DE69030013T2 - Übertragung von Signalen mit hoher Bandbreite über ein Koaxialkabel - Google Patents

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Einrichtung zum Übertragen von Signalen in hoher Bandbreite auf einem Koaxialkabel und insbesondere ein Verfahren und eine Einrichtung zum Decodieren solcher Signale unter Verwendung einer neuen Differenzvergleicher-Technik.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
• Eine Punkt-zu-Punkt-Datenkommunikation über Koaxial- oder faseroptische bzw. Lichtwellenleitereinrichtungen kann unter Verwendung eines universellen Interfaces wie beispielsweise des AMD AM7968 Taxi-Chip-Sender oder dem AM7969 Taxi-Chip-Empfänger durchgeführt werden. Diese Einrichtungen, deren Merkmale in der im Mai 1987 herausgegebenen AMD Publikation Nr. 07370 beschrieben sind, die hiermit durch Bezugnahme aufgenommen ist, liefern sehr schnelle Punkt-zu-Punkt-Kommunikationen dadurch, daß Daten in den Eingang des Sender-Chips geladen und am Ausgang des Empfänger-Chips ausgegeben werden, wobei die Chips durch ein serielles Kabel von nicht bestimmter Länge voneinander getrennt sind. Eine komplette Verbindungsleitung, die für eine Vollduplex-Kommunikation geeignet ist, würde aus zwei solchen seriellen Datenverbindungsleitungen bestehen: eine für jede Richtung. In einem typischen Datenkommunikationsschema werden Daten über das serielle Kabel unter Verwendung von Rechteckimpulsen mit unterschiedlichen Phasen übertragen, wobei jeder Übergang des übertragenen Chip-Ausgangssignals einer Eins entspricht und das Nichtvorhandensein eines Übergangs einer Null entspricht. Wenn daher beispielsweise unter Bezugnahme auf Fig. 1, Zeile a das Ziel darin besteht, einen Bitstrom mit 101100111 zu übertragen, dann wird, wie in Zeile b gezeigt ist, jede Eins als ein Übergang dargestellt. Die Richtung dieses Übergangs ist in diesem Schema nicht relevant.
• Es wurde in der Vergangenheit festgestellt, daß die Übertragung einer langen Folge von Nullen ein Problem für den Empfänger darstellt, da der Empfänger in periodischen Abständen einen Übergang wahrnehmen muß, um die Geschwindigkeit einzustellen, mit der er die eingehenden Daten abtastet. Durch ein zu langes Nichtvorhandensein von Übergängen kann der Empfänger abdriften, weil Eingaben in die PLL-Schaltung, die sich im Empfängerkanal befindet, ausbleiben, wodurch die Synchronisierung zwischen dem Empfänger und dem Sender verloren geht. Der Übertragungschip enthält daher eine Einrichtung zum Durchführen einer lauflängenbeschränkten Codiertechnik (RLL-Codiertechnik), die die Übertragung von Daten mit 100 Megabit pro Sekunde auf einem Kanal mit 125 Megabit pro Sekunde ermöglicht. Jedes zu übertragende 8-Bit-Byte wird in 4-Bit-Tetraden aufgeteilt. Jede 4-Bit-Tetrade wird dann als 5-Bit-Symbol übertragen, wobei das 5- Bit-Symbol nach einem Codierschema definiert wird, das verhindert, daß zu irgendeinem Zeitpunkt mehr als drei aufeinander folgende Nullen im übertragenen Datenstrom übertragen werden.
• Während es sechzehn Kombinationsmöglichkeiten für jede zu codierende 4- Bit-Tetrade gibt, gibt es 32 mögliche Kombinationen für die daraus resultierenden 5-Bit-Codes. Zusätzlich zur Minimierung der aufeinander folgenden Nullen im Ausgabecode weisen daher die Ausgabecodes auch das Merkmal auf, daß eine Mindestanzahl von Nullen an beiden Enden der 5-Bit-Ausgabe vorhanden sind.
• Die maximale Zeit zwischen den Übergängen beläuft sich auf 3-Bit-Zeiten, und die minimale Zeit zwischen den Übergängen beträgt 1-Bit-Zeit (wobei 1 Bit- Zeit als gleich 8 Nanosekunden definiert ist). Betrachtet man nun die tatsächlichen Frequenzen der Signale im Kabel, liegt die Frequenz, da die Übertragungsrate 125 Megabits pro Sekunde beträgt, höchstenfalls bei der Hälfte bzw. 62,5 Megahertz und niedrigstenfalls bei einem Viertel davon bzw. ungefähr 13,1 Megahertz.
• In bekannten Datenübertragungsschemata können zwei Typen von Verbindungsleitungen hergestellt werden. Beim ersten Typ werden Lichtwellenleiter eingesetzt, die eine Signalübertragung über lange Entfernungen mit einer minimalen Dämpfung ermöglichen, was jedoch teuer ist. Beim zweiten Typ wird ebenfalls das oben beschriebene Datenübertragungsprotokoll verwendet, es wird jedoch ein preisgünstiges Koaxialkabel als Übertragungseinrichtung eingesetzt.
• Das Problem, das mit der vorliegenden Erfindung angesprochen werden soll, ist der mögliche Verlust an Genauigkeit bei der Übertragung eines nach dem oben beschriebenen Verfahren codierten Signals über ein Koaxialkabel. Das Ergebnis einer derartigen Übertragung ist die Dämpfung des übertragenen Signals. Es ist bekannt, daß das Signal verzerrt wird, da das Kabel sich wie ein Tiefpaß-Filter verhält. Niederfrequenzbestandteile (Folgen von Nullen ohne Übergang) erreichen höhere Amplituden als Hochfrequenzbestandteile (Folgen von Einsen mit Übergängen in einer 8-Nanosekunden-Rate). Bei einem ausreichend langen Kabel mit höherer Dämpfung kann ein Muster, das aus ...00011000... besteht, nicht zuverlässig dadurch erfaßt werden, daß die Spannung am Kabel einfach mit einem festgelegten Abschneidepegel ("slicing level", typischerweise Null) verglichen wird. Das kommt daher, daß die Nullen am Anfang verursachen, daß das Signal eine Amplitude erreicht, die höher ist als die Amplitude des in entgegengesetzte Richtung gehenden Impulses, der von zwei nebeneinander liegenden Einsen verursacht wird, wobei das Aufeinanderfolgen von zwei Übergängen bei einer Rate von 8 Nano-sekunden verhindert, daß der Impuls eine Amplitude erreicht, die einfach und zuverlässig von einem Nenn-Abschneidepegel- oder Schwellenwert- Vergleich er-faßt werden kann.
• Eine mögliche Lösung des Problems, d.h. die Auswirkungen der Informationsübertragung über ein langes Kabel zu unterbinden, wäre die bevorzugte Verstärkung der hohen Frequenzen, wobei Schemata verwendet werden, die der in der Aufzeichnungstechnik verwendeten Präkompensation ähnlich sind.
• So ein Schema würde jedoch nur für eine gegebene Kabellänge funktionieren, weil die Dämpfung der Hochfrequenz-Signalkomponenten des übertragenen Datencodes sich mit der Länge des Kabels, über das die Übertragung läuft, ändert.
• Ein Alternativlösung wäre, eine Technik zu verwenden, bei der das Erfassungssystem, anstatt auf die Größe der Signale zu achten, auf die Signalübergänge achtet, wie es bei der Magnetplattenaufzeichnung der Fall ist. Die Schwierigkeit bei der Durchführung dieser Lösung bei einem Koaxialkabel-Datenübertragungsschema liegt darin, daß die hier betrachtete Übertragungsfrequenz ganze Größenordnungen schneller ist als die Geschwindigkeit, mit der Daten in einem magnetischen Aufzeichnungsschema gelesen werden.
• US-3532905 beschreibt ein Erfassungssystem für von einem optischen Abtastwandler empfangene, analoge Impulse in einem System, das gedruckte Zeichen optisch abtastet, wobei die analogen Impulse Vorder- und Rückflanken mit gleicher Dauer, aber unterschiedlicher Höhe aufweisen. Das System verwendet eine gedämpfte und zeitverschobene Variante der analogen Impulse, um einen gewünschten Erfassungspunkt (z.B. 50 % der Impulshöhe) and der Vorder- oder Rückflanke der eingegebenen Impulse abzufangen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
• Gemäß der vorliegenden Erfindung, wie sie in den Ansprüchen 1 und 5 definiert ist, kann ein Hochfrequenz-Signal auf einem Koaxialkabel übertragen und genau decodiert werden, dadurch daß am empfangenden Ende eine Empfangsschaltung zur Verfügung gestellt wird, die nicht auf die Amplitude des empfangenen Signals, sondern nur auf die Zeit, zu der der Übergang des Signals erfolgt, reagiert. Gemäß dem Decodierverfahren der vorliegenden Erfindung werden Signale, die dieser Anforderung entsprechen, durch Differenzieren des empfangenen Signals geliefert, das in einem Code übertragen wird, in dem Nullen durch einen nichtvorhandenen Übergang und Einsen durch einen vorhandenen Übergang angezeigt werden, wobei die Differenzbildung eine Angabe darüber liefert, wann der Übergang erfolgt. Das ursprünglich übertragene Signal wird dadurch wiederhergestellt, daß das am Ende des Koaxialkabels empfangene Signal mit einem zu einer Zeit T+ΔT empfangenen Signal in einem Standard- Differenzvergleicher verglichen wird. Der tatsächliche Vergleich kann als VOUT(T) = K1*(VIN(T) - K2*VIN(T) - ΔT) ausgedrückt werden. In dieser Gleichung ist VIN gleich dem am Ende des seriellen Kabels empfangenen Signal, und VOUT ist gleich dem dem Empfänger-Chip zur Decodierung gelieferten Signal. K1 ist die Verstärkung des Differenzvergleichers, einem Standard-Chip. K2 ist durch das Verhältnis von einem Paar in Reihe geschalteter Widerstände definiert, die zwischen ein Ende einer Verzögerungsleitung, die eine charakteristische Verzögerungszeit ΔT aufweist, und das Massepotential geschaltet sind. Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen ist mit einem Eingang des Vergleichers verbunden, der andere Eingang des Vergleichers ist direkt mit dem Ausgang des seriellen Kabels verbunden. Dadurch daß die Summe der beiden Widerstände als gleich der charakteristischen Leitungsimpedanz des Koaxialkabels gewählt wird, liefern diese Widerstände auch die gewünschte Abschlußimpedanz des Kabels. Der Ausgang des Vergleichers ist direkt mit dem Empfänger-Chip verbunden.
• Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden für einen Fachmann, der sich mit der folgenden Offenbarung der Erfindung zusammen mit den nachfolgenden Figuren befaßt, deutlich werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Fig. 1 ist ein Zeitablaufsdiagramm, das die Codierungstechnik, das Rechteck- Format der auf dem Koaxialkabel übertragenen Signale (1b), die Ausgabe des Kabels (1c) und die Ausgabe des Vergleichers (1d) darstellt; und
• Fig. 2 ist ein Blockdiagramm einer Schaltung, die für die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens verwendet wird.
KURZE BESCHREIBUNG EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
• Die Ausführung des koaxialen Übertragungs- und Empfangssystems der vorliegenden Erfindung wird beispielsweise in Fig. 2 gezeigt. Das durchgeführte Verfahren, bei dem diese Konfiguration verwendet wird, ermöglicht die fehlerfreie Rückgewinnung von RLL-codierten Daten, die über lange Entfernungen (einige Hundert Fuß) mit hoher Geschwindigkeit (100 bis 125 Megabits pro Sekunde) auf einem preisgünstigen Koaxialkabel übertragen werden.
• Die Sender- und Empfängerschaltungen 2, 4 sind Standard-IC-Chips, für die typische Beispiele die IC-Chips AM7968 und AM7969 von Advanced Micro Devices sind. Diese Sender- und Empfängerchips sind universelle Interfaces für eine sehr schnelle Punkt-zu-Punkt-Kommunikation (4 bis 12,5 Megabyte pro Sekunde, 40 bis 125 Megabaud, seriell) über Koaxial- oder faseroptische Einrichtungen. Jeder Chip 2, 4 emuliert ein paralleles Pseudo-Register. Der Chip lädt Daten in eine Seite und gibt sie auf der anderen Seite aus, in diesem Fall ist der Ausgang 8 des Senders 2 vom Eingang 9 des Empfängers 4 durch eine lange serielle Verbindungsleitung getrennt, die in der vorliegenden Ausführungsform ein Koaxialkabel 6 umfaßt. Die Geschwindigkeit eines Systems kann über einen Bereich von Frequenzen mit parallelen Bus-Übertragungsgeschwindigkeiten von 4 Megabytes pro Sekunde bis 12,5 Megabytes pro Sekunde eingestellt werden.
• Das differenzielle ECL-Signal, das am Ausgang 8 des Senderchips 2 erzeugt wird, ist über einen Übertrager 10 mit dem Koaxialkabel 6 übertragergekoppelt. Die Kondensatoren 12 und 14 sind für das Gleichstrom-blockieren am Ausgang des Senders 2 da und weisen keinen kritischen Wert auf. Die Widerstände 16, 18 sind über den Ausgang des Senders geschaltet, um den ECL-Ausgang des Senders herunterzuziehen (pull-down); beim oben spezifizierten Typ der Chips 2, 4 haben die Widerstände einen typischen Wert von 220 Ω.
• Am Empfängerende des Kabels 6 sind die Kondensatoren 20, 22 wiederum für das Gleichstromblockieren da. Die Widerstände 24, 26 sind vom Ende des Kabels 6 mit dem Massepotential verbunden, um einen Spannungteiler zu liefern, wobei der mittlere Punkt zwischen den Widerständen mit einem Eingang 30 eines Standard-Differenzvergleichers 32 verbunden ist. Die Widerstände sind aus einem Grund, der unten näher beschrieben wird, so ausgewählt, daß sie ein Verhältnis R4/(R3+R4) gleich K2 (ungefähr gleich 0,8) liefern. Die Summe der beiden Widerstände R3 und R4 ist gleich der Leitungsimpedanz, in diesem Fall gleich 75 Ω. Eine Verzögerungsleitung 34 mit einer ausgewählten Zeitverzögerung ΔT, die sich auf die Minimalzeit zwischen den Übergängen bezieht (für eine Zeit zwischen den Übergängen von 8 Nanosekunden ist ein Wert von 2 Nanosekunden für ΔT angemessen), ist zwischen einen Eingang 36 des Differenzvergleichers und die oben beschriebenen Spannungsteiler-Widerstände 24, 26 geschaltet. Auf diese Weise ist die Übertragunsleitung 6 in ihrer charakteristischen Impedanz von 75 Ω abgeschlossen und die Ausgabe daraus wird kapazitiv mit einem der Vergleichereingänge 36 gekoppelt. Der Ausgang der Übertragungsleitung ist ebenfalls mit der Verzögerungsleitung 34 und mit den Abschlußwiderständen 24, 26 verbunden; das durch eine Zeit ΔT verzögerte Signal wird "abgegriffen" und in den Eingang 30 des Vergleichers eingespeist.
• Die Betrachtung, die dem in dieser Erfindung ausgeführten Verfahren zugrunde liegt, ist, daß der Empfängerchip 4 nicht auf die Amplitude des empfangenen Signals reagiert (vorausgesetzt, die Amplitude überschreitet ein Minimum- Niveau), sondern nur auf die Zeit reagiert, zu der die Übergänge des Signals stattfinden. Der Empängerchip 4 ist so festgelegt, daß er Übergänge zulassen kann die ±3,2 Nanosekunden von der nominell korrekten Zeit abweichen (d.h. der Zeit, zu der der Übergang durch den Sender erzeugt wurde). Signale, die diesen Anforderungen entsprechen, werden dadurch geliefert, daß das empfangene Signal, das in Zeile 1c von Fig. 1 gezeigt ist, differenziert wird, um eine Angabe über die Zeit zu liefern, wann der Übergang erfolgt. Die Differenzierung kann man sich als einen Vergleich eines Singals mit einer zeitverzögerten Darstellung desselben Signals vorstellen. Im vorliegenden System wird daher die Differenzierung erreicht, indem das vom Kabel 6 zu einer Zeit T empfangene Signal mit dem Wert desselben zu einer Zeit ΔT empfangenen Signals verglichen wird, wobei die Verzögerung durch die Verzögerungsleitung 34 geliefert wird, die mit dem Ausgang des Kabels 6 beim Kondensator 20 verbunden ist.
• Die differenzierte Ausgabe des Kabels wird durch die durchgezogene Linie 40 in Fig. 1c dargestellt; das differenzierte zeitverzögerte Signal wird durch die gestrichelte Linie 42 dargestellt. Durch das Erfassen des Kreuzungspunkts der differenzierten Signale 40, 42 im Vergleicher 32 und eine Untersuchung, ob das spätere Signal größer oder kleiner als das ursprüngliche Signal T ist, kann das Signal 44 (Fig. 1b), das das Eingangssignal in Kabel 6 darstellte, wiederhergestellt werden (46, wie in Fig. 1d gezeigt ist).
• Um die Anfälligkeit der Vergleicherschaltung für Rauschen zu verringern, lautet der tatsächtliche Vergleich
• VOUT(T) = K1*(VIN(T) - K2*VIN (T - ΔT)
• wobei VIN das empfangene Signal ist, VOUT das an den Eingang 9 des Empfängerchips 4 angelegte Signal ist, K1 die Verstärkung des Vergleichers ist und K2 so gewählt ist, daß eine Immunität gegen Hysterese und Rauschen gewährleistet ist. In der vorliegenden Ausführung weist der Vergleicher eine Verstärkung von ungefähr 1600 auf, und K2 ist so gewählt, daß es ungefähr 0,8 ist.
• Fig. 1e stellt eine weitere mögliche Schwierigkeit dar, mit der in der vorliegenden Anordnung gerechnet werden muß. Wenn ein Signal mit einer sehr niedrigen Frequenz übertragen wird, steigt dieses Signal exponentiell zu einem gegebenen maximalen Wert als eine Funktion der Treiberspannung an. Jedoch wegen eines fehlenden sofortigen Übergangs aufgrund der kurzen Zeit ΔT verglichen mit der Zeit zwischen Übergängen, wie in Fig. 1e dargestellt ist, erreichen sowohl das ursprüngliche Signal als auch das verzögerte Signal dieselbe Größe. In dieser Situation gibt es daher keinen Unterschied zwischen dem zeitverzögerten Signal und dem regulären Signal über der Zeitverzögerung von 2 Nanosekunden. Es ist daher die Verwendung des Faktors K notwendig, der von den Widerständen 24, 26 geliefert wird, um eine Variante des zeitverzögerten Signals mit reduzierter Amplitude für den Vergleich mit dem gegenwärtigen Signal (Zeit T) zu schaffen. Der Vergleich wird daher stets mit einem Signal durchgeführt, das in einer gedämpften Variante zu einer Zeit T plus ΔT direkt vom Kabel genommen wird. Es sollte auch bemerkt werden, daß, wenn ein Vergleicher mit höherer Verstärkung zur Verfügung gestellt wird, Entscheidungen mit kleineren Spannungen oder mit K näher an 1 getroffen werden können. Wenn jedoch die Verstärkung im Vergleicher reduziert wird, muß das Verhältnis kleiner sein.
• Weitere alternative Ausführungsformen für die vorliegende Erfindung werden für einen Fachmann deutlich werden, der sich mit der Offenbarung der vorliegenden Erfindung befaßt. Beispielsweise können die Werte der Widerstände geändert werden; die Anordnung der Schaltung, wie das Kabel mit dem Eingang 9 des Empfängerchips 4 verbunden wird, kann bei der Anpassung der Ausführung der vorliegenden Erfindung ebenfalls verändert werden. Der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung wird nur durch die nachfolgenden Ansprüche definiert.

Claims (10)

1. Einrichtung zur genauen Übertragung von binären Daten über eine serielle Hochgeschwindigkeits-Verbindungsleitung mit einem Sender und einem Empfänger, wobei die binären Daten eine Bitfolge umfassen, die jeweils einen ersten Wert oder einen zweiten Wert darstellt, und wobei die Einrichtung folgendes umfaßt:

eine Codiereinrichtung zum Codieren der binären Daten in serielle Pulssignale, wobei die Bits in den binären Daten, die den ersten Wert darstellen, als ein Spannungsübergang in den seriellen Pulssignalen codiert werden und die Bits in den binären Daten, die den zweiten Wert darstellen, als ein gleichbleibendes Spannungsniveau in den seriellen Pulssignalen codiert werden;

eine Übertragungseinrichtung (2,10-18) zum Übertragen der seriellen Pulssignale;

eine Kopplungseinrichtung (20) zum Einkoppeln der übertragenen seriellen Pulssignale in den Empfänger der Verbindungsleitung, so daß die übertragenen seriellen Pulssignale am Empfänger der Verbindungsleitung empfangen werden können;

eine Verzögerungseinrichtung (34) zum Verzögern der empfangenen seriellen Pulssignale am Empfänger der Verbindungsleitung für eine festgelegte Zeitdauer auf solch eine Art, daß es entsprechend jedes Übergangs der codierten binären Daten zwischen den empfangenen seriellen Pulssignalen und den zeitverzögerten empfangenen Pulssignalen einen Signal-Kreuzungspunkt gibt; und

eine Vergleichseinrichtung (32) zum Vergleichen der empfangenen seriellen Pulssignale mit den zeitverzögerten empfangenen seriellen Pulssignalen und zum Festlegen des Signal-Kreuzungspunkts zwischen den empfangenen seriellen Pulssignalen und den zeitverzögerten empfangenen seriellen Pulssignalen.

2. Einrichtung nach Anspruch 1 mit einer Dämpfungseinrichtung (24), die zwischen die Verzögerungseinrichtung (34) und die Vergleichseinrichtung (32) geschaltet ist, zum Dämpfen der zeitverzögerten empfangenen seriellen Pulssignale, wodurch die empfangenen seriellen Pulssignale und die zeitverzögerten empfangenen seriellen Pulssignale in der Größe verschieden werden, wodurch der Signal-Kreuzungspunkt klar definiert wird.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, wobei die Dämpfungseinrichtung Einrichtungen (24, 26) zum Dämpfen des zeitverzögerten Signals um einen Wert von ungefähr 0,8 umfaßt.

4. Einrichtung nach Anspruch 2, wobei die Vergleichseinrichtung (32) einen ersten Eingangsanschluß (36) und einen zweiten Eingangsanschluß (30) aufweist, wobei der erste Eingangsanschluß mit dem Empfänger der Verbindungseinrichtung verbunden ist und die Verzögerungseinrichtung (34) eine Verzögerungsleitung aufweist, die mit dem Empfänger der Verbindungsleitung verbunden ist,

wobei die Dämpfungseinrichtung folgendes umfaßt:

erste und zweite in Reihe geschaltete Widerstände (24, 26), die zwischen die Verzögerungsleitung und eine Bezugsspannung geschaltet sind,

einen Verbindungspunkt zwischen den ersten und zweiten Widerständen, der mit dem zweiten Eingangsanschluß (30) verbunden ist, wodurch das zeitverzögerte gedämpfte Signal an den zweiten Eingangsanschluß angelegt wird.

5. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei die Verbindungsleitung (6) ein Koaxialkabel ist.

6. Einrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übertragungseinrichtung eine Einrichtung zum Umwandeln der seriellen Pulssignale in differenzielle Emittergekoppelte Logiksignale zur Übertragung über die Verbindungsleitung aufweist.

7. Einrichtung nach Anspruch 1, die des weiteren folgendes umfaßt:

eine Einrichtung (32) zur Rückumwandlung der Form der empfangenen seriellen Pulssignale (40) in die Form der seriellen Pulssignale (44); und

eine Einrichtung zum Decodieren der codierten binären Daten in Reaktion auf die zurückgewonnenen seriellen Pulssignale (46).

8. Verfahren zur genauen Übertragung von binären Daten über eine serielle Hochgeschwindigkeits-Verbindungsleitung mit einem Sender und einem Empfänger, wobei die binären Daten eine Bitfolge umfassen, wobei jedes Bit entweder einen ersten oder einen zweiten Wert darstellt, und das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt:

Codieren der binären Daten in serielle Pulssignale, wobei die Bits in den binären Daten, die den ersten Wert darstellen, als Spannungsübergang in den seriellen Pulssignalen codiert werden und die Bits in den binären Daten, die den zweiten Wert darstellen, als gleichbleibendes Spannungsniveau in den seriellen Pulssignalen codiert werden;

Übertragen der seriellen Pulssignale;

Einkoppeln der übertragenen seriellen Pulssignale in den Empfänger der Verbindungsleitung, so daß die übertragenen seriellen Pulssignale am Empfänger der Verbindungsleitung empfangen werden können;

Verzögern der empfangenen seriellen Pulssignale am Empfänger der Verbindungsleitung für eine festgelegte Zeitdauer in einer solchen Weise, daß es entsprechend eines jeden Übergangs der codierten binären Daten zwischen den empfangenen seriellen Pulssignal und dem zeitverzögerten empfangenen seriellen Pulssignal einen Signal-Kreuzungspunkt gibt; und

Vergleichen der empfangenen seriellen Pulssignale mit den zeitverzögerten empfangenen seriellen Pulssignalen und Festlegen des Signal-Kreuzungspunkts zwischen den empfangenen seriellen Pulssignalen und den zeitverzögerten empfangenen seriellen Pulssignalen.

9. Verfahren nach Anspruch 8, das des weiteren den folgenden Schritt enthält.

Dämpfen des zeitverzögerten empfangen seriellen Pulssignals, wodurch die empfangenen seriellen Pulssignale und die zeitverzögerten empfangenen seriellen Pulssignale in ihrer Größe unterschiedlich werden, wodurch der Signal-Kreuzungspunkt klar definiert wird.

10. Verfahren nach Anspruch 9, das des weiteren die folgenden Schritte umfaßt:

Rückumwandlung der Form der empfangenen seriellen Pulssignale in die Form der seriellen Pulssignale; und

Decodieren der codierten binären Daten in Reaktion auf die wiedergewonnenen seriellen Pulssignale.