
Eine Ruhefrequenz F&sub0; mit der doppelten Bandbreite des analogen Eingangssignals Ui
reicht dabei.
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In dem in Fig. 2 dargestellten DAC ist das Bitstrom-SDM-Signal D3 als
analoges Eingangssignal Ui für den ASDM 6 wirksam, dessen Ausgangssignal D4 eine
Rechteckwelle ist, die in Fig. 6 dargestellt ist. Die Zeitachse in Fig. 6 hat überhaupt
keine Beziehung mit der aus Fig. 2 und die genannte Wellenform dient nur zur
Erläuterung der Tatsache, daß die Übergänge (Nulldurchgänge) in dem ASDM-Signal
D4 zu jedem beliebigen Zeitpunkt auftreten können. Dies im Gegensatz zu den
Übergängen des SDM-Signals D3 in Fig. 2, die nur zu diskreten Zeitpunkten auftreten
können. Die Folge ist, daß das Spektrum des ASDM-Signals D4 wesentlich weniger
Breit ist als das Spektrum des SDM-Signals.
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Es hat sich herausgestellt, daß die Wellenform des ASDM-Signals D4
keine Frequenzen aufwies über 40 MHz bei Ansteuerung mit einem SDM-Signal D3 mit
einer Taktfrequenz von 200 MHz, das mit einem NF-Sinus von 1 MHz moduliert
wurde. Dabei hatte der 1 MHz NF-Anteil des ASDM-Signals D4 eine Signalverzerrung,
die kaum größer war als der 1 MHz NF-Anteil des SDM-Signals D3. Das Tiefpaßfilter
20 des ASDMs 6 war ein Filter dritter ordnung mit Polen auf 1, 2 und 30 MHz und mit
einem Nullpunkt auf 15 MHz Die Ruhefrequenz F&sub0; betrug etwa 30 MHz. Es wird also
eine wesentliche Verringerung in der Bandbreite des Signals erreicht, das über die
Schnittstelle 16 dem analogen Tiefpaßfilter 8 zugeführt werden muß. Ein einfacher
CMOS-Inverter, der eine Leistungseffizienz von etwa 100% und eine sehr niedrige
inhärente Signalverzerrung aufweist, ist nun verwendbar.
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Es kann weiterhin vorteilhaft sein, das Quantisierungsrauschen in dem
SDM-Signal D3 außerhalb des Basisbandes des modulierten Signals extra zu
unterdrücken. Ein einfaches Sperrfilter, wie in Fig. 7 dargestellt, das zwischen dem SDM 4
und dem ASDM 6 vorgesehen ist, reicht aus.
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Fig. 8 zeigt den Schaltplan eines ASDMs 6 in MOS-Technik. Das
Eingangssignal wird symmetrisch an die Eingangsklemmen 30 und 32 angeschlossen,
die mit den Gate-Elektroden des Differenzpaares 34 verbunden sind, das mit den
Differenzpaaren 36, 38 und 40 ein Tiefpaßfilter zweiter Ordnung bildet. Die Source-
Elektroden der Differenzpaare 34, 36, 38 und 40 sind über betreffende
Stromquellentransistoren 42, 44, 46 und 48, die mit dem als Diode geschalteten Transistor 50 einen
Stromspiegel bilden, mit einer negativen Speiseklemme 62 verbunden, wobei durch den
Transistor 50 ein Einstellstrom Ib fließt. Die Drain-Elektroden der Transistoren aus den
Differenzpaaren 34 und 38 sind über die jeweiligen Widerstände 52, 54, 56 und 58 mit
einer positiven Speiseklemme 60 und über betreffende Kondensatoren 64, 66, 68 und 70
mit der negativen Speiseklemme 62 verbunden. Dadurch wird eine Tiefpaßfilterfunktion
zweiter Ordnung erhalten. Die Widerstände und Kondensatoren können auch mit MOS-
Transistoren ausgebildet sein, wobei ein Widerstand durch einen als Diode geschalteten
Transistor gebildet wird und ein Kondensator durch die Kapazität der Gate-Elektrode
des Transistors, dessen Source-Elektrode und Drain-Elektrode an einer Bezugsspannung
liegen. Die Drain-Elektroden des Differenzpaares 34 sind mit den Gate-Elektroden des
Differenzpaares 38 verbunden und zugleich mit den Gate-Elektroden des
Differenzpaares 36. Die Drain-Elektroden des Differenzpaares 38 sind mit den Gate-Elektroden des
Differenzpaares 40 verbunden. Die Drain-Elektroden der Differenzpaare 36 und 40
haben gemeinsame Widerstände 72 und 74.
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Die Differenzpaare 76, 78 und 80, die auf ähnliche Weise wie die bereits
genannten Differenzpaare durch betreffende Stromquellentransistoren 82, 84 und 86 mit
Strom versehen werden, bilden eine Vergleichsschaltung. Die Gate-Elektroden des
Differenzpaares 76 sind an die Drain-Elektroden des Differenzpaares 40 angeschlossen
und die Drain-Elektroden des Differenzpaares 76 sind an die Gate-Elektroden des als
Flip-Flop-Schaltung geschalteten Differenzpaares 78 angeschlossen, dessen Drain
Elektroden über die Widerstände 88 und 90 zur Bildung eines symmetrischen
Ausgangssignals mit der positiven Speiseklemme 60 verbunden sind, wobei dieses Ausgangssignal
an mit den Drain-Elektroden verbundenen Ausgangsklemmen 92 und 94 verfügbar ist.
Rückkopplung erfolgt über das Differenzpaar 80, dessen Gate-Elektroden an die
Ausgangsklemmen 92 und 94 angeschlossen sind und dessen Drain-Elektroden mit den
Drain-Elektroden des Differenzpaares 34 verbunden sind.