DE69305000T2 - Einrichtung zur Kodierung und Dekodierung zur Übertragung in Frequenzteilbändern - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Kodier und Dekodierarbeitsgänge beim Senden und Empfangen in einem Übertragungssystem digitalen Typs mit hoher Frequenz zwischen einer Erdstation und einem Satellit, oder vom Typ eines Radar- oder Schallsystems zwischen einem Sender und einem Empfänger, oder noch in einem System zur digitalen akustischen. Untersee-Übertragung.
• Es ist bekannt, daß in einem Radarsystem mit einer gegebenen Tragweite die Auflösung der Entfernung etwa umgekehrt proportional zu der Breite des Frequenzspektrums des gesendeten Signals ist, und daß die Auflösung der radialen Geschwindigkeit umgekehrt proportional zu der Dauer des gesendeten Nutzsignals ist. Die Entwicklungen der modernen Radars richten sich deshalb nach Sendungen mit Frequenzmodulation, deren Spektrum breit ist und deren Impulse oder eher gesagt Meßdauer lang sind.
• Außerdem hängt die Tragbarkeit des Radars von der Energie des während der Dauer einer Messung gesendeten Signais ab ,und eine große Tragbarkeit wird mit langen Impulsen oder Messungen und einer schwachen Leistung leichter erreicht. Diese Bemerkung kommt auf die Vorteile der Übertragung mit Vielfachzugriff in der Frequenzebene (AMRF) bei Satellitenübertragungen heraus, insbesondere in der Aufwärtsverbindung von Erdstationen zu einem Satelliten, wobei eine relativ schwache Leistung gesendet wird und Sendeantennen geringer Größe benutzt werden. Ein Übertragungssystem mit Spektrumspreizung mittels AMRF ist z.B. aus der Schrift No. 91/03892 bekannt.
• Um gegebene Ziele mit verschiedenen Geschwindigkeiten zu entdekken und um diese von Störzielen zu unterscheiden ist eine Verarbeitung des Kanals mittels Dopplerfilter erforderlich, damit die Störechos im ganzen Frequenzband eliminiert werden.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein besonderes Kodieren eines Radarsignals zustandezubringen, namlich mit den Vorteilen eines Breitbandradars, wobei beim Empfangen unterschiedliche Vielseitigkeitsfunktionen in der Entfernung sowohl wie in der Geschwindigkeit im Vergleich zu vorgegebenen Frequenz-Teilbändern beim Senden analysiert werden. In anderen Worten: die Erfindung sieht ein Kodieren in Teilbändern vor, das ein "Breitband"radar definiert. Ein solches Kodieren ist ebenfalls erfindungsgemäß bei der Übertragung eines digitalen Signals anwendbar, unabhängig von der Natur der nützlichen Informationen, die es trägt und von seiner ursprünglichen Zusammensetzung aus Signalen oder digitalen multiplexierten Kanälen.
• Eine erfindungsgemäße Kodiereinrichtung kann somit ein digitales Signal nach dessen Abtasten und Demultiplexen in einem Sender für digitale Übertragung kodieren, oder wiederholt pseudoaleatorische orthogonale abgetastete Sequenzen in einem Radar- oder Schailsender kodieren, damit ein kodiertes Signal in Frequenz- Teilbändern gesendet wird. Die erfindungsgemäße Dekodiereinrichtung dekodiert das in Grundbändern empfangene Signal in abgetastete Signal-Bestandteile, die den Teilbändern entsprechen. Diese abgetasteten Signale sind in ein digitales Signal multiplexiert, das für einen Empfänger von digitaler Übertragung wiedergewonnen wird, oder sind Mitteln angewandt zum Autokorrelieren und Interkorreliern derselben, um daraus Zielposition und -geschwindigkeit in einem Radar oder Schallempfänger zu entnehmen.
• Erfindungsgemäß kodiert eine Kodiereinrichtung mehrere parallele abgetastete Signale in ein kodiertes Signal von höchstens N- Frequenz-Teilbändern, wobei N eine geradzahlige ganze Zahl gleich 2K ist und K eine positive ganze Zahl ist, und ist dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale und die Breiten der Teilbänder jeweils Produkte einer Abtastreferenzfrequenz mit Faktoren 2k sind und Produkte einer Referenzbandbreite mit Faktoren 2k sind, wobei k eine ganze Zahl zwischen 0 und K ist, und das kodierte Signal eine Abtastfrequenz aufweist, die der Summe der Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale gleich ist und die Kodiereinrichtung mehrere digitale elementare an zwei Punkten invertierte Fourier-Transformations- und Filterschaltungen aufweist, die untereinander entsprechend einer baumartigen Struktur verbunden sind, welche von parallelen, abgetastete Signale aufnehmenden Eingängen aus zu einem Ausgang konvergiert, der das kodierte abgetastete Signal überträgt, wobei erste und zweite Eingänge jeder der elementaren Schaltungen jeweils entweder mit zwei Eingängen, die zwei abgetastete Signale von der Referenzfrequenz aufnehmen, oder jeder Eingang mit dem Ausgang einer elementaren Schaltung oder einem Ausgang eines Verzögerungsmittels verbunden sind, das ein abgetastetes Signal mit einer Frequenz oberhalb der Referenzfrequenz aufnimmt, und wobei der Ausgang der elementaren Schaltung entweder mit einem der beiden Eingänge einer elementaren Schaltung oder mit dem das kodierte abgetastete Signal übertragenden Ausgang verbunden ist.
• Eine erfindungsgemäße Dekodiereinrichtung dekodiert ein kodiertes Signal von höchstens N-Frequenz-Teilbändern, wie dasjenige, das von der Kodiereinrichtung erzeugt worden ist, in meherere parallele abgetastete Signale, wobei N eine geradzahlige ganze Zahl gleich 2K ist und K eine positive ganze Zahl ist, und ist dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale und die Breiten der Teilbänder jeweils Produkte einer Abtastreferenzfrequenz mit Faktoren 2k und Produkte einer Referenzbandbreite mit Faktoren 2k sind, wobei k eine ganze Zahl zwischen 0 und K ist, und das kodierte Signal eine Abtastfrequenz aufweist, die der Summe der Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale gleich ist, und die Dekodiereinrichtung mehrere digitale elementare an zwei Punkten direkte Fourier-Transformations- und Filterschaltungen aufweist, die untereinander entsprechend einer baumartigen Struktur verbunden sind, welche von einem, das abgetastete kodierte Signal aufnehmenden Eingang zu parallelen Ausgängen divergiert, die die kodierten abgetasteten Signale übertragen, wobei ein Eingang einer elementaren Schaltung entweder mit dem das kodierte Signal aufnehmenden Eingang oder mit einem der zwei Ausgänge einer elementaren Schaltung verbunden ist, und wobei erste und zweite Ausgänge einer elementaren Schaltung jeweils entweder jeder mit dem Eingang einer elementaren Schaltung oder mit einem Eingang eines Verzögerungsmittels verbunden sind, das ein abgetastetes Signal mit einer Frequenz oberhalb der Referenzfrequenz aufnimmt, oder mit zwei Eingängen, die zwei abgetastete Signale mit der Referenzfrequenz übertragen.
• Andere Merkmale und Vorteile der Erfindung erscheinen deutlicher nachdem man die folgende Beschreibung über mehrere bevorzugte Ausführungsforme der Erfindung gelesen hat und zwar mit Bezug auf die entsprechenden beigefügten Zeichnungen, in welchen:
• - die Figuren 1 und 2 erfindungsgemäß schematische Blockdiagramme eines Senders und eines Empfängers für digitale Übertragung mit einer Kodiereinrichtung und einer Dekodiereinrichtung mit Frequenz-Teilbändern jeweils sind;
• - die Figuren 3 und 4 jeweils schematische Blockdiagramme eines Synthesators mit invertiertem Fourier-Transformator und eines Analysators mit direkter Fourier-Transformierten bezüglich Frequenz-Teilbänder sind, die gleicher Breite und in den Kodier- und Dekodiereinrichtungen entsprechend einer besonderen Ausführungsform, eingeschlossen sind;
• - die Figuren 5 und 6 jeweils schematische Blockdiagramme eines Sythetisators und eines Analysators mit baumartiger Transformationsstruktur bezüglich fünf Frequenz-Teilbänder gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung sind;
• - die Figur 7 ein schematisches Blockdiagramm einer im Synthesator der Figur 5 eingeschlossenen elementaren zwei Punkten-Transformations- und Filterschaltung ist;
• - die Figuren 8 und 9 Diagramme des Frequenzspektrums und des Phasengangs des Synthesators der Figur 5 gemäß einem bevorzugten Beispiel sind;
• - die Figur 10 ein schematisches Blockdiagramm einer in dem Analysator der Figur 6 eingeschlossenen zwei Punkten Transformations- und Filterschaltung ist;
• - die Figuren 11 und 12 jeweils schematische Blockdiagramme von Radar- oder Schalisender und -empfänger vorzugsweise mit schmalem Frequenzband mit erfindungsgemäßen Synthesator und Analysator sind; und
• - die Figuren 13 und 14 jeweils schematische Blockdiagramme von Radar- oder Schallsender und -empfänger vorzugsweise mit breitem Band von schmaler Frequenz mit erfindungsgemäßen Synthesator und Analysator sind.
• Als erstes erfindungsgemäßes bevorzugtes Ausführungsbeispiel bezieht man sich auf ein Kodier-Dekodiersystem für digitale Übertragung vom Typ einer Funkverbindung zwischen zwei Erdstationen oder zwischen einer Erdstation und einem Satellit oder für akustische unterseeische digitale Übertragung. Wie in den Figuren 1 und 2 gezeigt, weist das System einen Sender 1 zum Kodieren eines digitalen Signals SNE in ein in Frequenz-Teilbändern kodiertes Sendersignal SE, und einen Empfänger 2 zum Dekodieren des Signals SE auf, das durch das Übertragungsmittel zwischen Sender und Empfänger aufgenommen wurde, hier als Sendeantenne 13 und Empfangsanstenne 20 dargestellt, in ein digitales regeneriertes Signal SNR.
• Bezug nehmend auf die Fig. 1 weist herkömmlicherweise der Sender 1 am Eingang, einen digitalen Modulator 10 und am Ausgang eine Transpositionsschaltung mit Trägerfrequenz 11 auf, dem ein Mikrowellenverstärker folgt, der mit der Sendeantenne 13 verbunden ist, sowie eine erfindungsgemäße Kodiereinrichtung 14, die zwischen dem Ausgang des Modulators 10 und dem Eingang des zu transponierenden Signals der Schaltung 11 zusammengeschaltet ist. Der digitale Modulator 10 kann ein Phasenmodulator (PSK), ein phasenverschobener Amplitudenmodulator (QAM) oder noch ein orthogonaler Amplitudenmodulator (OQUAM) sein, wenn die Kodier- Teilbänder wesentlich übereinander greifen. Die Kodiereinrichtung weist einen Demultiplexer 15 und einen Synthesator 16 auf. Der Demultiplexer 15 demultiplexiert das modulierte Signal sm, das aus dem Modulator 10 in mehrere demmultiplexierte Signale sO bis sn-1 ausgeht, die in den Synthesator 16 hineingehen und mit gleichen oder unterschiedlichen Frequenzen abgetastet werden, wie man später sehen wird; wobei der Synthesator 16, der eine erste Hauptaufgabe der Erfindung bildet, später im einzelnen beschrieben wird, er filtriert die demultiplexierten Signale in höchstens n verschiedene Kodier-Frequenz-Teilbänder, damit ein synthetisiertes kodiertes Signal sc erzeugt wird. Dann transponiert die Schaltung 11 das Signal sc mit einer vorgegebenen Trägerfrequenz, und der Verstärker 12 verstärkt das tranponierte Signal in das von der Antenne 13 gesendete Sendesignal SE.
• Wie in Figur 2 gezeigt, weist der Empfänger 2 hermkömmlicherweise beim Eingang eine Transpositionsschaltung in Grundfrequenzband 21 auf, die mit der Empfangsantenne 20 durch einen Mikrowelle-Verstärker 210 verbunden ist, und beim Ausgang weist er einen digitalen Demodulator 22 sowie eine erfindungsgemäße Dekodiereinrichtung 23, die zwsichen dem Ausgang der Schaltung 21 und dem Eingang des Demodulators 22 zusammengeschaltet ist. Die Schaltungen 21, 22 und 23 des Empfängers 2 führen Operationen aus, die gegenseitig sind zu denjenigen der Schaltungen 11, 10 und 14 im Sender 1. Die Schaltung 21 transponiert das Signal SR, das dem Sendesignal SE entspricht und von der Antenne 20 aufgefangen wird, in ein in Grundband kodiertes empfangenes Signal SC. Die Dekodiereinrichtung 23 weist einen Analysator 24 und einen Multiplexer 25 auf. Der Analysator 23 bildet die zweite Hauptaufgabe der Erfindung und wird im einzelnen später beschrieben; er extrahiert abgetastete Signal-Bestandteile SO bis Sn-1 aus dem Signal SC, die den n-Teilbändern entsprechen und im Multiplexer 25 in ein moduliertes multiplexiertes SM multiplexiert werden. Schließlich wird das Signal SM in das regenerierte Signal SNR im Demodulator 22 demoduliert, welcher eine Demodulation entsprechend der Modulation in dem Modulator 10 durchführt.
• Die Kodier- und Dekodiereinrichtungen 14 und 23 sind digitale Schaltungen. Der Demultiplexer 15 und der Analysator 24 weisen jeweils am Eingang einen Analog-Digital-Wandler auf, um die Signale sm und SC abzutasten und zu quantifizieren; und umgekehrt weisen der Synthesator 16 und der Multiplexer 25 jeweils am Ausgang einen Analog-Digitalen-Wandler. Die Abtastung in den Wandlern wird mit einer Abtastreferenzfrequenz höher als das Doppelte der Bitrate der digitalen Signale SNE und SNR, wobei jede Abtastprobe oder jedes Sequenzelement in Form von einem Wort mit parallelen Bits quantifiziert wird. Die unten im Synthesator und im Analysator im einzelnen detaillierten Filtermittel weisen also Abtastraten, die erhöht und vermindert werden, damit das Abtasttheorem von Nyquist nicht verletzt wird, d.h. daß die Filter in bezug auf jedes Teilband Filter von Nyquist mit Quadratwurzel sind.
• Das Nutzfrequenzband des kodierten Signals kann zum Beispiel unter 10 % der Trägerfrequenz liegen, damit eine Schmalband- Übertragung durchgeführt wird.
• Nach einer einfachen Ausführungsform wird vorausgesetzt, daß alle Kodier-Frequenz-Teilbänder BFO bis BFN-1 eine identische Breite LB aufweisen, in einer vorgegebenen Anzahl N, wobei N eine Zweier-Potenz ist. In diesem Fall, wird herkömmlicherweise bei jeder Abtastprobensequenz {s(n)} mit N Signalen s(0) bis s(N-1), die vom Demultiplexer 15 mit der gleichen Abtastreferenzfrequenz parallel geliefert werden, eine diskrete invertierte Fourier-Transformation (IDFT) oder schnelle invertierte Fourier-Transformation (IFFT) im Synthesator angewandt. Gemäß dieser besonderen Ausführungsform weist ein Synthesator 16a in bezug auf die Figur 3 einen invertierten Fourier-Transformator mit N Punkten 160, eine Bank mit N digitalen parallelen mehrphasigen Filtern 161O bis 161N-1, die im wesentlichen die Bandbreite LB haben, und einen Umschalter 162 mit N Eingängen und einem Ausgang auf. Der Transformator 160 wandelt zu gegebener Zeit jede einkommende Sequenz {s(n)} in eine transformierte Sequenz {st(n)} mit N Elementen, die jeweils an den Eingängen der Filter 161O bis 161N-1 angewandt sind. Jedes Element eines Signal-Bestandteils st(n) der transformierten Sequenz ist bandpaß-filtriert in dem jeweiligen Filter 161n in ein filtriertes Element sf(n), wobei n eine ganzge Zahl zwischen 0 und N-1 ist. Die N parallelen Elemente der filtrierten Sequenz {sf(n)} werden ein nach dem anderen durch den Umschalter 162 gelesen, dessen N Eingänge mit den Ausgängen der Filter 161O bis 161N-1 verbunden sind, damit eine Seriensequenz {sc(n)} erzeugt wird, die in ein kodiertes Signal sc am Ausgang des Synthesators 16a gewandelt ist und mit der Transpositionsschaltung 11 verbunden ist. Das kodierte Signal sc wird somit ein Signal, das N nacheinanderfolgende Teilbänder BFO bis BFN-1 mit identischer Breite LB aufweist.
• Der dem Synthesator 16a entsprechende in der Figur 3 dargestellte Analysator 24a ist in der Figur 4 ausführlich aufgezeichnet. Der Analysator 24a weist einen Umschalter 240 mit einem Eingang und N Ausgängen, eine Bank mit digitalen parallelen mehrphasigen Filtern 241O bis 241N-1 auf, welche Eingänge aufweisen, die jeweils mit den Ausgängen des Umschalters 240 verbunden sind, und einen Transformator für diskrete (DFF) oder schnelle (FFF) Fourier-Transformation mit N Punkten 242 mit N Eingängen, die jeweils mit den Ausgängen der Filter 241O bis 241N-1 verbunden sind, und N Ausgängen, die jeweils mit den Ausgängen des Multiplexers 25 verbunden sind. Eine Sequenz des kodierten empfangenen Signals {SC(n)} wird in N Elemente SC(0) bis SC(N-1) durch den Umschalter 240 zerlegt. Nach dem Filtrieren dieser Elemente in filtrierte Elemente SF(0) bis SF(N-1) gibt der Transformator N dekodierte Elemente S(0) bis S(N-1) zu gegebener Zeit zurück und im allgemeinen N Signalbestandteile, die nach Mutiplexen und Analog-Digital-Wandlung im Multiplexer 25 ein multiplexiertes dekodiertes Signal SM bilden.
• Die Filter 161O bis 161N-1 sind Bandpaß-Interpolationsfilter, die mit Abtastraten funktionieren, die von der Breite LB der Kodier-Teilbänder abhängen und die von den Abtastraten in den Bandpaß-Dezimationsfiltern 241O bis 241N-1 des Analysators abweichen können. All diese Filter können im Synthesator 16a un dem Analysator 24a abgeschafft werden.
• Nach einer allgemeinen Ausführungsform, betrifft die Erfindung die Kodierung eines digitalen Signals in ein kodiertes Signal mit Frequenz-Teilbändern mit unterschiedlichen Bandbreiten. In der Tat ist es bekannt, daß die Fourier-Transformierte einer Sequenz mit N=2K Elementen in K = log&sub2;N Transformationsschritte gemäß einer baumartigen Struktur zerlegt werden kann, wobei mit einem Schritt mit N/2 elementaren, in 2 Punkten parallelen Transformierten angefangen wird, dann im nächsten Schritt paarweise die Transformierten mit 2 Punkten durch elementare, in 2 Punkten parallele Transformationen verarbeitet werden, und so weiter bis zum letzten Schritt, der zwei Transformierten mit N/2 Punkten kombiniert. Wenn erste Transformationen in den ersten Zwischenschritten abgeschafft werden, wird ein Signal in Frequenz-Teilbändern erfindungsgemäß kodiert mit Breiten, die sich voneinander unterscheiden, aber wobei die eine das Vielfache der anderen mit Faktoren 2k ist, wobei k eine positive ganze Zahl zwischen 0 und K ist.
• Als Beispiel weisen der in der Figur 5 gezeigte Synthesator 16 und der in der Figur 6 gezeigte Analysator 24 jeweils K = 3 Schritte mit parallelen Transformationen aüf und beziehen sich somit auf Sequenzen {s(n)} mit N = 2³ =8 Elementen des zu kodierenden Signals. Die Anzahl der im wesentlichen unverbundenen Kodier-Frequenz-Teilbänder liegt unter N = 8 und ist in diesem Beispiel gleich fünf. Somit werden erste und zweite Teilbänder BFO und BF&sub1; mit einer Referenzbreite LB, und dritte, vierte und fünfte Teilbänder BF&sub2;, BF&sub3; und BF&sub4; mit Breite 2¹.LB vorgesehen. Das Nutzband des kodierten Signals sc ist somit im wesentlichen gleich (2.LB + 3.2.LB) = 8.LB.
• In bezug auf die Figur 5 weist der Synthesator 16 eine baumartige Struktur, in welcher die Äste paarweise zusammengelegt werden ausgehend von den Eingängen, damit sie in Richtung eines Stammes am Ausgang konvergieren. Nach der dargestellten Ausführungsform besitzt der Synthesator fünf Eingänge. Der Demultiplexer 15 in der Kodiereinrichtung 14 ist dann derart angeordnet, daß er das erste Element {s(0)}, das fünfte Element {s(4)}, das Dublett des dritten Elements mit dem siebten Element {s(2), s(6)}, das Dublett des zweiten mit dem sechsten Element {s(1), s(5)} und das Dublett des vierten mit dem achten Element {s(3), s(7)} einer Anfangssequenz {s(0,1,2,3,4,5,6,7)} jeweils zum ersten bis fünften Eingang des Synthesators überträgt. Diese Elementenauswahl ist auf aufeinanderfolgende Zerlegungen einer Transformation mit N = 8 Punkten in Transformationen mit zwei Punkten zurückzuführen, damit die Elemente sc(0) bis sc(7) der entsprechenden kodierten Sequenz {sc(0 bis 7)} am Ausgang des Synthesators seriell wieder zu finden sind.
• Der in Figur 5 gezeigte Synthesator weist K = 3 parallele Transformations- und Filterschritte 163&sub3;, 163&sub2; und 163&sub1; mit jeweiligen Tiefen (Reihen) 3, 2 und 1 auf, wobei jeder mindestens eine elemnentare digitale an zwei Punkten invertierte Transformations- und Filterschaltung aufweist.
• Wie sehr schematisch in der Figur 7 dargestellt, weist eine elementare Transformations- und Filterschaltung 164 im Synthesator, ausgehend von zwei Eingängen, dem ersten und dem zweiten SE1 und SE2, die in der Praxis aus Eingangsregistern bestehen, einen ersten und einen zweiten Summierer SA1 und SA2, ein erstes und ein zweites digitales Filter SF1 und SF2 mit nacheinanderfolgenden Bändern mit identischer Bandbreite und einen Umschalter SCM mit zwei Eingängen und einem Ausgang. Die Summierer SA1 und SA2 haben erste Eingänge, die mit dem ersten und dem zweiten Eingang SE1 und SE2 verbunden sind, d.h. an Ausgängen des vorhergehenden kombinatorischen Schrittes, wobei Abtastsignale mit einer Frequenz oberhalb der Referenzfrequenz erzeugt werden, oder an zwei Ausgängen des Demultiplexers 15. Der zweite Eingang des Summierers SA1 ist mit dem Eingang SE2 durch einen Multiplikator SMU mit -1 hindurch verbunden, während der zweite Eingang des Summierers SA2 direkt mit dem Eingang SE1 verbunden ist. Der Multiplikator SMU dient der Spektrumumkehrung (Transformation einer komplexen Zahl in konjugierten Schall); in anderen Worten: aus der Zerlegung einer geradzahligen Fourier-Serie in zwei "gerade" und "ungerade" Fourier-Teilserien ergibt sich eine Gruppe mit zwei Summierern und einem Umkehrungsmultiplikator. Die Signale am Ausgang der Summierer SS1 und SS2 sind charakteristisch für die Fourier Transformierte mit zwei Punkten einer Sequenz mit zwei parallelen Elementen, die an die Eingängen SE1 und SE2 vorgebracht werden. Dann werden die aus den Summierern SA1 und SA2 ausgehenden zwei transformierten Signale jeweils in den Filtern SF1 und SF2 in zwei filtrierte Signale filtriert, die durch den Umschalter SCM hindurch in Serien gewandelt sind, dessen Eingänge mit den Ausgängen der Filter SF1 und SF2 verbunden sind und welcher an den Eingängen SE1 und SE2 aufgenommene Signale auf das Doppelte der Abtastfrequenz umkippt. Die digitalen Filter SF1 und SF2 weisen herkömmlicherweise am Eingang ein Tiefpaßfilter zur Formatierung und am Ausgang ein Interpolations- Bandpaßfilter, wobei die Rate der empfangenen Abtastproben durch Einfügung eines Bits mit Wert Null zwischen zwei zu filtrierende Abtastproben verdoppelt wird. Für die seitlichen Bänder BFO und BF&sub4; kann gegebenenfalls das Interpolationsfilter ein Tiefpaßfilter oder ein Hochpaßfilter sein.
• Nach einer in der Figur 5 dargestellten Ausführungsforrn weist der Transformationsschritt 163&sub3; eine elementare Schaltung 1643,1 und drei Verzögerungsleitungen 1653,2, 1653,3, 1653,4 auf, obwohl gemäß anderen Abwandlungen der Schritt 163 noch eine, zwei oder drei andere elementare parallele Schaltungen an Stelle einer, zwei oder drei Verzögerungsleitungen aufweisen könnte. Die Schaltung 1643,1 nimmt durch ihren ersten und ihren zweiten Eingang Abtastsignale s(0) und s(4) auf und erzeugt ein teilkodiertes Signal sc(0,4). Die Verzögerungsleitungen 1653,2, 1653,3 und 1653,4 sind Schieberegister, die die Dubletts {s(2), s(6)}, {s(1), s(5)} und {s(3), s(7)} um die Dauer einer Verarbeitung in einer solchen elementaren Schaltung wie die Schaltung 1643,1 verzögern.
• Der zweite Transformationsschritt 163&sub2; weist zwei elementare Schaltungen 1642,1 und 1642,2 auf. Der erste und der zweite Eingang der Schaltung 1642,1 sind jeweils mit dem Ausgang des Umschalters in dem Schritt 1643,1 und mit dem Ausgang der Verzögerungsleitung 1653,2 verbunden. Der erste und der zweite Eingang der zweiten elementaren Schaltung 1642,2 sind jeweils mit den Ausgängen der Verzögerungsleitungen 1653,3 und 1653,4 verbunden.
• Die Bandbreite der Filter in dem Transformationsschritt 163&sub2; ist im wesentlichen gleich dem Doppelten derjenigen der Filter im vorigen Schritt 163&sub3; und der Hälfte derjenigen der Filter im folgenden Schritt 163&sub1;. Die Ausgänge der Umschalter in den elementaren Schaltungen 1642,1 und 1642,2 erzeugen jeweils teilkodierte Sequenzen {sc(0,2,4,6)} und {sc(1,3,5,7)}. Kompatibel mit den Breitenverhältnissen der Teilbänder wird die Abtastfrequenz bei dem Durchgang von einem Transformationsschritt mit Tiefe k zum folgenden Transformtionsschritt mit Tiefe k-1 verdoppelt.
• Nach einer anderen Abwandlung, z.B. wenn die einkommenden Signale s(1), s(3), s(5) und s(7) in ein gemeinsames Teilband mit Breite 4LB zu kodieren sind, überträgt ein einziger Ausgang des Demultiplexers 15 in Serien gewandelte Sequenzen von Elementen dieser Signale zum zweiten Eingang des folgenden Transformationsschritts 163&sub1; durch eine einzige Verzögerungsleitung, wobei eine Verzögerung entsteht, die im wesentlichen doppelt so viel ist, wie diejenige durch jede der Verzögerungsleitungen 1653,3 und 1653,4, d.h. gleich dem Produkt der Verarbeitungsdauer der Signale in jeder der Schaltungen 1643,1 und 1642,1 mit dem Logarithmus zur Basis zwei, bzw. 2, des Verhältnisses der Abtastfrequenz des Signals s(1,3,5,7) zu der Referenzfrequenz. Die einzige Verzögerungsleitung ersetzt somit die Verzögerungsleitungen 1653,3 und 1653,4 und die elementare Schaltung 1642,2. Die Verzögerungsleitungen erhalten somit die Synchronisierung der am Ausgang der Transformationsschritte teilkodierten Signale aufrecht.
• Der letzte Transformationsschritt 163&sub1; weist nur einen elementaren Schritt 164&sub1; dessen erter und zweiter Eingang jeweils mit den Ausgängen der Wandler in den Schritten 1642,1 und 1642,2 verbunden sind. Der Ausgang des Wandlers in dem Schritt 164&sub1; überträgt Sequenzen {sc(0,1,2,3,4,5,6,7)} des kodierten Signals sc mit fünf Frequenz-Teilbändern BFO bis BF&sub4;, dessen Spektrum und Phasengang als Beispiele in den Figuren 8 und 9 dargestellt sind.
• Bezug nehmend auf die Figur 6 ist der dem in Figur 5 gezeigten Synthesator entsprechende Analysator 24 bezüglich der Dekodierung eines kodierten Signals SC mit fünf Teilbändern BFO bis BF&sub4; gleichfalls in drei Transformationsschritte strukturiert mit je einer Tiefe 1, 2 und 3 zur Basis von elementaren digitalen Filterschaltungen, direkter Fourier-Transformation 244 und Verzögerungsleitungen 245. Die elementaren Schaltungen und Verzögerungsleitungen in den Analysatorschritten 243&sub1;, 243&sub2; und 243&sub3; sind jeweils in gleicher Anzahl und ähnlich verteilt wie die elementaren Schaltungen und Verzögerungsleitungen in den Transformationschritten 163&sub1;, 163&sub2; und 163&sub3; in dem Synthesator.
• Wie in Figur 10 sehr schematisch gezeigt weist eine elementansche digitale Filter- und Transformationsschaltung 244 im Analysator einen Eingangsumschalter mit zwei Ausgängen ACM, ein erstes und ein zweites digitales Filter AF1 und AF2, zwei Ausgangssummierer AA1 und AA2 und einen Multiplikator mit -1 AMU. Der erste und der zweite Ausgang des Umschalters ACM sind jeweils mit den Eingängen der Filter AF1 und AF2 verbunden. Der Ausgang des ersten Filters AF1 ist direkt mit einem ersten Eingang des ersten Summierers AA1 und durch den Multiplikator AMU hindurch mit einem zweiten Eingang des zweiten Summierers AA2. Der Ausgang des zweiten Filters ist direkt mit dem zweiten Eingang des Summierers AA1 und der erste Eingang des Summierers AA2 verbunden. Die Ausgänge der Summierer AA1 und AA2 bilden den ersten und den zweiten Ausgang des dekodierten Signals der elementaren Schaltung 244. Somit werden Sequenzen mit zwei Elementen eines am Eingang des Umschalters ACM angewandten Signals alternativ in zwei geteilt durch Kippen des Wandlers bei der Hälfte der Abtastfrequenz des angewandten Signals und werden einer direkten Fourier-Transformierten mit zwei Punkten im Schritt 244 unterzogen, die zwei transformierte Teilsequenzen an den Ausgängen AS1 und AS2 erzeugt. Eine solche elementare Schaltung in einem Schritt mit Tiefe k führt somit eine Zeitdezimation der Sequenz durch, zwischen dem vorigen Transformationsschritt mit Tiefe k-1 und dem folgenden Transformationsschritt mit Tiefe k+1. Die Filter AF1 und AF2 weisen somit Dezimationsfilter an Stelle der Interpolationsfilter in den Filtern SF1 und SF2 auf.
• Die Frequenzbandbreite der Filter in den Transformationsschritten des Analysators und, demzufolge, die Abtastfrequenz sind somit um einen Faktor 2 von einem Schritt zum nächsten reduziert.
• Der erste Transformationsschritt 243&sub1; in dem Analysator besteht aus einem elementaren Schritt 244&sub1; dessen Umschaltereingang nach Abtastung das kodierte Signal sc aufnimmt, das durch die Transpositionsschaltung 21 geliefert wird, d.h. jeweils eine Folge von empfangenen kodierten Sequenzen mit 8 Elementen {SC(0,1,2,3, 4,5,6,7)}. Die Filter im Schritt 244 haben Paßbänder mit der Breite 4LB wie diejenigen der Filter in der Schaltung 164&sub1; des Synthesators. Der erste und der zweite Ausgang des Summierers des Schritts 243&sub1; erzeugen jeweils dekodierte Signale S(0,2,4,6) und S(1,3,5,7).
• Der Zwischenschritt 243&sub2; des Analysators weist zwei elementare parallele Schaltungen 2442,1 und 2442,2 deren Umschaltereingänge jeweils mit dem ersten und dem zweiten Ausgang des vorigen Schrittes 243&sub1; verbunden sind. Die Filter in den Schritten 2442,1 und 2442,2 haben Paßbänder mit Breite 2LB wie diejenigen der Filter in den Schaltungen 1642,1 und 1642,2 des Synthesators. Der erste und der zweite Ausgang des Summierers der elementaren Schaltung 2442,1 erzeugen dekodierte Signale S(0,4) und S(2,6), während der erste und der zweite Ausgang des Summierers des elementarischen Schrittes 2442,2 dekodierte Signale S(1,5) und S(3,7) erzeugen.
• Gemäß der dargestellten Ausführungsform weist der letzte Transformationsschritt 243&sub3; parallel eine elementare Schaltung 2443,1 und drei Verzögerungsleitungen 2453,2, 2453,3 und 2453,4 auf. Der Eingang des Umschalters der Schaltung 2443,1, in welchen die beiden Filter Paßbänder mit Breite LB haben, wie diejenigen der Filter in der Schaltung 1643,1 des Synthesators, und der Eingang der Verzögerungsleitung 2453,2 sind jeweils mit dem ersten und dem zweiten Ausgang des Summierers der elementaren Schaltung 2442,1 verbunden.
• Die Eingänge der zwei anderen Verzögerungsleitungen sind jeweils mit dem ersten und dem zweiten Ausgang des Summierers der Schaltung 2442,2 verbunden.
• Der erste und. der zweite Ausgang der Schaltung 2443,1 geben dekodierte Abtastsignale S(1) und S(4) zurück, die den ursprünglichen Signalen S(1) und s(4) entsprechen, während die Ausgänge der Verzögerungsleitungen 2653,2, 2653,3 und 2653,4 jeweils dekodierte Abtastsignale S(2,6), S(1,5) und S(3,7), die den ursprünglichen Signalen s(2,6), s(1,5) und s(3,7) entsprechen, zurück. Auf ähnliche Weise wie der Demultiplexer 15 in der Kodiereinrichtung 14 ist der Multiplexer 25 in der Dekodiereinrichtung 23 so programmiert, daß die von den fünf Ausgängen des Transformationsschrittes 243&sub3; übertragenen einfachen Elemente (Abtastproben) {S(1)} und {S(4)} und die Dubletts {S(2,6)}, {S(1,5)} und {S(3,7)}, in dekodierte Sequenzen {S(0,1,2,3,4,5,6,7)} multiplexiert werden.
• Wie im Synthesator tragen die drei Verzögerungsleitungen in dem Analysator zur Beibehaltung des Synchronismus der parallel dekodierten Signale bei. Andere Abwandlungen können ins Auge gefaßt werden. Zum Beispiel können eine, zwei oder drei der Verzögerungsleitungen 2453,2, 2453,3 und 2453,4 je durch eine elementare Filter- und Transformationsschaltung mit zwei Punkten 244 ersetzt werden, die parallel zu der Schaltung 2443,1 ist; wenn das Signal SC in bezug auf die ursprüngliche Kodierung mit vier Teilbändern mit der Breite LB und zwei Teilbändern mit der Breite 2LB dekodiert werden soll, so weist der Schritt 2433,3 zwei Schaltungen 244 und zwei Verzögerungsleitungen 245 auf; wenn das Signal SC in bezug auf eine ursprüngliche Kodierung mit sechs Teilbändern der Breite LB und einem Teilband der Breite 2LB dekodiert werden soll, so weist der Schritt 243&sub3; drei Schaltungen 244 und eine Verzögerungsleitung 245 auf; wenn das Signal SC in bezug auf eine ursprüngliche Kodierung mit acht Teilbändern mit der Breite LB dekodiert werden soll, so ist der baumartige Synthesator gleich der in Figur 4 mit N = 8 gezeigten ersten Ausführungsform Nach anderen Beispielen, wenn das Signal SC in bezug auf vier Teilbänder mit der Breite 2LB zu dekodieren ist, so ist der Schritt 243&sub3; abgeschafft; wenn das Signal SC in bezug auf ein einziges Teilband mit der Breite 4LB dekodiert werden soll, so werden die Schaltung 2442,2 und die Verzögerungsleitungen 2453,3 und 2453,4 durch eine Verzögerungsleitung ersetzt, wobei eine Verzögerung im wesentlichen gleich dem Doppelten der Verzögerung einer Verzögerungsleitung 245 und entsprechend der Dauer der Verarbeitung von Signalen in den Schaltungen 2442,1 und 2443,1 erzwungen wird. Gemäß anderen Ausführungsformen werden der Synthesator und der Analysator zum Senden und Aufnehmen von Schall- und Radarsignalen benutzt.
• Wie in der Figur 11 gezeigt, weist der Sender la eines Schalloder Radarsystems außerdem n pseudo-aleatorische Sequenzgeneratoren 15aO bis 15an-1, einen mit den parallelen Ausgängen der Generatoren verbundenen Synthesator 16a und ähnlich wie beim Sender 1, eine Transpositionsschaltung mit Trägerfrequenz 11a, einen Verstärker 12a und eine Sendeantenne 13a, die seriell mit dem Ausgang des Synthesators 16a verbunden sind.
• Jeder der Generatoren 15aO bis 15an-1 erzeugt für jeden wiederholten Schall-/Radarimpuls mindestens eine pseudo-aleatorische Sequenz mit großer vorgegebenen Länge sO bis sn-1, so daß sie bezüglich der von den anderen Generatoren simultan generierten Sequenzen orthogonal ist; in anderen Worten: die Interkorrelationsfunktion zwischen zwei pseudo-aleatorischen Sequenzen ist quasi null, wenn die Anzahl der Elemente in der Sequenz sehr groß ist und zum Unendlichen neigt. Jeder der Generatoren weist am Ausgang einen Analog-Digital-Wandler auf, um die Rate der erzeugten Sequenz derjenigen Rate am entsprechenden Eingang des Synthesators anzupassen und somit der Breite des entsprechenden Frequenz-Teilbandes. Allgemein ist der Synthesator 16a vom Typ desjenigen der Figur 5, mit n Eingängen, wobei n kleiner als N =2K ist.
• Wenn das Nutzfrequenzband des zu sendenden kodierten Signals sc in der Rangordnung von 10% der Trägerfrequenz liegt, können die Breiten aller Teilbänder identisch sein und somit in einer Anzahl N = 2K. In diesem Fall haben die von den Generatoren übertragenen Sequenzen identische Raten und der Synthesator 16a ist vom selben Typ wie in Figur 3 oder wie in Figur 5 dargestellt mit Transformationsschritten, die nur elementare Schaltungen mit zwei Punkten aufweisen. Das derart ausgeführte Radar- oder Schallsystem wird mit mehrfachem Träger in schmalem Band genannt.
• Der dem Sender 1a entsprechende Schall- oder Radarempfänger 2a ist in der Figur 12 dargestellt. Dort findet man hintereinander eine Empfangsantenne 20a, eine Transpositionsschaltung in Basisfrequenzband 21a, welcher Verstärkungsmittel 210a vorangehen, und einen Analysator 24a. Die n dekodierten Signale SO bis Sn-1, die aus dem Analysator ausgehen, sind parallel zu Verarbeitungsmitteln für Kanäle angewandt, welche nämlich eine Korrelationsschaltung 26a aufweisen. Die Korrelationsschaltung errechnet das Produkt der Autokorrelation für jeden Kanal, so wie die Interkorrelationsprodukte zwischen den verschiedenen Kanälen, damit die Position und Geschwindigkeit der Ziele auffindig gemacht werden und diese erkannt werden.
• e Einerseits sind die Peaks der somit für jeden Kanal erhaltenen Autokorrelationsfunktion charakteristisch für Information über die Position der aufzufindenden Ziele. Andererseits sind die Peaks der somit zwischen den Kanälen zu einem gegebenen Zeitpunkt erhaltenen Autokorrelationsfunktion charakteristisch für Information über die Geschwindigkeit der Ziele. Andere Informationen können ebenfalls von auf der Digonale der Korrelationsmatrizen gekreuzten Interkorrelationsprodukten gewonnen werden. Der Empfänger kann somit über den Zeit- und Frequenzgang jedes Ziels verfügen und kann insbesondere eine Schätzung der Geschwindigkeit jedes Ziels unabhängig von der Schätzung der Zielposition abgeben. Aufgrund der Unabhängigkeit der pseudo-aleatorischen orthogonalen ursprünglichen Sequenzen und somit der Frequenz-Teilbänder können die Autokorrelationsfunktionen auf die Zahl der Teilbänder eingeschränkt sein.
• Gemäß einer zweiten Ausführungsform des Schall- oder Radarsystems, wenn das Nutzband des gesendeten Signals sehr breit ist, weisen der Sender und der Empfänger eines solchen Systems mit breitem Band jeweils M elementare Sender und eine Kombination mit M elementaren Empfängern, um die technologischen Begrenzungen der Sende- und Empfangsmittel mit Radiofrequenzen im Sender 1a und Empfänger 2a auszugleichen.
• Der Breitbandsender 1b weist mehrere elementare Sender 1&sub1; bis 1M auf, die zu dem Schmalbandsender 1a analog sind, wie in der Figur 13 gezeigt. Jeder elementare Sender 1m, in welchem m einen ganzzahligen Index zwischen 1 und einer Ganzzahl M kennzeichnet, weist einen erfindungsgemäßen Synthesator 16m auf, der Jm pseudo-aleatorische Sequenzen sm,1 bis sm,Jm aus Jm Generatoren 15m,1 bis 15m,Jm parallel empfängt, damit ein kodiertes Signal scm mit Jm Frequenz-Teilbändern mit a priori verschiedenen Breiten erzeugt wird, das mit einer Trägerfrequenz FPm in eine Transpositionsschaltung 11m transponiert, dann in einem Verstärker 12m verstärkt und durch eine Antenne 13m gesendet wird. Die M Träger FP&sub1; bis FPM sind unterschiedlich und derart gewählt, daß die Nutzbanbreiten der M synthetisierten Signalen, die aus den Synthesatoren 16&sub1; bis 16M ausgehen, unverbunden und aufeinanderfolgend sind. Die Bandbreiten der M synthetisierten Signale sind a priori unterschiedlich, oder können gleich sein, und die geraden Zahlen J1 bis JM sind a priori unterschiedlich, oder können gleich sein.
• Der Breitbandempfänger 2b ist in der Figur 14 dargestellt. Er weist parallel M elementare Empfänger 2&sub1; bis 2m auf. Ein elementarer Empfänger 2m, in welchem m einen ganzzahligen Index zwischen 1 und M bezeichnet, weist ähnlich wie der Empfänger 2a eine Empfangsantenne 20m, der ein Verstärker 210m folgt, eine Transpositionsschaltung in das jeweilige Basisband 21m und einen Analysator 24m mit Jm Ausgängen auf, die Jm dekodierte Signale Sm,1 bis Sm,Jm erzeugen, welche den durch die Generatoren 15m,1 bis 15m,Jm generierten pseudo-aleatorischen Sequenzen entsprechen.
• Der Empfänger 26 weist ebenfalls eine Korrelationsschaltung 26b auf, die die M Gruppen von aus den Analysatoren 24&sub1; bis 24M ausgehenden Signalen S1,1-S1,J1 bis SM,1 -SM,JM verarbeiten, damit die Autokorrelations- und Interkorrelationsfunktionen nicht nur zwischen den M Gruppen von Signalen, sondern auch zwischen den Signalen der Gruppen berechnet werden, um daraus insbesondere die Positionen und Geschwindigkeiten der Ziele zu entnehmen.

Claims (12)

1. Kodiereinrichtung zum Kodieren mehrerer paralleler abgetasteten Signale (sn-1) in ein kodiertes Signal (sc) von höchstens N Frequenz-Teilbändern, wobei N geradzahlig, d.h. gleich 2k und K ein positive ganze Zahl ist,

dadurch gekennzeichnet,

daß die Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale und die Breiten der Teilbänder jeweils ein Produkt einer Abtastreferenzfrequenz mal Faktoren 2k und ein Produkt einer Referenzbanbreite (LB) mal Faktoren 2k sind, wobei k eine zwischen 0 und K liegende ganze Zahl ist, und das kodierte Signal eine Abtastfrequenz hat, die gleich der Summe der Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale ist,

und daß die Kodiereinrichtung mehrere elementare, digitale, an zwei Punkten invertierte Fourier-Transformations- und Filterschaltungen (164) aufweist, die untereinander entsprechend einer baumartigen Struktur (16) verbunden sind, welche von parallelen, die abgetasteten Signalen aufnehmenden Eingängen zu einem Ausgang konvergiert, der das kodierte abgetastete Signal überträgt, wobei erste und zweite Eingänge jeder der elementaren Schaltungen jeweils entweder mit zwei Eingängen, die zwei abgetastete Signale von der Referenzfrequenz aufnehmen, oder jeder mit einem Ausgang einer elementaren Schaltung oder einem Ausgang eines Verzögerungsmittels (165) verbunden sind, das ein abgetastete Signal einer Frequenz, die oberhalb der Referenzfrequenz liegt, aufnimmt, und wobei der Ausgang (SCM) der elementaren Schaltung (164) entweder mit einem der beiden Eingänge einer elementaren Schaltung oder mit dem das kodierte abgetastete Signal übertragenden Ausgang verbunden ist.

2. Kodiereinrichtung nach Anspruch 1, in der eine elementare digitale Transformations- und Filterschaltung (164) aufweist

- eine an zwei Punkten (SS1, SS2, SMU) invertierte Fourier-Transformationseinrichtung mit zwei Eingängen, die mit den ersten und zweiten Eingängen (SE1, SE2) der elementaren Schaltung verschmolzen sind,

- erste und zweite digitale Filterinterpolationsmittel (SF1, SF2), die mit den Ausgängen des Summierers (SA1, SA2) der Transformationsmittel verbunden sind und in den Frequenzbändern filtern, deren Breite mit dem Referenzband (LB) in einem Verhältnis gleich dem Exponenten der Zweier-Potenz in dem Verhältnis der Abtastfrequenz der an der ersten und zweiten Eingängen (SE1, SE2) aufgenommenen Signale zu der Referenzfrequenz steht, und mit einem Faktor von zwei interpolieren, und

- Umschaltmittel (CM) mit zwei Eingängen, die an die Ausgänge der ersten und zweiten Filtermittel angeschlossen sind und mit dem Doppelten der Abtastfrequenz der an den ersten und zweiten Eingängen (SE1, SE2) aufgenommenen Signale hin und her schalten.

3. Kodiereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, in welcher das Verzögerungsmittel (165) eine Verzögerung von ungefähr gleich dem Produkt der Signalverarbeitungsdauer in einer elementaren Schaltung (164) und dem Exponenten der Zweier-Potenz in dem Verhältnis der Abtastfrequenz des durch das Verzögerungsmittel verzögerten Abtastsignals zu der Referenzfequenz einführt.

4. Sender (1) eines digitalen Signals (sm) mit der Kodiereinrichtung (14) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, der am Eingang ein Mittel (15) zum Abtasten und Demultiplexen des digitalen Signals (sm) in die genannten abgetasteten Signale (sn-1) in Abhängigkeit ihrer Abtastfrequenzen aufweist und das kodierte Signal in Teilbändern (sc) zu den Transpositions- und Trägerfrequenz-Sendemitteln (11, 12, 13) überträgt.

5. Radar- oder Schallsender (1a) mit mehreren Mitteln (15a&sub0; - 15an-1) zum jeweiligen Erzeugen von orthogonalen pseudoaleatorischen Sequenzen als abgetastete Signale (sn-1), sowie mit der Kodiereinrichtung (16a) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, und der das in Teilbändern kodierte Signal zu den Transpositions- und Trägerfrequenzsendemittel (11a, 12a, 13a) überträgt.

6. Schall- oder Radar-Sendesystem (1b) mit mehreren Sendern (1&sub1; bis 1M) nach Anspruch 5, wobei die Trägerfrequenzen (FP1 bis FPM) der Sender unterschiedlich sind und die Frequenzteilbandgruppen der Sendeeinrichtung unverbunden sind.

7. Dekodiereinrichtung zum Dekodieren eines kodierten Signals von höchstens N Frequenzteilbändern wie dasjenige, das von der Kodiereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 erzeugt worden ist, in mehrere parallele abgetastete Signale (Sn-1) wobei N geradzahlig entsprechend 2K mit K eine positive ganze Zahl ist,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale und die Breiten der Teilbänder jeweils ein Produkt aus einer Abtastreferenzfrequenz mit Faktoren 2k, und einem Produkt der Referenzbandbreite (LB) mit Faktoren 2k sind, wobei k eine ganze Zahl zwischen Null und K ist, wobei das kodierte Signal eine Abtastfrequenz gleich der Summe der Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale hat, und

daß die Dekodiereinrichtung mehrere elementare digitale Filter- und an zwei Punkten direkte Fourier Transformationsschaltungen (244) aufweist, welche untereinander entsprechend einer Baumstruktur (24) verbunden sind, welche von einem das kodierte Abtastsignal aufnehmenden Eingang zu parallelen Ausgängen divergiert, die die Abtastsignale übertragen, wobei ein Eingang (ACM) einer elementaren Schaltung (244) entweder mit dem das kodierte Signal aufnehmenden Eingang oder mit einem der beiden Ausgänge der elementaren Schaltung verbunden ist und erste und zweite Ausgänge (AS1, AS2) einer elementaren Schaltung jeweils entweder mit jedem Eingang einer elementaren Schaltung oder einem Eingang eines Verzögerungsmittels (245) verbunden sind, welches ein abgetastetes Signal mit einer Frequenz oberhalb der Referenzfrequenz überträgt, oder mit zwei Eingängen verbunden sind, die die abgetasteten Signale von Referenzfrequenz übertragen.

8. Dekodiereinrichtung nach Anspruch 7, in welcher eine digitale elementare Filter- und Transformationsschaltung (244) aufweist

- Umschaltmittel (ACM) mit einem Eingang, der mit demjenigen der elementaren Schaltung verschmolzen ist, und mit zwei Ausgängen und mit der Hälfte der Abtastfrequenz des am Eingang des Umschaltmittels empfangenen Signals hin und her schaltet,

- erste und zweite digitale Dezimationsfiltermittel (AF1, AF2), die jeweils mit den Ausgängen des Umschaltmittels verbunden sind und in den Frequenzbändem filtern, deren Breite mit dem Referenzband (LB) in einem Vehältnis gleich der Hälfte des Exponenten der Zweier-Potenz in dem Verhältnis der Abtastfrequenz des am Eingang des Umschaltmittels empfangenen Signals zu der Referenzfrequenz steht und mit einem Faktor gleich einhalb dezimiert und an zwei Punkten (AA1, AA2, AMU) direkte Fourier Transformationsmittel, welche zwei mit den Ausgängen der ersten und zweiten Filtermittel verbundene Eingänge und zwei mit den Ausgängen der elementaren Schaltung (244) verschmolzene Ausgänge hat.

9. Dekodiereinrichtung nach Anspruch 7 oder 8, in welcher das Verzögerungsmittel (265) eine Verzögerung ungefähr gleich dem Produkt aus der Signalverarbeitungsdauer in einer elementaren Schaltung (244) und dem Zweier-Exponenten in dem Verhältnis der Abtastfrequenz des von dem Verzögerungsmittel verzögerten Signals zu der Referenzfrequenz einführt.

10. Empfänger (2) eines digitalen Signals (SM) mit der Dekodiereinrichtung (23) nach einem der Ansprüche 7 bis 9, welcher über Empfangs- und Grundbandtranspositionsmittel (20, 210, 21) das im Teilband (SC) kodierte Signal wie dasjenige, das von dem Sender nach Anspruch 4 abgegeben worden ist, aufnimmt und am Ausgang ein Mittel (25) zu multiplexen der abgetasteten Signale (Sn-1) in das digitale Signal (SM) in Abhängigkeit von den Abtastfrequenzen der abgetasteten Signale umfaßt.

11. Schall- oder Radarempfänger (2a) mit der Dekodiereinrichtung (24a) nach einem der Ansprüche 7 bis 9, der über Empfangs- und Grundband-Transpositionsmittel (20a, 210b, 21b) das in Teilbändern kodierte Signal wie dasjenige, das von dem Sender nach Anspruch 5 abgegeben worden ist, aufnimmt, sowie Mittel (26a) zum Autokorrelieren und Interkorreheren der abgetasteten Signale aufweist, die von der Dekodiereinrichtung erzeugt worden sind, um unter anderem die Position und Geschwindigkeit von Zielen abzuleiten.

12. Schall- oder Radarempfangssystem (2b) mit mehreren Dekodiereinrichtungen (24&sub1; bis 24M) nach einem der Ansprüche 7 bis 9, welches jeweils in Teilbändern (SCm) kodierte Signale wie diejenigen, die von den mehreren Sendern (1&sub1; bis 1M) in dem Sendesystem (1b) nach Anspruch 6 abgegeben worden sind, über mehrere Empfangs- und jeweilige Grundbänder-Transpositionsmittel empfängt, sowie Mittel (26b) zum Autokorrelieren und Interkorrelieren aller abgetasteten Signale aufweist, die von den Dekodiermitteln (24&sub1; bis 24M) erzeugt worden sind, um u.a. die Position und Geschwindigkeit von Zielen zu ermitteln.