DE69216918T2

DE69216918T2 - Digitale Kalibriervorrichtung

Info

Publication number: DE69216918T2
Application number: DE69216918T
Authority: DE
Inventors: Alfred Earl Dunlop; Thaddeus John Gabara; Scott Carroll Knauer
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1991-06-28
Filing date: 1992-06-18
Publication date: 1997-05-15
Anticipated expiration: 2012-06-19
Also published as: CA2071035A1; DE69216918D1; US5194765A; EP0520685A1; CA2071035C; EP0520685B1; US5298800A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungen zum Steuern elektrischer Eigenschaften zwischen einem Paar von Anschlüssen.
In der Leistung integrierter Schaltungen kinnen wesentliche Schwankungen einfach deshalb auftreten, da die eingesetzten Herstellungsprozesse nicht mit der gewünschten Präzision ausgeführt werden können. Es ist in der Tat nicht ungewöhnlich, eine wesentliche Leistungsschwankung zwischen integrierten Schaltungen identischer Konstruktion anzutreffen, die auf einem einzigen Halbleiterwafer, aber an einer unterschiedlichen Stelle auf dem Wafer hergestellt sind. Dazu gehören Schwankungen bei der Laufzeit, Geschwindigkeit (Lauffrequenzgang) und dem Stromverbrauch.
Konstrukteure, die integrierte Schaltungen verwenden wollen, müssen alle möglichen Schwankungen in der Leistung der IC berücksichtigen. In vielen Situationen entwickeln infolgedessen die Konstrukteure Worst- Case-Konstruktionen, nämlich Konstruktionen, die annehmen, daß alle IC-Parameter bzw. -Eigenschaften auf ihren schlechtesten Spezifikationspegeln liegen. Die Hersteller spezifizieren die Mindest- und Höchstwerte sowohl in Geschwindigkeit als auch Leistungseigenschaften ihrer IC. Das bedeutet natürlich, daß sich der Hersteller irgendwie selbst vergewissern muß, daß die integrierten Schaltungen innerhalb der versprochenen Grenzen von Betriebseigenschaften liegen. Dies bedeutet wiederum, daß außerhalb der versprochenen Grenzen liegende integrierte Schaltungen als "fehlerhaft" verworfen werden müssen. Es ist klar, daß die Möglichkeit, die Geschwindigkeits- und Stromverbrauchsschwankung von hergestellten Ic einzuengen, einen höheren Ertrag für den IC-Hersteller und wünschenswertere integrierte Schaltungen für den Konstrukteur ergeben würde.
Während bei der bipolaren ECL-Technik Schaltungsmittel für die Selbststeuerung des Leistungsverbrauchs innerhalb der integrierten Schaltungen bereitgestellt werden können, stehen für integrierte MOS-Schaltungen aufgrund der ihnen eigenen unterschiedlichen Betriebsart keine derartigen Schaltungsmittel zur Verfügung. Wie oben angedeutet, besteht die einzige Lösung für MOS-Schaltungen in der Auswahl der integrierten Schaltungen, die den Spezifikationen entsprechen, nachdem diese Schaltungen hergestellt worden sind.
Eine Frage, die mit der Geschwindigkeit und dem Leistungsverbrauch von Elementen in der gesamten integrierten Schaltung in Beziehung steht, ist die Frage der Erzeugung spezifischer Impedanzen, die an den Eingangslausgangsanschlüssen der integrierten Schaltungen vorliegen. Diese Frage umfaßt sowohl digitale als auch analoge Signale (d.h. sowohl digitale als auch analoge IC) und umfaßt Anschlüsse, die Signale übertragen und auch Anschlüsse, die Signale empfangen.
Wenn Signale einen IC-Anschluß verlassen, über eine nennenswerte Entfernung entlang einem Signalweg fließen und in einen weiteren IC-Anschluß eintreten, können von Impedanzsprungstellen an einer beliebigen Stelle an dem Signalweg und insbesondere von den Anschlüssen aus Signalreflexionen auftreten. Die meisten Reflexionen können beträchtliche Probleme sowohl in digitalen als auch analogen Umgebungen verursachen (z.B. die Fehlerkennung von Digitalsignalen). Es ist jedoch wohlbekannt, daß, wenn der Signalweg als Übertragungsleitung mit einem Wellenwiderstand betrachtet wird, unerwünschte Reflexionen beseitigt werden, wenn die Übertragungsleitung an den Sende- und/oder Empfangsenden mit Impedanzen abgeschlossen wird, deren Wert gleich dem Wellenwiderstand der Übertragungsleitung ist. Mit anderen Worten, was für eine wirkungsvolle Übertragung von Signalen mit sehr hoher Frequenz über Signalwege von nennenswerter Länge benötigt wird, sind integrierte Schaltungen, bei denen sowohl Eingangs- als auch Ausgangsanschlüsse spezifische und gut gesteuerte Impedanzen aufweisen.
Das allgemeinste Erfordernis für solche Abschlußimpedanzen ist, daß die Impedanz sowohl für positive als auch negative Signale dieselbe sein soll. Es ist eine etwas schwächere Version dieses Erfordernisses zulässig, wenn die Schaltung Signale mit einer einzigen Polarität entweder abgibt oder deren Empfang erwartet. Ein Beispiel dieser Situation ergibt sich, wenn die integrierte Schaltung Strom in digitaler Form abgibt (entweder etwas Strom abgibt oder keinen Strom abgibt). Dasselbe gilt, wenn die Schaltung Strom aufnimmt. Die Ausgangsimpedanz muß nur dann gleich dem Ubertragungsleitungswellenwiderstand sein, wenn Strom abgegeben wird. Auch ist gutbekannt, daß für eine optimale Leistungsübertragung die Ausgangsimpedanz einer Signalquelle der Lastimpedanz gleich sein muß, selbst wenn keine Übertragungsleitung vorhanden ist.
In einem Artikel mit dem Titel "A Self-Terminating Low-Voltage Swing CMOS Output Driver" (Ein CMOS-Ausgangstreiber mit niedriger Spannungsauslenkung und Selbstabschluß), IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band 23, Nr. 2, Seiten 457-464, April 1988 beschrieben Knight et al. eine CMOS-Schaltungsanordnung zur Entwicklung eines Digitalsignals an einem Ausgangsanschluß, der durch eine spezifische und gesteuerte Ausgangsimpedanz gekennzeichnet ist. Der Ausgangspuffer ihrer Anordnung besteht aus einer Serienverbindung eines P-Kanal-Transistors, dessen Drain mit dem Drain eines N- Kanal-Transistors verbunden ist, während die Sources der beiden Transistoren mit ihren entsprechenden Stromversorgungen verbunden sind. Der Schaltungspunkt, wo die Drains der beiden Transistoren angeschlossen sind, ist ebenfalls mit dem Ausgangsanschluß verbunden. Das Gate jedes der Transistoren wird durch eine getrennte Voransteuerungsschaltung angesteuert und die Voransteuerungsschaltungen schalten ihre entsprechenden Transistoren wechselweise durch und steuern sie. Insbesondere setzt jede Voransteuerungsschaltung die Gate-Source-Spannung ihres entsprechenden Transistors auf einen spezifischen Pegel, um sicherzustellen, daß der Transistor dem Anschluß eine vorbestimmte Impedanz bietet.
Jede der Voransteuerungsschaltungen ist ein zwischen eine Festspannungsquelle und eine veränderliche Spannungsquelle geschalteter digitaler Inverter. Jede Voransteuerungsschaltung reagiert auch auf ein digitales Eingangssignal.. Das Digitalsignal einer Voransteuerungsschaltung ist der logische Kehrwert des Digitalsignals der anderen Voransteuerungsschaltung.
Die Anordnung von Knight et al. leidet hauptsächlich an einer Anzahl von Schwächen. Jede der Voransteuerungsschaltungen erfordert eine steuerbare Analogspannung und da die Pegel für diese Spannung unter sich ändernden Betriebsbedingungen aufrechterhalten werden müssen, ist die Schaltung zur Erzeugung dieser Spannung schwierig zu konstruieren, umfaßt eine bedeutende Anzahl von Bauteilen und verbraucht eine beträchtliche Menge an Strom. Auch ist das Rauschen ein Problem.
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN, Band 008, Nr. 153 (P-287) & PJ-A-59 051 303 zeigt eine Brückenschaltung, bei der eine Unsymmetrie der Brücke mit einer Bezugsspannung verglichen wird. Von einer Zentraleinheit werden Modulen mit veränderlichem Widerstand gesteuert, um zu versuchen, eine Abweichungsspannung mit der Bezugsspannung gleichzusetzen. Dies wird durch veränderung von zwei Widerstandsmodulen erreicht, wobei ein Widerstandsmodul parallel zum Widerstand eines ersten Brückenarms liegt und das zweite Widerstandsmodul parallel zu einem zweiten Brückenarm liegt.
CONF. PROC. MILITARY MICROWAVES '88, 5-7/7/88 LONDON, GB: P.G.A. JONES: DIGITALLY CONTROLLED MMIC ATTENUATORS-TECHNIQUES AND APPLICATIONS", (Digitalgesteuerte MMIC-Dämpfungsglieder - Verfahren und Anwendungen), Seiten 217-222, offenbart ein Mikrowellendämpfungssystem, bei dem aktive oder passive Netzwerke zur Steuerung der Dämpfung eines Mikrowellensignals benutzt werden.
Nach der vorliegenden Erfindung ist eine Schaltung nach Anspruch 1 vorgesehen.
Eine effektive Steuerung von Impedanzwerten in integrierten Schaltungsanwendungen wird durch einen Transistor einer integrierten Schaltung erreicht, dessen Größe digitalgesteuert wird. Die digitalgesteuerte Größe wird beispielsweise mit einer parallelen Zusammenschaltung von MOS-Transistoren erreicht. Bei einer Anwendung dient der digitalgesteuerte Transistor als gesteuerte Impedanz, die mit einem Ausgangsanschluß einer integrierten Schaltung verbunden ist. In dieser Anwendung wird eine Anzahl von Transistoren mit Steuersignalen durchgeschaltet und die Sammlung von durchgeschalteten Transistoren reagiert auf das normalerweise an einen herkömmlichen Transistor angelegte Eingangssignal. In einer anderen Anwendung, bei der der digitalgesteuerte Transistor als gesteuerte Impedanz am Eingang einer Schaltung dient, werden nur die Steuersignale, die Transistoren durchschalten und damit die effektive entwickelte Impedanz bestimmen, eingesetzt. In einer noch weiteren Anwendung wird die digitale Steuerung der Größe des Transistors zur Steuerung der Geschwindigkeit oder des Leistungsverbrauchs des effektiven Transistors eingesetzt. Eine solche Steuerung wird zum Löschen der Fertigungsabweichung der integrierten Schaltung ausgeübt. Als Alternative wird eine solche Steuerung als Teil einer Rückkopplungsregelung der Betriebseigenschaften der gesamten Schaltung ausgeübt. Bei der Rückkopplungsregelungsanwendung werden die Digitalsignale, die die Größe des Transistors steuern, aus einer Bewertung des Betriebes der Schaltung erhalten. Bei der Anwendung der Steuerung der Fertigungsschwankung werden die die Größe des Transistors steuernden Digitalsignale aus einem Maß der Parameter der integrierten Schaltung relativ zu einem Bezugselement erhalten.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Figur 1 stellt eine idealisierte Ansicht einer Ausgangsans teuerschal tung dar;
Figur 2 stellt eine diagrammatische Ansicht der Anordnung der Figur 1 dar, wobei die Signalschnittstellen zu in den Ausgangsansteuerelementen betont sind;
Figur 3 stellt stellt ein Schaltschema einer Ausführungsform für den digitalen Impedanzblock 20 der Figur 2 dar;
Figur 4 zeigt die Schaltung zum Steuern der digitalen Impedanz 20;
Figur 5 zeigt eine Schaltung zum Steuern der digitalen Impedanz 30 der Figur 2;
Figur 6 stellt eine Anwendung dar, bei der unterschiedliche Mengen von Schaltungselementen mit verwandten digitalen Steuersignalen gesteuert werden;
Figur 7 zeigt eine Anwendung, bei der die unterschiedliche Steuerung unterschiedlicher Schaltungselemente der Prozessorsteuerung unterliegt, und
Figur 8 stellt eine Anwendung dar, bei der der digitalbemessene Transistor uber eine funktionelle Signalrückkopplung gesteuert wird.

Ausführliche Beschreibung

Die ausführlicher unten offenbarten Grundsätze der vorliegenden Erfindung sind vorteilhafterweise auf die zwei oben beschriebenen Anwendungen anwendbar. Das heißt, die offenbarten Grundsätze sind auf die Aufgabe des Verringerns der fertigungsbezogenen Schwankungen der Transistorgröße zwischen integrierten Schaltungen einer gegebenen Konstruktion anwendbar. Und sie sind hervorragend anwendbar auf die Aufgabe des Steuerns der an Eingangs-/Ausgangsanschlüs sen integrierter Schaltungen gebotenen Impedanz. Die Frage der Anschlußimpedanz wird zuerst angesprochen. Danach wird die Anwendung der allgemeinen Größenbemessungssteuerung beschrieben.
Figur 1 stellt eine idealisierte Ansicht eines Ausgangsanschlusses 10 dar, der ein Digitalsignal an eine Übertragungsleitung 200 abgibt. Block 100 stellt die dem Ausgangsanschluß 10 zugeordnete Funktionsschaltung dar und diese Funktionsschaltung kann andere (Eingangsund/oder Ausgangs-)Anschlüsse aufweisen, mit denen sie verbunden ist. Für die Zwecke der vorliegenden Offenbarung ist die genaue Beschaffenheit der Schaltung 100 bedeutungslos und das Verhältnis der Schaltung 100 mit anderen Anschlüssen wird der Einfachheit halber nicht behandelt.
Die mit dem Anschluß 10 verbundene Ausgangsansteuerstufe der Schaltung 100 ist symbolisch. durch Impedanzen 11 und 13 dargestellt. Bei der Impedanz 11 ist ein Anschlußleiter mit Erdpotential verbunden und der andere Anschlußleiter mit einem Anschlußleiter des steuerbaren Schalters 12 verbunden. Der andere Anschlußleiter des Schalters 12 ist mit dem Anschluß 10 verbunden. Gleichermaßen ist ein Widerstand 13 mit einem festen Minuspotential und mit dem steuerbaren Schalter 14 verbunden. Wie der Schalter 12 ist am Schalter 14 ein Anschlußleiter mit dem Anschluß 10 verbunden.
Der Schalter 14 wird durch ein digitales Eingangssignal Sin gesteuert und der Schalter 12 wird durch dessen logischen Kehrwert Sin gesteuert. Wenn der Schalter 14 geschlossen und der Schalter 12 offen ist, fließt Strom von der Übertragungsleitung 200 zum festen Minuspotential und die von diesem Strom angetroffene Impedanz ist die Impedanz 13. Wenn der Schalter 14 offen und der Schalter 12 geschlossen ist, fließt Strom vom Erdpotential in die Übertragungsleitung 200 und die von diesem Strom angetroffene Impedanz ist die Impedanz 11. Im Idealfall sind die Impedanzen 11 und 13 einander gleich und so eingestellt, daß sie dem Wellenwiderstand der Übertragungsleitung, z.B. 50 Ohm entsprechen.
In Verbindung mit der Notwendigkeit, die Elemente 11 und 13 einander gleichzumachen und sie auch auf einen vorbestimmten Wert einzustellen, ist das Folgende zu beachten. Als erstes ist die am häufigsten anzutreffende Realisierung einer Impedanz in einer integrierten MOS-Schaltung ein durchgeschalteter MOS-Transistor. Das Ausmaß, in dem der Transistor durchgeschaltet ist, bietet einen Weg zur Steuerung des Wertes der erzeugten Impedanz und die Größe des Transistors bietet einen weiteren Weg zur Steuerung des Wertes der erzeugten Impedanz. Obwohl die Grundsätze der vorliegenden Erfindung auf andere Realisierungsformen von Impedanzen anwendbar sind, behandelt die vorliegende Offenbarung nur diesen am häufigsten anzutreffenden Weg. Zweitens ist es bei den heute verfügbaren Konstruktionsverfahren möglich, MOS-Transistoren für integrierte Schaltungen zu erzeugen, die in der gleichen Umgebung sehr ähnliche Eigenschaften aufweisen. Es ist daher nicht zu schwierig, Impedanzen 11 und 13 herzustellen, die im wesentlichen denselben Wert aufweisen oder die durch ein im voraus entworfenes festes Verhältnis zueinander in Beziehung stehen. Es ist jedoch äußerst schwierig, Impedanzen 11 und 13 (konsequent) mit einem spezifischen Wert herzustellen.
Da diese große Schwierigkeit erkannt wurde, werden die Werte der Impedanzen 11 und 13 während des Betriebes der Schaltung digital geregelt.
Figur 2 stellt eine diagrammatische Ansicht der Anordnung der Figur 1 dar. Sie enthält einen digitalen Impedanzblock 20, der auf das Eingangssignal Sin und auf die Minusspannungsquelle reagiert. Auch enthält er einen digitalen Impedanzblock 30, der auf den (über den Inverter 15 abgeleiteten) Kehrwert von Sin und auf das Erdpotential reagiert. Die Ausgänge der Blöcke 20 und 30 (23 bzw. 33) sind miteinander verbunden und an den Ausgangsanschluß 10 angelegt. Um die oben erwähnte digitale Regelung bereitzustellen, reagiert der Block 20 auf den digitalen Regelsignalbus 21 und der Block 30 reagiert auf den digitalen Regelsignalbus 31.
Figur 3 stellt eine Ausführungsform des digitalen Impedanzblocks 20 dar (der Block 30 ist im wesentlichen gleichartiger Konstruktion). Er ist im Grunde ein digitalbemessener Transistor. Der Kern der Figur 3 umfaßt eine parallele Zusammenschaltung der MOS-Transistoren 24 zwischen dem Anschluß 22 mit festem Minuspotential des Blocks und dem Ausgangsanschluß 23 des Blocks. Bei der "Impedanzregelungs-"Anwendung stellt diese Anordnung im Grunde eine Parallelschaltung von Widerstandswegen dar.
Die Anzahl der benutzten Transistoren 24 ist der Wahl des Konstrukteurs überlassen. Jeder der Transistoren 24 wird (an seinem Gateanschluß) mit einem NAND-Gatter 25 gesteuert. Die Gatter 25 sind Gatter mit zwei Eingängen. Ein Eingang der Gatter 25 ist mit dem Eingangsanschluß 26 des digitalbemessenen Blocks verbunden, der in dem vorliegenden Fall ein digitaler Impedanzblock ist. Die übrigen Eingänge der Gatter 25 sind miteinander verbunden, um den digitalen Regelbus (21) des digitalen Impedanzblocks zu bilden.
Die Grundidee hinter der Struktur der digitalen Impedanzschaltung 20 der Figur 3 ist, daß eine Anzahl der Transistoren 24 von den Steuersignalen voll durchgesteuert werden und dadurch in ihren niederohmigen Zustand versetzt werden. Wenn eine ausreichende Anzahl dieser Transistoren in ihren niederohmigen Zustand versetzt wird, läßt sich die effektive Impedanz zwischen Anschlüssen 22 und 23 auf den gewünschten Pegel absenken. Es handelt sich einfach um eine Addition von Leitwerten.
Nebenbei gesagt können, obwohl die Figur 3 mit einer Parallelschaltung von Widerständen dargestellt ist, die Grundsätze der vorliegenden Erfindung mit gleicher Wirksamkeit dort, wo die Anwendungen es erfordern, auf andere Zusammenschaltungsanordnungen wie beispielsweise eine Serienschaltung von Elementen oder eine Serien- und Parallelschaltung von Elementen angewandt werden. Der Fachmann sollte auch wissen, daß die Transistoren 20 N-Kanal- anstatt P-Kanal-Transistoren wie in Figur 3 gezeigt sein können und die Gatter 25 dann UND-Gatter anstatt NAND-Gatter sein würden. In manchen Anwendungen kann sich eine andere Logikfunktion in den Gattern 25 wie beispielsweise ODER, NDR oder Exklusiv-ODER als nützlich erweisen.
In der Anordnung der Figur 3 können die Transistoren 24 gleich bemessen sein. In diesem Fall erhöht jeder vom Steuerbus 21 durchgeschaltete Transistor den Leitwert zwischen Anschluß 22 und 23 um einen festen Schritt. Dadurch wird eine lineare schrittweise Einstellfunktion des Leitwertes zwischen Anschluß 22 und 23 geboten.
Ein anderer Weg zum Bemessen der Transistoren 24 besteht darin, die Impedanzen der Transistoren 24 um eine Potenz von 2 miteinander in Beziehung zu bringen. Das heißt, der erste und kleinste Transistor kann einen Leitwert X aufweisen, der zweite Transistor (mit dersel ben Länge, ist zweimal so breit und hat den Leitwert 2X und der nte Transistor ist 2n-mal so breit und hat den Leitwert 2nX.
Dieser binäre Ansatz erfordert eine geringere Anzahl von parallelen Wegen als der Ansatz mit gleichgroß bemessenen Transistoren (log K Transistoren für den binären Ansatz gegenüber K Transistoren für den gleichförmigen Ansatz). Manchmal jedoch stößt man auf ein Taktproblem, wenn ein gegebener Transistor durchgeschaltet wird und gleichzeitig alle vorher durchgeschalteten Transistoren gesperrt werden müssen (z.B. Umschalten von 01111111 auf 10000000).
Bei einem weiteren Weg zum Bemessen der Transistoren 24 werden die Transistoren 24 in zwei oder mehr Teilmengen gruppiert. Bei der Verwendung von zwei Teilmengen werden die Transistoren in einer Teilmenge zur Grobeinstellung der Gesamtimpedanz benutzt, während die Transistoren in der anderen Teilmenge dann zur Feineinstellung der Gesamtimpedanz benutzt werden. Um eine Möglichkeit der Einstellung eines zwischenliegenden Grades an Feinheit zu erzeugen, können natürlich mehr als zwei Teilmengen benutzt werden. Bei einer Ausführungsform zur Grob-/Feinsteuerung wurde beispielsweise die Gesamtbreite der Transistoren in der "feinen" Teilmenge der Breite eines Einzeltransistors in der "groben" Teilmenge gleichgesetzt und in jeder der Teilmengen befanden sich 16 Transistoren.
Die Figur 4 zeigt die Schaltung zur Entwicklung der Impedanzsteuersignale. Insbesondere zeigt sie die Schaltung zur Entwicklung der Impedanzsteuersignale für den digitalen Impedanzblock 20 der Figur 2. Die Schaltung der Figur 4 ist im Prinzip eine Wheatstone-Brücke. Sie enthält eine zwischen den Erdpotentialanschluß und Abgleichanschluß 51 geschaltete Impedanz 41, eine zwischen den Minuspotentialanschluß und Abgleichanschluß 51 geschaltete Impedanz 42, eine zwischen den Erdpotentialanschluß und Abgleichanschluß 52 geschaltete Bezugsimpedanz 43 und einen zwischen den Minuspotentialanschluß und Abgleichanschluß 52 geschalteten digitalen Impedanzblock 44. Die Impedanzen 1 und 42 weisen einen beliebigen zweckdienlichen Wert auf, stehen aber in einem gegebenen Verhältnis zueinander. Die Impedanz 44 ist die Impedanz, die im Verlauf des Brückenabgleichs gesteuert wird und die Impedanz 43 ist die Bezugsimpedanz. Da nur das Verhältnis der Impedanzen 41 und 42 für den Brückenabgleich von Bedeutung ist, können diese Impedanzen Impedanzen sein, die auf der integrierten Schaltung hergestellt werden. Die Impedanz 44 ist eine gesteuerte Impedanz und, da sie sich auf der integrierten Schaltung befindet, prüft sie im Effekt die Herstellungsgüte der integrierten Schaltung. Die Impedanz 43 ist die einzige Impedanz, die genau gebildet werden muß. Natürlich müssen die Impedanzen 41 und 42 nicht unbedingt auf der integrierten Schaltung hergestellt werden und wenn sie auf der integrierten Schaltung hergestellt werden, muß Sorgfalt geübt werden, daß sie in einem bekannten Verhältnis zueinander stehen und miteinander mitlaufen. Eine mögliche Anordnung, die diesem Kriterium genügt, besteht aus in einer auf dem Substrat der integrierten Schaltung gebildeten hochdotierten Polysiliciumschicht hergestellten Widerständen.
Im Betrieb erscheint eine Spannungsdifferenz zwischen den Abgleichanschlüssen 51 und 52, wenn das Verhältnis der Impedanz 44 zur Impedanz 43 nicht dem Verhältnis der Impedanz 42 zur Impedanz 41 gleich ist. Diese Spannungsdifferenz wird vom Vergleicher 53 gemessen. Die Aufgabe beim Abgleichen der Brücke besteht darin, diese Spannung in die Nähe von Null zu bringen. Diese Aufgabe wird auf getaktete Weise durch Anlegen eines Taktes und des Ausgangs des Vergleichers 53 an den Wandler 54 erfüllt. Der Takt wird vom Oszillator 55 abgeleitet.
Der Wandler 54 entwickelt eine Menge von Digitalsignalen, die an den Impedanzsteuerbus des digitalen Impedanzblocks 44 angelegt werden. Wenn die Parallelanordnung der Widerstandswege im Block 44 Transistoren gleicher Größe umfaßt, kann der Wandler 54 einfach durch ein bidirektionales Schieberegister realisiert werden, dessen Linksverschiebeeingang einen Logikpegel 1 liefert und dessen Rechtsverschiebeeingang einen Logikpegel 0 liefert. Durch den Ausgang des Vergleichers 53 wird bestimmt, ob das Schieberegister nach rechts oder nach links verschiebt. Wennder Vergleicherausgang anzeigt, daß die Spannung am Anschluß 52 niedriger als die Spannung am Anschluß 51 ist, ist es notwendig, mehr 0'en in das Schieberegister einzuschieben.
Wenn die Parallelanordnung der Widerstandswege im Block 44 Transistoren umfaßt, die miteinander auf die oben beschriebene binäre Weise im Verhältnis stehen, kann der Wandler 54 durch einen Vorwärts-/Rückwärtszähler realisiert werden, der durch den Takt fortgeschaltet wird, wobei die Vorwärts-/Rückwärtssteuerung des Zählers auf den Vergleicher 53 reagiert. Wenn der Vergleicherausgang anzeigt, daß die Spannung am Anschluß 52 niedriger als die Spannung am Anschluß 51 ist, ist es notwendig, die Zählung im Zähler herabzusetzen und die Vorwärts- /Rückwärtssteuerung wird daher auf "Rückwärtszählung" gesetzt.
Wenn die Parallelanordnung von Widerstandswegen im Block 44 Teilmengen von Transistoren nach dem oben beschriebenen Grob-/Feinsteuerschema umfaßt, ist der Wandler 54 nur etwas aufwendiger. Er kann beispielsweise wie oben beschrieben mit einem binären Vorwärts-/Rückwärtszähler gefolgt von einer Anzahl von Teilwandlern, die auf den Vorwärts-/Rückwärtszähler reagieren, realisiert werden. Die Teilwandler wandeln eine Binärnummer in eine gleichwertige Nummer von Einsen um. Bei der oben beschriebenen Realisierung, bei der es zwei Teilmengen gibt und bei der die Teilmenge von kleinen Transistoren 16 Transistoren enthält, deren Gesamtbreite der Breite eines Einzeltransistors in der Teilmenge großer Transistoren gleich ist, ist ein erster Teilwandler mit den vier niedrigstwertigen Bit des Vorwärts-/Rückwärtszählers verbunden und ein zweiter Teilwandler ist mit den höherwertigen Bit des Vorwärts-/Rückwärtszählers verbunden.
Wie oben angedeutet, wirkt die Brücke der Figur 4 auf die Impedanz 44, aber die Impedanz 44 wertet nur die Eigenschaften der integrierten Schaltung aus. Insbesondere wertet die Impedanz 44 die Abweichung der Eigenschaften der integrierten Schaltung von irgezxdeinem Nennwert aus. Diese Auswertung spiegelt sich in den vom Wandler 54 entwickelten Steuersignalen wider. Wenn der Block 20 auf eine Weise aufgebaut ist, die zu dem Aufbau des Impedanzblocks 44 kompatibel ist, dann können infolgedessen die an den digitalen Impedanzblock 44 angelegten entwickelten Steuersignale direkt an den Block 20 angelegt werden. Wenn beispielsweise die parallelen Widerstandswege im Block 44 eine gleiche Impedanz aufweisen und die parallelen Widerstandswege im Block 20 ebenfalls gleicher Impedanz sind, dann können die vom Wandler 54 entwickelten digitalen Steuersignale direkt an den Bus 21 angelegt werden. Die Widerstände der Widerstandswege im Block 20 brauchen nicht dieselben wie die Widerstände der Widerstandswege im Block 44 sein; wenn sie jedoch nicht gleich sind, unterscheidet sich die vom Block 20 gebotene effektive Impedanz von der vom Block 44 gebotenen effek tiven Impedanz (aber es wird zwischen ihren Werten ein festes Verhältnis aufrechterhalten). Eigentlich kann im Block 20 ein anderes Widerstandsschema als im Block 44 vorliegen (zum Beispiel Binärwerte in einem und gleiche Werte im anderen), aber wenn dies der Fall ist, dann müssen die Steuersignale des Impedanzblocks 20 dementsprechend umgesetzt werden, um diesem unterschiedlichen Schema zu entsprechen. Eine solche Umsetzung kann mit einem (nicht gezeigten) getrennten Umsetzer erreicht werden, der zwischen den Wandler 54 und Bus 21 zwischengeschaltet ist. Die oben beschriebenen Teilwandler sind derartige Umsetzer.
Wenn die an den Vergleicher 53 angelegte Differenzspannung ein Minimum erreicht, neigt die Funktion der Schaltung der Figur 4 zu Schwingungen, wobei die Ausgabe des Vergleichers 53 regelmäßig zwischen dem Logikpegel 1 und Logikpegel 0 wechselt. Obwohl derartige Schwingungen kein echtes Problem darstellen, ist es sinnvoll, die Schwingungen von der Steuerung zum Block 20 zu sperren. Der Vorteil einer solchen Abtrennung liegt darin, daß die Signalleitungen, die die digitalen Informationen zum Block 20 übermitteln, nicht fortlaufend auf einen Pegel angehoben werden müssen, nur um in der nachfolgenden Taktperiode auf einen anderen Pegel herabgesetzt zu werden. Damit wird Strom gespart und die Einspeisung von durch das Schalten eingeführtem unnötigen Rauschen verhindert. In der Figur 4 wird diese Abtrennung mit dem Detektorblock 56 und Register 57 ausgeführt. Der Block 56 ist mit dem Vergleicher 53 verbunden. Er wird auf das Erkennen der Gegenwart einer Folge von wechselnden 1-en und 0-en (d.h. einer ausgewählten Anzahl von Paaren 1, 0) in dem logischen Ausgangssignal des Vergleichers 53 eingestellt. Wenn die Folge erkannt wird, entwickelt er ein Sperrsignal und legt es an das Register 57 an. Das Register 57 ist mit dem Ausgang des Wandlers 54 verbunden, so daß sich jede Änderung des Ausgangssignals des Wandlers 54 im Ausgang des Registers 57 widerspiegelt, bis das Sperrsignal die Ausgabe des Registers 57 fixiert. Die Ausgabe des Registers 57 bleibt so lange fixiert, wie der Vergleicher 53 mit der Ausgabe einer Folge von abwechselnden 1-en und 0-en fortfährt.
In der Figur 4 ist die Ausgabe des Registers 57 eine Menge von Digitalsignalen, die an den Bus 21 der Figur 3 angelegt werden. Da erwartet wird, daß das Register 57 seinen Zustand ziemlich selten ändern wird, ist die erwartete Datenrate zwischen der Brücke der Figur 4 und den NAND-Gattern der Figur 3 in Wirklichkeit sehr niedrig. Wenn die Herstellung von Signalleitungen sehr aufwendig ist (diese z.B. einen zu großen Anteil des Substrats einnehmen), können die Informationen von der Brücke der Figur 4 zu den NAND-Gattern der Figur 3 seriell gesandt werden. Dies läßt sich durch Senden der Rechtsverschiebe-/Linksverschiebesignale des Wandlers 54 (die vom Detektor 56 freigegeben sind) direkt zur Schaltung der Figur 3 ausführen, wo ein dem Wandler 54 gleichartiger Wandler enthalten ist.
Es ist durchaus möglich, daß sich die an den digitalen Impedanzblock 20 angelegten Steuersignale von den Steuersignalen unterscheiden, die an den digitalen Impedanzliock 30 angelegt werden müssen. Das beruht darauf, daß die Transistoren im Block 20 eine Substratvorspannungswirkung aufweisen, die die Transistoren im Block 30 nicht haben.
Die Figur 5 zeigt die Schaltung zum Erzeugen der Steuersignale für den Block 30. Sie ist im wesentlichen mit der Figur 4 identisch, nur daß in der Figur 4 eine feste "Bezugs-"Impedanz 43 eingesetzt wird, während in der Figur 5 ein digitaler Impedanzblock 45 benutzt wird. Der Block 45 ist mit dem Block 44 der Figur 4 identisch und wird durch die den Block 44 steuernden Signale gesteuert (nach dem Register 57). In der Figur 5 ist die gesteuerte und damit abgeänderte Impedanz die digitale Impedanz 46.
Wie oben angedeutet, steht die Genauigkeit der mit den in den Schaltungen der Figur 4 und Figur 5 entwickelten digitalen Steuersignalen abgeleiteten Impedanzen im Verhältnis zu a) der Genauigkeit des Verhältnisses der Impedanzen 41 und 42 und b) der Genauigkeit des Betrages der Impedanz 43. Da das einzige Element, das im absoluten Sinn genau sein muß, die Impedanz 43 ist, bedeutet dies, daß alle anderen in den Figuren 1-5 enthaltenen Elemente zusammen mit der Funktionsschaltung 100 in einem Substrat der integrierten Schaltung erzeugt werden können. Hinsichtlich der Impedanz 43 muß, bis ein Verfahren zur Erzeugung einer genauen Impedanz auf einem Substrat entwickelt worden ist, diese mit einem nicht auf dem Chip befindlichen Bauteil realisiert werden. Es ist natürlich bekannt, daß unter gewissen Umständen genaue Widerstände mit Verwendung von Lasertrimming, Laser-/elektrischem Durchbrennen von Verbindungen usw. in Silicium hergestellt werden können.
Es ist zu beachten, daß für eine Schaltung (Funktionsschaltung 100) mit einer Größe, von der einigermaßen erwartet werden kann, daß sie die gleichen bzw. mitlaufenden Eigenschaften aufrechterhält, nur eine Bezugsimpedanz 43 benötigt wird. In dem Fall, wenn die gleichen Impedanzen benötigt werden und diese Impedanzen denselben Schwankungen m erliegen, denen die Impedanz 20 unterworfen ist, können die an den Block 20 angelegten Steuersignale an alle Impedanzen angelegt werden, die zwischen einen Ausgangsanschluß und das feste Minuspotential geschaltet sind, und die an den Block 30 angelegten Steuersignale können an alle Impedanzen angelegt werden, die zwischen einen Ausgangsanschluß und das Erdpotential geschaltet sind. Im Fall, wenn ein festes Verhältnis zwischen der Impedanz des Blocks 20 und irgendwelchen anderen Impedanzen besteht, kann zwischen die Steuerschaltungen des Blocks 20 und den Steueranschluß dieser anderen Impedanzen eine Umsetzungsschaltung eingeschaltet werden. Dies ist in Figur 6 dargestellt, wo der Generator 110 für digitale Steuersignale Digitalsignale zu den gesteuerten Impedanzen 103 und 105 der Funktionsschaltung 100 sendet und diese Signale von der Umsetzungsschaltung 102 umgesetzt und zu anderen gesteuerten Impedanzen (z.B. 104) der Funktionsschaltung 100 gesandt werden. Man beachte&sub1; daß die Bezugsquelle 120 sich außerhalb der Schaltung 100 befindet. Die Umsetzschaltung 102 kann in Wirklichkeit veränderlich sein, beispielsweise unter Programmsteuerung, und dies ist in der Figur 7 mit Umsetzern 105-109 dargestellt.
Das Diagramm der Figur 3, das den digitalen Impedanzblock 20 darstellt, erzeugt eine Impedanz, die ebenfalls durch ein Eingangssignal (Anschluß 26) gesteuert wird. Grundlegend gibt die Steuerung am Anschluß 26 die Impedanz frei, wenn das entsprechende Eingangssignal angelegt wird, und ansonsten sperrt sie die Impedanz vollständig. Damit wird die Schalterwirkung der Figur 1 realisiert und die Funktion der Digitalsignalsteuerung des Elements 20 ausgeführt. Das Element 20 ist damit nicht allein eine Impedanz, sondern ein Signalübertragungselement mit gesteuerter Impedanz. Wenn ein Anschluß zum Empfangen von Informationen benutzt wird, ist in der am Anschluß gebotenen Impedanz keine derartige Schalterwirkung notwendig und auch nicht gewünscht. Was benötigt wird, ist eher eine feste Eingangsimpedanz mit einem gegebenen Wert. Dies läßt sich einfach dadurch erreichen, daß die NAND-Gatter 25 in der Figur 3 gegen Inverter ausgetauscht werden, die auf die Steuersignale des Busses 21 reagieren. Oder bei gewissen Anwendungen, bei denen die digitale Impedanz der Funktion einer Eingangsabschlußimpedanz dient, kann sie trotzdem durch das Signal am Anschluß 26 ausgeschaltet werden.
In manchen Fällen ist bekannt, daß das an einen Eingangsanschluß angelegte Signal einseitig gerichtet ist, in dem Sinne&sub1; daß der Strom stets in einer Richtung durch den Anschluß (z.B. in den Anschluß hinein) fließt. Der Strom kann zwischen einem großen Wert und einem kleinen Wert wechseln, kann aber immer noch einseitig gerichtet sein. Ein solcher Zustand besteht beispielsweise, wenn die ein solches Signal abgebende Quelle eine Vorrichtung mit emittergekoppelter Logik (ECL - emitter coupled logic) ist. Unter solchen Umständen besteht kein Erfordernis, zwei digitale Impedanzen nach der Figur 2 bereitzustellen. Eine genügt.
Auch gibt es manche Anwendungen, bei denen Strom an einem Anschluß auf einseitig gerichtete Weise abgegeben wird und es nicht wichtig ist, eine gleiche Impedanz in der anderen Richtung bereitzustellen. Beispielsweise liefert eine eine Laserdiode antreibende integrierte Schaltung Strom für die Diode nur auf Logikpegel 1. Es braucht wiederum nur eine der digitalen Impedanzen der Figur 2 benutzt werden.
In der obigen Offenbarung wird hauptsächlich die Frage der Steuerung des Wertes einer an einem Anschluß der Schaltung gebotenen Impedanz angesprochen. Es wird darauf hingewiesen, daß dies eine sehr bedeutende Fähigkeit in der Technik integrierter Schaltungen ist, wo genaue Impedanzen schwer zu erlangen sind. Die Grundsätze der vorliegenden Erfindung können jedoch auf andere Aspekte wie beispielsweise die Steuerung der Fertigungs toleranz anderer Bauteile in den integrierten Schaltungen (und damit die engere Kontrolle der Betriebseigenschaften solcher Schaltungen) angewandt werden. Beispielsweise die Steuerung der Eigenschaften eines MOS-Transistors als Transistor.
Bei der Konstruktion einer integrierten Schaltung ist es beinahe immer möglich, die Konstruktion (vor der Herstellung der Schaltung) zu analysieren und Abschnitte der Schaltung bzw. spezifische Elemente der Schaltung, d.h. Transistoren, zu identifizieren, die für den Betrieb der Schaltung in einem Sinn oder einem anderen kritisch sind. Typischerweise ist der Konstrukteure interessierende Parameter die Geschwindigkeit der Schaltung (bzw. der Frequenzgang der Schaltung), die Laufzeit von Signalen durch die Schaltung und der Stromverbrauch der Schaltung. Nach Identifizierung der kritischen Elemente in einer Schaltung kann der Konstrukteur entscheiden, die Konstruktion durch Austauschen aller kritischen Transistoren gegen ihre digitalgeänderten Äquivalente (Elemente der Figur 3) zu ändern. Wenn daher zufälligerweise eine gefertigte integrierte Schaltung die Fertigungsstraße verläßt und alle Transistoren größer als erwartet sind, stellen sich die digitalen Äquivalente während des Betriebes der Schaltung nach den hier offenbarten Grundsätzen selbst ein, um ihre effektive Größe zu verringern. Durch eine Verringerung der effektiven Größe des Transistors wird seine Geschwindigkeit verringert, seine Impedanz erhöht und sein Stromverbrauch reduziert.
Die Fähigkeit, die kritischen Transistoren in der Funktionsschaltung 100 zu beeinflussen, ist in der Figur 1 mit Blöcken 100 angedeutet (die je nach ihrer Anordnung in der Schaltung 100 den Blöcken 20 oder 30 gleich sein können). Die Fähigkeit ist nur angedeutet, da die genaue Anordnung der Blöcke 101 in der Schaltung 100 von der Schaltung selbst abhängig ist und keinen Teil der vorliegenden Erfindung bildet.
Die obige Offenbarung konzentriert sich auf die Steuerung der effektiven Größe von Transistoren zur Steuerung der Impedanz eines Anschlusses oder zum Kompen sieren von Fertigungsabweichungen in Elementen innerhalb der Funktionsschaltung der integrierten Schaltung. Wie oben offenbart, wird dies mit Hilfe einer Brück& mit einer Bezugsimpedanz 43 und einer "IC-Abtast-"Impedanz 44 erreicht. Die Brückenanordnung entwickelt Signale, die die effektive Größe der Transistoren steuern. Steuerung der effektiven Größe eines digitalbemessenen Transistors muß jedoch nicht auf ein Maß der Abweichung der integrierten Schaltung von einem Bezugswert begrenzt sein. Die effektive Größe des Transistors kann auch aus einem Maß der funktionellen Wirksamkeit der Funktionsschaltung selbst gesteuert werden. Dies ist eine Nutzung der digitalen Größesteuerung eines Transistors im klassischen Rückkopplungs- oder Vorwärtskopplungsmodus.
Die Figur 8 zeigt beispielsweise Elemente eines Systems, in dem eine integrierte Schaltung 120 an einem Anschluß 122 an eine Laserdiode 121 angekoppelt ist. Die Lichtausgabe der Laserdiode 121 ist an die Faser 123 angekoppelt, durchläuft die Faser und wird am "entfernten Ende" an den Lichtdetektor 124 angelegt. Die elektronische Ausgabe des Detektors 124 wird an das Spitzendetektormittel 125 angelegt, das die empfangene Signalspitze mit einem gegebenen Schwellwert vergleicht. Mit einer dem Wandler 54 der Figur 4 nicht ungleichen Schaltung wird ein Digitalsignal entwickelt, das anzeigt, wie nahe sich das empfangene Spitzensignal an die durch den gegebenen Schwellwert angegebene Sollspitze annähert. Dieses Digitalsignal wird über den Weg 126 zurück zur integrierten Schaltung 120 übermittelt, wo es entspre chend zwischengespeichert und an die digitalgesteuerte Ansteuerschaltung 127 angelegt wird, die die Laserdiode 121 über den Anschluß 122 ansteuert, um die in die Laserdiode 121 eingespeiste Leistungsmenge zu beeinflussen.

Claims

1. Schaltung zum Steuern elektrischer Eigenschaften zwischen einem Paar von Anschlüssen (22, 23), mit folgendem:

einer Brückenschaltung mit einem zwischen einen ersten Pol der besagten Brücke und einen zweiten Pol (52) der besagten Brücke geschalteten ersten Element (43), einem zwischen den besagten ersten Pol der besagten Brücke und einen Abgleichanschluß (51) geschalteten zweiten Element (41), einem zwischen einen dritten Anschluß der besagten Brücke und den besagten Abgleichanschluß (51) geschalteten dritten Element (52), und einem zwischen den besagten zweiten Pol (52) der besagten Brücke und besagten dritten Anschluß der besagten Brücke geschalteten digitalgesteuerten Bezugsmodul (44);

einem digitalgesteuerten Modul (20) mit dem besagten Paar von Anschlüssen (22, 23) und einem Anschluß (21) für Digitalsignale zur Beeinflussung der elektrischen Eigenschaften des besagten Moduls (20) zwischen dem besagten Paar von Anschlüssen (22, 23); und

einem zwischen den besagten Abgleichanschluß (51) und besagten zweiten Pol (52) geschalteten Vergleichermodul (53);

wobei das besagte Vergleichermodul (53) zur Entwicklung von Digitalsignalen zur Steuerung des digitalgesteuerten Bezugsmoduls (44) und zur Entwicklung von an den besagten Anschluß (21) für Digitalsignale des besagten digitalgesteuerten Moduls (20) angelegten Digitalsignalen dient, wobei das besagte Vergleichermodul (53) einen zwischen den besagten Abgleichanschluß (51) und besagten zweiten Pol geschalteten Vergleicher, ein Taktimpulserzeugungsmittel (55) und einen Wandler (54) der auf den besagten Vergleicher und das besagte Taktimpulserzeugungsmittel (55) reagiert, um besagte Steuersignale zur Steuerung des besagten digitalgesteuerten Bezugsmoduls (44) zu entwickeln, aufweist,

dadurch gekennzeichnet, daß

das besagte digitalgesteuerte Modul (20) auf einem Substrat einer integrierten Schaltung aufgebaut ist und kein Element der besagten Brückenschaltung ist;

das besagte digitalgesteuerte Bezugsmodul (44) auf dem besagten Substrat der integrierten Schaltung aufgebaut ist;

das besagte erste Element ein Bezugselement (43) ist und auf einem anderen als dem besagten Substrat der integrierten Schaltung aufgebaut ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei das besagte Bezugselement (43) ein Impedanzelement ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, mit folgenden:

einem auf den besagten Vergleicher (53) reagierenden Folgedetektor (56) zur Erkennung einer vom besagten Vergleicher (53) entwickelten Signalfolge, und ein auf den besagten Wandler (54) und den besag ten Folgedetektor (56) reagierendes Register (57) zur Entwicklung der besagten an den besagten Anschluß (21) für Digitalsignale angelegten Digitalsignale.