DE69231901T2

DE69231901T2 - Transimpedanz-differenzverstärker

Info

Publication number: DE69231901T2
Application number: DE69231901T
Authority: DE
Inventors: Gee-Kung Chang; Lawrence Gimlett; Ting-Ping Liu
Original assignee: Telcordia Technologies Inc
Current assignee: Iconectiv LLC
Priority date: 1991-04-11
Filing date: 1992-02-05
Publication date: 2002-03-28
Anticipated expiration: 2012-02-06
Also published as: DE69231901D1; WO1992019039A1; US5130667A; EP0579751A4; EP0579751A1; CA2108019A1; JPH06506805A; JP2657715B2; CA2108019C; EP0579751B1

Description

Technisches Gebiet

Die Erfindung betrifft Vorverstärkerschaltungen, die in Breitbandempfängern verwendet werden, und insbesondere Transimpedanzverstärkerschaltungen, die in optoelektronischen Empfängern verwendet werden, die für Lichtwellenleiter-Übertragungssysteme benutzt werden.

Hintergrund der Erfindung

Der Bedarf nach digitalen Hochgeschwindigkeits-Kommunikationsdiensten wie z. B. Daten, Bildern und hochauflösendem Fernsehen wächst. Zur Anpassung an diese Dienste werden gerade Übertragungsdienste entwickelt, die im Bereich von mehreren Gigabit pro Sekunde arbeiten, wobei sich die Technologen wegen deren großen Bandbreitefähigkeiten auf die Entwicklung von optischen Übertragungssystemen konzentrieren. Solche optischen Hochgeschwindigkeits-Übertragungssysteme benötigen Breitbandempfänger, die das optische Signal empfangen und ein elektrisches Ausgangssignal erzeugen können. In optischen Empfängeranwendungen benutzt man weit und breit Transimpedanzverstärker als Vorverstärker zum Umwandeln von empfangenen optischen Signalen in ein elektrisches Ausgangssignal. Die Bandbreiteleistung von konventionellen Transimpedanzverstärkerschaltungen ist jedoch auf einen Bruchteil der Bandbreite der eingebetteten Transistoren beschränkt.
Um die nachfolgende Erörterung zu erleichtern, ist es wichtig, zwei Fachausdrücke in Bezug auf die Bandbreiteleistung zu definieren. Der erste ist die Frequenz, bei der die Signalantwort der Schaltung oder Vorrichtung um 3 dB unter die Spitzenantwort fällt; sie wird die -3-dB-Bandbreite genannt und mit L-3dB bezeichnet. Der zweite ist die Frequenz, bei der die Schaltung oder Vorrichtung keine Verstärkung erzeugt (0 dB); sie wird die Eins-Verstärkung-Grenzfrequenz genannt und mit ft bezeichnet. Für konventionelle Transimpedanzverstärker wird die t-3dB durch den dominierenden Pol bestimmt, der durch die Beziehung 1/(2πRC) definiert ist, worin R der Wert des Rückkoppelungswiderstandes ist und C der Wert der Eingangskapazität am Gate (oder der Basis) des aktiven Transistors ist. Die f-3dB kann nicht größer als die ft der eingebetteten Transistoren sein und ist in der Anwendung gewöhnlich um mindestens einen Faktor A (der rückkoppelungsfreien Spannungsverstärkung) niedriger als ft. Um daher die Bandbreitefähigkeit von konventionellen Transimpedanzverstärkern zu verbessern, hatten Entwickler versucht, R oder C möglichst klein zu machen oder die Technologie der in der Schaltung benutzten eingebetteten Transistoren zu verbessern. Verkleinern des Wertes von R vergrößert jedoch die Empfindlichkeit der Schaltungen für äußeres Rauschen und verkleinert die Verstärkung in der Schaltung, wodurch die Wirksamkeit der beabsichtigten Funktion der Schaltung minimal gemacht wird. Der Wert der Eingangs-Gate-Kapazität (C) ist eine Kenngröße der benutzten Transistoren und ob die Eingangsquelle kapazitiv mit dem Transistor-Gate gekoppelt ist. In konventionellen Transimpedanzverstärkern mit diskreten Bauteilen wird Kapazitätskopplung benutzt, um das Gate von FET-Transistoren und die Basis von Bipolartransistoren vor elektrostatischer Entladung (ESD) zu schützen. Jede Bemühung, C zu verkleinern, indem man eine Bauweise mit direkter Kopplung verwendet, ruft daher Probleme mit der Schaltungszuverlässigkeit hervor. Im Übrigen, da der Wert von C eine Funktion der benutzten Transtoren ist, muss man die verwendete Transistortechnologie ändern oder verbessern, um die Bandbreite zu verbessern, indem man C möglichst klein macht.
Eine Methode, die Bandbreiteleistung von Transimpedanzverstärkern zu verbessern, war, monolithische Transimpedanzvorrichtungen zu bauen. Solche Vorrichtungen beseitigen die Notwendigkeit für Kapazitätskopplung, wodurch der Wert von C verkleinert wird. Zusätzlich machen monolithische Vorrichtungen auch die Verbindungs-Parasitärgrößen möglichst klein, was die Bandbreiteleistung verbessern kann (siehe Meyer, Blauschild, "A Wide-band Low-noise Monolithic Transimpedance Amplifier", IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC-21, Nr. 4, August 1986). Eine andere Methode war, die Bandbreite der zu Grunde liegenden Vorrichtungstechnologie in einer monolithischen Struktur zu verbessern, was einen weiteren Schritt hin zu verbesserter Bandbreiteleistung ergibt. Ein Beispiel für solche Vorrichtungen ist ein Eintakt-Hochleistungs- Transimpedanzverstärker, der InAlAs/InGaAs-Heterostrukturen benutzt, wie von Chang et al. gezeigt ("A 3 GHz Transimpedance OEIC Receiver for 1,3-1,55 um Fiber-Optic Systems", G. K. Chang, W. P. Honig, J. L. Gimlett, R. Bhat, C. K. Nguyen, G. Sasaki und J. C. Young, IEEE Photonics Letter, Band 2, Nr. 3, März 1990). In diesen Beispielen des Standes der Technik ist jedoch die f-3dB immer noch wesentlich niedriger als die ft der eingebetteten Transistoren.
In IBM Technical Disclosure Bulletin, Band 29, Nr. 8, Januar 1987, ist ein Verstärker für einen optischen Empfänger für Infrarotkommunikation mit einer Fotodiode offenbart, der eine ähnliche Struktur mit zwei zwischen zwei Leistungsquellen parallel verbundenen Strompfaden zeigt, jedoch zwei symmetrische Verstärker in Basisschaltung auf jedem Pfad benutzt, die an ihren jeweiligen Basen miteinander verbunden sind.
Im Hinblick auf das Vorhergehende ist es eine Aufgabe unserer Erfindung, eine Schaltungsstruktur für Transimpedanzverstärker zu schaffen, die die Bandbreite des Verstärkers nicht nennenswert auf weniger als die der eingebetteten Transistoren begrenzt. Eine weitere Aufgabe unserer Erfindung ist es, eine Transimpedanzverstärker-Schaltungsstruktur mit verbesserter Störfestigkeitsleistung zu schaffen. Außerdem ist es eine Aufgabe unserer Erfindung, die durch direkte Kopplung der Eingangsquelle mit dem Gate (oder der Basis) des Transistors verursachten Zuverlässigkeitsprobleme zu beseitigen.

Kurze Darstellung der Erfindung

Gemäß unserer Erfindung, wie in Anspruch 1 angegeben, wird ein Transimpedanzverstärker mit einer Differenzverstärkerstruktur geschaffen, bei dem die aktiven Transistoren als ein Kaskodenverstärker in Gate-Schaltung (Basisschaltung) mit einem Signaldetektor als eine direkt zwischen den Source-Elektroden (Emitterelektroden) verbundene Eingangsquelle verbunden sind. Der Signaldetektor erzeugt einen Eingangstrom in die Schaltungsstruktur, der zwei sich ändernde Ausgangsspannungen ergibt, die gleiche Größe haben, aber um 180 Grad phasenverschoben sind. Ein zusätzlicher Aspekt unserer Erfindung ist, dass das Differenzpaar in der Differenzverstärker-Schaltungsstruktur gestaltet ist, eine wesentliche Gleichspannungsdifferenz zwischen den zwei parallelen Schaltungen zu erzeugen, um den Signaldetektor passend vorzuspannen, während in jeder parallelen Schaltung des Differenzpaares ein nahezu identischer Gleichstrom aufrechterhalten wird und eine symmetrische Wechselstromantwort erzeugt wird. Diese Gestaltung steht im Gegensatz zu der konventionellen Einsicht, die Symmetrie zwischen dem Differenzpaar in der Differenzverstärkerstruktur verlangt.
Differenzverstärker verwenden keine Rückkoppelung; daher wird der Ort des dominierenden Pols in unserer Erfindung durch den Ausdruck gm/(2πC) bestimmt, worin gm die Source(Emitter)-Eingangsadmittanz für die aktiven Transistoren ist und C die Gate- Kapazität ist. Der Wert der Eingangsimpedanz (1/gm) ist stets wesentlich kleiner als der Wert des Rückkoppelungswiderstandes, der bei Strukturen des Standes der Technik benutzt wird, und ergibt daher eine wesentliche Vergrößerung der Bandbreitefähigkeit. Außerdem hängt bei unserer Erfindung die Ausgangsspannung nicht von der Transistor-Stromverstärkung ab, wie es bei den Strukturen des Standes der Technik der Fall ist, weshalb die erfindungsgemäße Schaltung nahe der Eins-Verstärkung-Grenzfrequenz der verwendeten Transistoren arbeiten kann. Da der Signaleingang in unserer Erfindung mit den Source-Elektroden (oder Emitterelektroden) der aktiven Transistoren und nicht dem Gate (oder der Basis) verbunden ist, ist außerdem keine Kapazitätskopplung notwendig, und das Zuverlässigkeitsproblem aufgrund der Empfindlichkeit des Gate (der Basis) wird beseitigt. Als Folge beseitigt unsere Erfindung die Bandbreite- und Leistungsbeschränkungen der Strukturen des Standes der Technik.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt ein Funktionsmodell der Schaltungsstruktur unserer Erfindung.
Fig. 1A zeigt das Funktionsmodell von Fig. 1, benutzt aber Bipolartransistoren.
Fig. 2 zeigt ein Funktionsmodell der Schaltungsstruktur unserer Erfindung, wie in einem Lichtwellenempfänger verwendet.
Fig. 3 zeigt ein Funktionsmodell der Schaltungsstruktur unserer Erfindung, wie in einem Hochgeschwindigkeits-Mikrowellenempfänger verwendet.
Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsstruktur gemäß unserer Erfindung.

Detaillierte Beschreibung

Funktionsmodell

Fig. 1 ist ein Funktionsmodell der Schaltungsstruktur unserer Erfindung bei Verwendung von Feldeffekttransistoren. Unsere Erfindung bei Verwendung von Bipolartransistoren ist außerdem in Fig. 1A gezeigt, worin anstelle der Feldeffekttransistoren 30 von Fig. 1 Bipolartransistoren 30' benutzt wurden. Sie besteht aus zwei parallelen symmetrischen Schaltungen 101a und 101b. Jede Schaltung besteht aus einer Last 20, die ein Widerstandsbauteil aufweist, in Reihe mit einem Ausgangsknoten 15, einem Transistor 30 und einer Leistungsquelle 40. Der Transistor 30 hat drei Elektroden 31, 32 und 33. Für Bipolartransistoren, wie in Fig. 1A gezeigt, ist die Elektrode 31' als der Kollektor bekannt, ist die Elektrode 32' als der Emitter bekannt und ist die Elektrode 33' als die Basis bekannt. Für Feldeffekttransistoren, wie in Fig. 1 gezeigt, ist die Elektrode 31 als der Drain bekannt, ist die Elektrode 32 als die Source bekannt und ist die Elektrode 33 als das Gate bekannt. Unsere Erfindung hängt nicht von dem für den Transistor 30 benutzten Transistortyp ab.
Diese zwei Schaltungen 101a und 101b sind an drei Stellen verbunden: einem Knoten 10, einem Koten 11, und durch einen Signaldetektor 50, der zwischen Knoten 12a und 12b verbunden ist. An die Knoten 10 und 11 werden Gleichspannungen angelegt, um eine gemeinsame Spannungsdifferenz zwischen den beiden parallelen Schaltungen 101a und 101b zu erzeugen. Mittels Knoten 13 und 14 werden zusätzliche Gleichspannungen angelegt, um die Transistoren 30 passend vorzuspannen und an Knoten 12a und 12b eine Spannungsdifferenz zwischen den zwei parallelen Schaltungen 101a und 101b herzustellen. Die Werte der an die Knoten 10, 11, 13 und 14 angelegten Gleichspannungen sind so, dass in Verbindung mit den Parametern der gewählten Transistoren 30 die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten 12a und 12b ausreicht, um den Signaldetektor 50 passend vorzuspannen.
Die an die Eingangsknoten 10, 11, 13 und 14 angelegten Spannungen spannen die Transistoren 30 so vor, dass sie für Bipolartransistoren im linearen Bereich und für Feldeffekttransistoren im Sättigungsbereich arbeiten, d. h. den Bereichen, in denen Spannungsänderungen den Transistorstrom nicht nennenswert ändern. Die Stromquellen 40 halten einen gleichen Gleichstrom in den beiden parallelen Schaltungen 101a und 101b aufrecht. Der gleiche Gleichstrom durch jede parallele Schaltung 101a und 101b ergibt einen identischen Spannungsabfall an jeder Last 20. Ohne irgendwelche äußeren Stimuli würden die an Ausgangsknoten 15 und 15a gemessenen Spannungen folglich gleich sein. Wenn aber Signalenergie am Signaldetektor 50 nachgewiesen wird, wird sie in Strom als Eingangsgröße an den Koten 12 und 12b umgewandelt. Der als Eingangsgröße für die Koten 12a und 12b erzeugte Strom vergrößert den Strom zwischen dem Knoten 10 und dem Knoten 12a in der Schaltung 101a und verkleinert den Strom, der vom Knoten 10 zum Knoten 12b in der Schaltung 101b fließt. Als Folge wird der Spannungsabfall an der Last 20 in der Schaltung 101a größer und wird der Spannungsabfall an der Last 20 in der Schaltung 101b kleiner. Die gemessene Änderung in der Ausgangsspannung am Knoten 15b ergibt als Antwort auf einen Signalimpuls, der mittels des Signaldetektors vom Signalübertragungssystem empfangen wird, einen positiven Impuls. Die gemessene Änderung in der Ausgangsspannung am Knoten 15a ergibt als Antwort auf den empfangenen Signalimpuls einen negativen Impuls. Die an den Knoten 15a und 15b gemessenen Spannungsimpulse würden die gleiche Größe haben, aber um 180 Grad phasenverschoben sein.
Falls diese Transimpedanz-Differenzverstärkerschaltung in einem optischen Empfänger benutzt wird, würde der Signaldetektor 50 ein Fotodetektor sein und würde das Signalübertragungssystem 60 ein optisches Übertragungssystem sein. Der Fotodetektor könnte ein Metall-Halbleiter-Metall(MSM)-Fotodetektor oder eine PIN-Fotodiode sein. Wird eine PIN-Fotodiode benutzt, muss von den Schaltungen 101a und 101b eine positive Vorspannung am Detektor aufrechterhalten werden, während mit einem MSM- Fotodetektor die Vorspannungspolarität nicht wichtig ist. Fig. 2 zeigt unsere Erfindung, wie in einem optischen Empfänger und mit einer PIN-Fotodiode 50' benutzt. Ein Lichtwellenleiter 60 von einem Lichtwellenleiter-Übertragungssystem endet am Fotodetektor 50 und ist optisch damit gekoppelt. Das empfangene optische Signal ergibt einen Eingangsstrom in den Transimpedanz-Differenzverstärker, der eine auf die Eingangsgröße reagierende Ausgangspannung erzeugt, wie oben beschrieben.
Zusätzlich ist unsere Erfindung nicht auf optische Empfänger beschränkt. Die Schaltungsstruktur ist für einen beliebigen Hochfrequenzempfänger geeignet. Der Signaldetektor 50 könnte ein Hochfrequenzenergiedetektor sein, für den ein Millimeterwellendetektor ein Beispiel ist, und das Signalübertragungssystem könnte ein Mikrowellen- Übertragungssystem sein. Fig. 3 zeigt unsere Erfindung, wie in einem Breitband- Mikrowellenempfänger benutzt. Ein Hochfrequenz-Wellenleiter 70 ist mit einem Millimeterwellendetektor 50" verbunden. Das empfangene Mikrowellensignal ergibt einen Eingangsstrom in den Transimpedanz-Differenzverstärker, der eine auf die Eingangsgröße reagierende Ausgangspannung erzeugt, wie oben beschrieben.
Es ist nicht notwendig, dass jede Schaltung 101a und 101b eine getrennte Stromquelle hat; statt dessen könnten die zwei Stromquellen zu einer Signalstromquelle vereinigt werden, die die Knoten 12a und 12b mit dem Knoten 11 verbindet, solange die einzelne Stromquelle nahezu identische Gleichströme in den Schaltungen 101a und 101b aufrechterhält.
Unsere Schaltungsstruktur ist nicht von Natur aus frequenzbegrenzt. Idealerweise sollte die Frequenzfähigkeit der Frequenzfähigkeit der eingebetteten Transistoren 30 nahekommen. Der Einfluss der Detektorkapazität und der Verbindungs-Parasitärkapazität verkleinert die Leistung der Schaltungsstruktur jedoch nicht auf einen Prozentsatz unter demjenigen der Eins-Verstärkung-Grenzfrequenz der eingebetteten Transistoren. Die Verbindungs-Parasitärgrößen können verkleinert werden, indem der Signaldetektor 50 und die übrigen Schaltungselemente in den gleichen Chip integriert werden.

Spezielle Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung

Fig. 4 ist ein Schaltplan eines Ausführungsbeispiels unserer Erfindung unter Verwendung von Feldeffekttransistoren (FET) und eines Metall-Halbleiter-Metall(MSM)- Fotodetektors. Um unsere Erläuterung dieser speziellen Ausführungsform unserer Erfindung zu erleichtern, werden in Fig. 1 und Fig. 4 die gleichen Bezugszeichen benutzt, um die äquivalenten Schaltungselemente zu kennzeichnen. Fig. 4 zeigt Eingangsknoten 10, 11, 13 und 14 und Ausgangsknoten 15a und b. Die Transistoren 30 aus Fig. 1 sind in Fig. 4 als FETs 30a und 30b gezeigt. Die zwei Stromquelleneinrichtungen 40 aus Fig. 1 wurden in Fig. 2 erweitert, um die eingebettete Technologie zu zeigen, und sind als Quellen 40a und 40b gezeigt.
Die FETs 30a und b sind Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMT), mit 100 um Kanalbreite und 1,3 um Länge. Unter einer-0,7-V-Vorspannung ist ihre Eins- Verstärkung-Grenzfrequenz 14 GHz. Der MSM-Fotodetektor 50' ist eine leicht getriggerte Stromquelle mit großer Innenimpedanz und niedrigem Leckstrom. Widerstände 20a und 20b sind die Ausgangslasten. Die Stromquelle 40a besteht aus einer Kaskodenanordnung von Transistoren 401a und 402a mit einem dritten Strompfad vom Gate des FET 30a in der Schaltung 101a zum Knoten 11. Dieser dritte Strompfad besteht aus einem Widerstand 410 in Reihe mit zwei Dioden 412 und 412. Der Widerstand 410 und die Dioden 412 und 413 liefern eine -1,5-Volt-Referenzvorspannung an den Gates der Transistoren 401a und 401b. Die Stromquelle 40b besteht aus einer Kaskodenanordnung von Transistoren 401b und 402b. Die Transistoren 401a und b und 402a und b sind ebenfalls FET-Transistoren, wobei die Transistoren 401 40 um Kanallänge haben und die Transistoren 402 30 um Kanalbreite haben.
In dieser speziellen Ausführungsform unserer Erfindung wird eine positive 6-Volt- Gleichstromquelle an den Knoten 10 angelegt und wird eine negative 6-Volt-Gleichstromquelle an den Knoten 11 angelegt. Am Knoten 14 wird eine negative 3-Volt- Gleichstromquelle an das Gate des FET 30b angelegt, und das Gate des FET 30a ist über den Knoten 13 geerdet. Die Fähigkeiten der zur Verwendung in den zwei Stromquelleneinrichtungen 40a und 40b gewählten Transistoren 401a und 401b und 402a und 402b sorgen aber nicht für genügende Angleichung im Gleichstrom-Vorstrom in den Schaltungen 101a und 101b. Sie wurden gewählt, weil ihre Betriebskenngrößen die notwendige Gleichspannungsstabilität an den Knoten 12a und 12b erzeugen. Um den Gleichstrom-Vorstrom in den Schleifen 101a und 101b weiter anzugleichen und um den Ausgang vom Eingang zu trennen, wurden zwischen Knoten 15a und 15b und dem FET 30a und dem FET 30b Transistoren 16a und 16b in einer Kaskodenanordnung hinzugefügt. Die Gates dieser zwei Transistoren werden mittels einer 1,5-Volt- Gleichspannungsquelle vorgespannt.
Wenn ein Lichtwellenimpuls aus dem Lichtwellenleiter 60 auf den Fotodetektor 50' trifft, würde der vom Fotodetektor erzeugte Strom den Strom zwischen dem Knoten 10 und dem Knoten 12a in der Schaltung 101a vergrößern und den vom Knoten 10 zum Knoten 12b in der Schaltung 101b fließenden Strom verkleinern. Als Folge würde der Spannungsabfall am Widerstand 20 in der Schaltung 101a vergrößert werden und würde der Spannungsabfall am Widerstand 20 in der Schaltung 101b verkleinert werden. Die gemessene Änderung in der Ausgangsspannung am Knoten 15b würde als Antwort auf einen empfangenen Lichtwellenimpuls einen positiven Impuls ergeben. Die gemessene Änderung in der Ausgangsspannung am Knoten 15a würde als Antwort auf den empfangenen Lichtwellenimpuls einen negativen Impuls ergeben. Die an den Knoten 15a und 15b gemessenen Spannungsimpulse würden die gleiche Größe haben, aber um 180 Grad phasenverschoben sein. In dieser Ausführungsform sind die Transistoren 16a und 16b HEMT mit 40 um Kanallänge. Die Betriebsbandbreite dieser speziellen Ausführungsform unserer Erfindung liegt nahe an 65% der Eins-Verstärkung-Grenzfrequenz der FETs 30a und 30b. Würden Transistoren mit Submikron-Gates benutzt, würde die Betriebsbandbreite der Schaltung im 10-GHz-Bereich liegen.

Claims

1. Transimpedanz-Differenzverstärkerschaltung mit

einem ersten und einem zweiten Leistungsquellen-Verbindungsknoten (10, 11),

einem ersten Strompfad (101a), der in Reihe einen ersten Widerstand (20), eine erste Ausgangseinrichtung (15a) und einen ersten Transistor (30) aufweist, wobei der erste Transistor eine erste Elektrode (31), eine zweite Elektrode (32) und eine dritte Elektrode (33) enthält, der erste Widerstand zwischen dem ersten Leistungsquellen- Verbindungsknoten und der ersten Ausgangseinrichtung verbunden ist und die erste Ausgangseinrichtung mit der ersten Elektrode des ersten Transistors verbunden ist, einem zweiten Strompfad (101b), der in Reihe einen zweiten Widerstand (20), eine zweite Ausgangseinrichtung (15b) und einen zweiten Transistor (30) aufweist, wobei der zweite Transistor eine erste Elektrode (31), eine zweite Elektrode (32) und eine dritte Elektrode (33) enthält, der zweite Widerstand zwischen dem ersten Leistungsquellen-Verbindungsknoten und der zweiten Ausgangseinrichtung verbunden ist und die zweite Ausgangseinrichtung mit der ersten Elektrode des zweiten Transistors verbunden ist,

einer ersten und einer zweiten Stromquelleneinrichtung (40), die die zweiten Elektroden des ersten bzw. zweiten Transistors des ersten Strompfades bzw. des zweiten Strompfades mit dem zweiten Leistungsquellen-Verbindungsknoten (11) verbindet,

einem Signaldetektor (50), der Signalenergie in einen elektrischen Strom umwandelt, wobei der Signaldetektor direkt zwischen den zweiten Elektroden des ersten und des zweiten Transistors verbunden ist, und

einer ersten Vorspannungseinrichtung, die mit der dritten Elektrode des ersten Transistors verbunden ist, und einer zweiten Vorspannungseinrichtung, die mit der dritten Elektrode des zweiten Transistors verbunden ist, wobei die erste Vorspannungseinrichtung eine andere Vorspannung als die zweite Vorspannungseinrichtung anlegt.

2. Transimpedanz-Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, bei der der Signaldetektor einen Fotodetektor aufweist, der optisch mit einem Lichtwellenübertragungssystem verbunden ist, wodurch der Fotodetektor auf vom Lichtwellenübertragungssystem empfangene Lichtwellenenergie anspricht, um einen elektrischen Strom als Eingangsgrößen in den ersten und den zweiten Strompfad zu erzeugen, die Änderungen in der Ausgangsspannung an jeder der Ausgangseinrichtungen erzeugen, wobei die Änderungen in der Ausgangsspannung der Ausgangseinrichtungen gleich, aber um 180 Grad phasenverschoben sind, und wobei der Fotodetektor mittels der Spannungsdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Leistungsverbindungsknoten vorgespannt wird.

3. Transimpedanz-Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, bei der der Signaldetektor einen Millimeterwellendetektor aufweist, der mit einem Mikrowellenübertragungssystem verbunden ist, wodurch der Millimeterwellendetektor auf vom Mikrowellenübertragungssystem empfangene Hochfrequenzenergie anspricht, um Änderungen in der Ausgangsspannung an den Ausgangseinrichtungen zu erzeugen, wobei die Änderungen gleich, aber um 180 Grad phasenverschoben sind.

4. Transimpedanz-Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, bei der die Stromquelleneinrichtung mindestens einen dritten Transistor, der in dem ersten Strompfad zwischen dem ersten Transistor und dem zweiten Leistungsquellen-Verbindungsknoten verbunden ist, und mindestens einen vierten Transistor aufweist, der in dem zweiten Strompfad zwischen dem zweiten Transistor und dem zweiten Leistungsquellen- Verbindungsknoten verbunden ist.

5. Transimpedanz-Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 4, die weiterhin einen fünften Transistor, der in Kaskodenanordnung mit dem dritten Transistor verbunden ist, und einen sechsten Transistor aufweist, der in Kaskodenanordnung mit dem vierten Transistor verbunden ist.

6. Transimpedanz-Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, bei der der erste und der zweite Transistor Bipolartransistoren sind und die ersten Elektroden Kollektorelektroden sind, die zweiten Elektroden Basiselektroden sind und die dritten Elektroden Emitterelektroden sind.

7. Transimpedanz-Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, bei der der erste und der zweite Transistor Feldeffekttransistoren sind und die ersten Elektroden Drain-Elektroden sind, die zweiten Elektroden Gate-Elektroden sind und die dritten Elektroden Source-Elektroden sind.