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DE69836329T2 - Schneller und hochverstärkender operationsverstärker - Google Patents

Schneller und hochverstärkender operationsverstärker Download PDF

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DE69836329T2 DE69836329T DE69836329T DE69836329T2 DE 69836329 T2 DE69836329 T2 DE 69836329T2 DE 69836329 T DE69836329 T DE 69836329T DE 69836329 T DE69836329 T DE 69836329T DE 69836329 T2 DE69836329 T2 DE 69836329T2
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Description

  • Erfindungsgebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft die Konstruktion schneller und hochverstärkender Operationsverstärker zur Verwendung in Schaltkondensator-Analogschaltungen hoher Leistung, z.B. Analog-Digital-Wandlern hoher Leistung. Operationsverstärker sind die kritischsten Bausteine in Analogschaltungen. Bei Analog-Digital-Wandlern hoher Leistung in Breitband-Funksystemen werden die Geschwindigkeits- und Genauigkeitsgrenzen von Operationsverstärkern gesetzt.
  • Stand der Technik
  • Operationsverstärker stellen das Herz der meisten spannungsgesteuerten Analogschaltungen dar. Durch sie wird gewöhnlich die Betriebsgeschwindigkeit und die Genauigkeit der Schaltkondensatorschaltungen (SC – Switched Capacitor) diktiert. Auch verbrauchen sie den meisten Strom in den SC-Schaltungen. Das SC-Schaltungsverfahren kommt gewöhnlich bei Analog-Digital-Wandlern (A/D) hoher Leistung zur Anwendung. Durch die Leistung der Operationsverstärker wird daher die Leistung der A/D-Wandler bestimmt.
  • Bei den SC-Schaltungen ist die Last rein kapazitiv. Gewöhnlich werden einstufige Operations-Steilheitsverstärker (OTA – Operational Transconductance Amplifiers) gegenüber mehrstufigen Operationsverstärkern bevorzugt. Bei OTA wird die kapazitive Last zum Erzeugen des einzelnen dominanten Pols benutzt, der gewöhnlich eine hohe Bandbreite mit Verstärkung 1 ergibt. Die Gleichstromverstärkung ist gewöhnlich gemäßigt, kann aber durch Kaskodenschaltung verbessert werden. Bei mehrstufigen Operationsverstärkern werden interne Miller-Kondensatoren und manchmal Widerstände zum Spalten von Polen benutzt und führen Nullen ein, um die Phasenverzögerung zu kompensieren, und der Frequenzgang kann von der Last unabhängig sein. Die Bandbreite bei Verstärkung 1 ist jedoch gewöhnlich geringer als bei einstufigen OTA, obwohl die Gleichstromverstärkung aufgrund der Kaskadenschaltung mehrerer Stufen höher ist. Für schnelle A/D-Wandler werden gewöhnlich einstufige Architekturen bevorzugt, indem es möglich ist, einpoliges Einschwingen zu erreichen und eine sehr breite Bandbreite aufzuweisen. Die Verstärkung ist jedoch gewöhnlich für A/D-Wandler hoher Genauigkeit nicht genug.
  • In beispielsweise der Schrift US-A-4 749 956 ist ein voll differentieller Operationsverstärker für MOS-Integratorschaltungen dargestellt, wobei der Operationsverstärker ein Kaskoden-Transistorpaar im P-Zweig und ein Kaskoden-Transistorpaar im N-Zweig besitzt, siehe 5 in dieser Schrift.
  • Kurze Beschreibung der Erfindung
  • Es ist das Ziel der Erfindung, die Verstärkung zu erhöhen, ohne die Geschwindigkeit zu kompromittieren, um einen schnellen und hochverstärkenden Operationsverstärker zur Verwendung bei Schaltkondensator-Analogschaltungen hoher Leistung, z.B. Analog-Digital-Wandlern hoher Leistung, zu erreichen.
  • Erfindungsgemäß wird dieses Ziel durch ein Verfahren zum Betreiben einer asymmetrischen Kaskodenschaltung in einer Operationsverstärkerschaltung mit gefalteter Kaskode nach Anspruch 1 erreicht.
  • Auch wird dieses Ziel durch eine Vorrichtung mit einem Operationsverstärker mit gefalteter Kaskode mit einer asymmetrischen Kaskodenanordnung nach Anspruch 4 erreicht.
  • Bevorzugte Ausführungsformen des Verfahrens und der Vorrichtung werden in den jeweiligen abhängigen Ansprüchen beansprucht.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist ein Operationsverstärker eine einstufige Operations-Steilheitsverstärkerart mit einzelner Kaskode für die n-Transistoren und doppelter Kaskode für die p-Transistoren. Bezug nehmend auf die oben angeführte Schrift sollte in den N- und P-Zweigen eine einzige Kaskode vorkommen. Auch umfaßt der Operationsverstärker eine zeitkontinuierliche Gleichtaktrückkopplung. Mit dieser Konstruktion des Operationsverstärkers kann eine hohe Geschwindigkeit und hohe Verstärkung mit großem Phasenspielraum aufrechterhalten werden, um die Stabilität zu gewährleisten.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist eine schematische Ansicht des erfinderischen Operations-Steilheitsverstärkers OTA.
  • 2 ist eine schematische Ansicht der Gleichtaktrückkopplungsschaltung gemäß der Ausführungsform.
  • 3 zeigt einen simulierten Frequenzgang des OTA gemäß der Erfindung.
  • Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
  • Der in 1 gezeigte Operationsverstärker ist ein OTA mit gefalteter Kaskode. Ungleich herkömmlichen OTA wird im P-Zweig eine Doppelkaskode benutzt, um die Verstärkung ohne viel Geschwindigkeitseinbuße zu erhöhen.
  • Transistoren M0 und M1 sind die Eingangsvorrichtungen, und ein Transistor M12 stellt den Vorspannungsstrom für sie bereit. An die Gatter von Transistoren M0 und M1 werden Eingangssignale Vin+ bzw. Vin- angelegt. Transistoren M2 und M3 sind Vorspannungstransistoren für den P-Zweig. Transistoren M4 und M5 sind das erste Kaskoden-Transistorpaar im P-Zweig und Transistoren M10 und M11 sind das zweite Kaskoden-Transistorpaar im P-Zweig. Transistoren M6 und M7 sind Vorspannungstransistoren für den N-Zweig und stellen gleichzeitig ein Mittel zum Steuern der Gleichtaktkomponente über ein in einer Gleichtaktrückkopplungsschaltung erzeugtes Signal CMFB bereit. Transistoren M8 und M9 sind das Kaskodentransistorpaar im N-Zweig. Vout+ und Vout- sind die voll differentiellen Ausgaben. Vbias0 ist die Vorspannung für den Transistor M12, Vbias1 ist die Vorspannung für Transistoren M8 und M9, Vbias2 ist die Vorspannung für Transistoren M10 und M11, Vbias3 ist die Vorspannung für Transistoren M4 und M5 und Vbias 4 ist die Vorspannung für Transistoren M2 und M3. AVCC und AVSS sind die Versorgungsspannungen, gewöhnlich mit Werten von 5 bzw. 0V. Der in 1 gezeigte erfindungsgemäße Operationsverstärker ist ein einstufiger Operationsverstärker der OTA-Art und die Bandbreite bei Verstärkung 1 ist gegeben durch:
    Figure 00040001
    wobei δmin die Steilheit der Eingangstransistoren M0 und M1 und CL die Lastkapazität des OTA ist.
  • Angenommen, die Frequenz der an den Source-Elektroden der Kaskodentransistoren gebildeten parasitären Pole ist beträchtlich höher als die Frequenz des dominierenden Pols, dann ergibt sich ein einpoliger Einschwingvorgang. Der Einschwingfehler in einer Pufferkonfiguration mit Verstärkung 1 ist gegeben durch B. Kamth, R. Meyer und P. Gray „Relationship between frequency response and settling time of operational amplifiers" (Verhältnis zwischen Frequenzgang und Einschwingzeit von Operationsverstärkern), IEEE J. Solid-State Circuits, Band SC-9, Dez. 1974, S. 347-352, durch:
    Figure 00050001
    wobei ADC die Gleichstromverstärkung des Operationsverstärkers ist. Man nehme an, daß eine 12-Bit-Genauigkeit benötigt wird. Der Operationsverstärker muß sich innerhalb einer halben Takt-Abtastperiode mit 12-Bit-Genauigkeit einschwingen und das Verhältnis ist:
    Figure 00050002
    und daher:
    Figure 00050003
    wobei τ die Abtastperiode und fsample die Abtastfrequenz ist. Die Bandbreite bei Verstärkung 1 muß dreimal größer als die Abtastfrequenz sein, um eine 12-Bit-Einschwinggenauigkeit zu gewährleisten.
  • Bei Betrachtung der parasitären Pole und der unterschiedlichen Umgebungen für den OTA während unterschiedlicher Taktphasen wird erforderlich sein, daß die Bandbreite bei Verstärkung 1 mindestens sechsmal größer als die Abtastfrequenz ist. Bei Annahme einer Abtastfrequenz von 50 MHz sollte die Bandbreite bei Verstärkung 1 über 300 MHz betragen.
  • Je geringer die Lastkapazität, desto größer wird die Bandbreite bei Verstärkung 1 sein. Es gibt jedoch zwei nachteilige Auswirkungen der Verwendung einer kleinen Lastkapazität. Die Wärmerauschleistung und sonstige Rauschleistung ist umgekehrt proportional zur Abtastkapazität. Auch können die nicht dominierenden Pole den Phasenspielraum verringern, wenn die nicht dominierenden Pole nicht so weit vom dominierenden Pol entfernt sind, der umgekehrt proportional zur Lastkapazität ist. Die Lastkapazität wird daher als 2 4 pF gewählt. Bei dieser großen Abtastkapazität begrenzt das Wärmerauschen nicht die Dynamik von 12 Bit, wenn das Spitzeneingangssignal größer als 0,5 V ist.
  • Als allgemeine Regel sollte der Phasenspielraum für SC-Anwendungen größer als 45 Grad sein. Bei dieser großen Lastkapazität ist der Phasenspielraum leicht zu gewährleisten.
  • Die Genauigkeit steht im direkten Verhältnis zur Gleichstromverstärkung des OTA und seiner kapazitiven Umgebung. Angenommen, es wird eine 12-Bit-Genauigkeit benötigt, dann ist eine grobe Schätzung von Gleichstromverstärkung gegeben durch: ADC > 2·212 ≈ 78 dB.
  • Bei Betrachtung des Konstruktionsspielraums muß die Gleichstromverstärkung größer als 78 dB + 3 dB = 81 dB sein. Um diese hohe Verstärkung zu erreichen, ist es notwendig, das Kaskodenverfahren zu benutzen. Da die Verstärkung und der Ausgangswiderstand eines PMOS-Transistors beträchtlich geringer als die Verstärkung und der Ausgangswiderstand eines NMOS-Transistors ist, werden wie in 1 gezeigt Doppelkaskoden für den oberen Zweig benutzt. Die Gleichstromverstärkung ist gegeben durch: ADC ≈ gmin(r06·AM8||r02·AM4·AM10),wobei τ06 und τ02 der Ausgangswiderstand der Transistoren M6 bzw. M2 sind und AM8, AM4 und AM10 die Verstärkung der Transistoren M8, M4 bzw. M10 sind. Der Nachteil ist der begrenzte Ausgangsspannungsbereich. Es ist jedoch nützlich, den Spannungshub zu verringern, um Verzerrungen aufgrund der Abtastung zu verringern. Da die Mobilität bei gewissen verfügbaren CMOS-Verfahren in NMOS-Transistoren mehr als 4mal größer als in PMOS-Transistoren ist, ist es eine gute Wahl, die Gleichtaktspannung so niedrig wie möglich auszulegen, um den Einschaltwiderstand von NMOS-Schaltern zu verringern. Die Gleichtaktspannung ist auf 2 V eingestellt. Die Ausgangsspannung kann ohne Leistungsminderung einen Hub von mehr als +/- 1,2 V aufweisen.
  • In 2 dargestellt ist die Gleichtaktrückkopplungsschaltung. Transistoren M35 und M36 sind die Eingangsvorrichtungen der Gleichtaktrückkopplungsschaltung und ihre Gatter sind mit den Eingangsspannungen Vin+ bzw. Vin- verbunden, die die voll differentiellen Ausgänge Vout+ und Vout- des Operationsverstärkers der 1 sind. Transistoren M33 und M34 stellen Vorspannungsströme für die Eingangsvorrichtungen M35 und M36 bereit. Widerstände I37 und I38 werden zum Erzeugen der Gleichtaktspannung in den voll differentiellen Eingangsspannungen am Gatter des Transistors M66 benutzt. Es ist deutlich, daß die Gleichtaktspannung aufgrund der Gatter-Source-Spannung der Transistoren M35 und M36 pegelverschoben ist. Die Gleichtakteingangsspannung Vcm wird an das Gatter des Transistors M67 über den Transistor M39 angelegt und durch die Gatter-Source-Spannung des Transistors M39 pegelverschoben. Vom Transistor M40 wird der Vorspannungsstrom für den Transistor M39 bereitgestellt. Die Differenz zwischen den an das differentielle Paar M66 und M67 angelegten Spannungen, d.h, der pegelverschobenen Gleichtaktspannung in den voll differentiellen Signalen und der pegelverschobenen Gleichtakteingangsspannung, wird zum Erzeugen des im Operationsverstärker der 1 benutzten Gleichtakt-Steuersignals CMFB benutzt. Die Transistoren M68 und M69 sind die Lasten für das differentielle Transistorpaar M66 und M67 und der Strom im Transistor M69 wird zum Steuern der Gleichtaktspannung im Operationsverstärker der 1 über das Signal CMFB benutzt. Der Transistor M64 ist der Vorspannungstransistor für das differentielle Paar M66 und M67 und der Transistor M65 ist der Kaskodentransistor für den Transistor M64. Vbias0 ist die Vorspannung für Transistoren M33, M34 und M40, Vbias3 ist die Vorspannung für Transistor M65, und Vbias 4 ist die Vorspannung für den Transistor M64. AVCC und AVSS sind die Versorgungsspannungen mit Werten von 5 bzw. 0 V.
  • Zur Leistungsüberprüfung wird eine SPICE-Simulation in der CADENCE-Plattform ausgeführt. Es wird eine Optimierung von Gleichstrom-Betriebspunkten priorisiert, um die Schaltung weniger empfindlich für Prozeßschwankungen zu machen. Die Optimierung wird so ausgeführt, daß genug Source-Drain-Spannung vorhanden ist, um zu gewährleisten, daß selbst bei beträchtlicher Änderung der Schwellenspannung und Transistorabmessung alle Transistoren im Sättigungsbereich liegen. Das Simulationsergebnis ist in 3 dargestellt, wo sowohl Amplitude als auch Phasengang dargestellt sind.
  • Zum Überprüfen der Robustheit der Schaltung wird der Vorspannungsstrom um 20% verändert, und sowohl die Eingangs- als auch Ausgangs-Gleichtaktspannung werden von 1,8 bis 2 V verändert. Unter allen diesen Variationen ist die Gleichstromverstärkung größer als 83 dB, die Bandbreite bei Verstärkung 1 ist größer als 400 MHz und der Phasenspielraum beträgt rund 60 Grad bei einer 4-pF-Kapazität nach der Darstellung in 3. Die Leistung des OTA ist in Tabelle 1 zusammengefaßt.
  • Während die obige Beschreibung zahlreiche Einzelheiten und Besonderheiten enthält, versteht es sich, daß diese nur beispielhaft für die vorliegende Erfindung sind und nicht als Begrenzungen auszulegen sind. Dem Fachmann werden leicht viele Abänderungen an der Erfindung, so wie sie durch die beiliegenden Ansprüche definiert ist, offenbar sein. Tabelle 1: Zusammenfassung der Leistung des OTA
    Figure 00090001

Claims (7)

  1. Verfahren zum Betreiben einer asymmetrischen Kaskodenschaltung in einer Operationsverstärkerschaltung mit gefalteter Kaskode, mit einem N-Zweig (M6, M7, M8, M9) mit NMOS-Transistoren und einem P-Zweig (M2, M3, M4, M5, M10, M11) mit PMOS-Transistoren, mit folgenden Schritten: – Erzeugen eines Steuersignals (CMFB); – Zuführen des Steuersignals (CMFB) zu einem an ein Einzelkaskoden-NMOS-Transistorpaar (M8, M9) angekoppelten NMOS-Transistor-Stromquellen-Transistorpaar (M6, M7), die jeweils in dem N-Zweig (M6, M7, M8, M9) angeordnet sind, wobei das Steuersignal (CMFB) Informationen über eine Gleichtaktkomponente in durch die Operationsverstärkerschaltung mit gefalteter Kaskode erzeugten differentiellen Ausgangssignalen (Vout+, Vout-) enthält; und – Einsetzen einer Kaskodenvorrichtung (M4, M5) und einer zusätzlichen Kaskodenvorrichtung (M10, M11) im P-Zweig, die jeweils PMOS-Transistoren umfassen, wobei die Kaskodenvorrichtung (M4, M5) der zusätzlichen Kaskodenvorrichtung (M10, M11) Signale zuführt.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, weiterhin mit folgendem Schritt: – Erzeugen einer Vorspannung (Vbias1) für das Einzelkaskoden-NMOS-Transistorpaar (M8, M9).
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Operationsverstärkerschaltung ein invertierender Operationsverstärker ist.
  4. Vorrichtung mit einem Operationsverstärker mit gefalteter Kaskode mit einer asymmetrischen Kaskodenanordnung, mit folgendem: – einem N-Zweig (M6, M7, M8, M9) mit NMOS-Transistoren und einem P-Zweig (M2, M3, M4, M5, M10, M11) mit PMOS-Transistoren; – einem NMOS-Transistorpaar (M0, M1), das Eingangssignale (Vin+, Vin-) empfängt; – wobei der P-Zweig eine Doppelkaskodenanordnung von PMOS-Transistorpaaren (M4, M5, M10, M11) enthält, die Signale von dem NMOS-Transistorpaar (M0, M1) empfangen und differentielle Ausgangssignale (Vout+, Vout-) ausgeben; – wobei der N-Zweig eine Einzelkaskodenanordnung eines anderen NMOS-Transistorpaars (M8, M9) enthält, die die differentiellen Ausgangssignale (Vout+, Vout-) von der Doppelkaskodenanordnung von PMOS-Transistorpaaren (M2, M3, M4, M5) empfängt, wobei die Einzelkaskodenanordnung des anderen NMOS-Transistorpaars (M8, M9) an ein NMOS-Stromquellentransistorpaar (M6, M7) angekoppelt ist, wobei das NMOS-Stromquellentransistorpaar (M6, M7) durch ein Steuersignal (CMBF) vorgespannt wird und das andere NMOS-Transistorpaar (M8, M9) durch ein anderes Steuersignal (Vbias1) vorgespannt wird; – einem NMOS-Transistor (M12), der einen Vorspannungsstrom für das NMOS-Transistorpaar (M0, M1) bereitstellt, das das Eingangssignal (Vin+, Vin-) empfängt; – wobei der P-Zweig ein PMOS-Transistorpaar (M2, M3) enthält, das einen Vorspannungsstrom für die Doppelkaskodenanordnung von PMOS-Transistorpaaren (M4, M5, M10, M11) bereitstellt.
  5. Vorrichtung nach Anspruch 4, weiterhin mit einer Vorrichtung zum Erzeugen des Steuersignals (CMFB) für das NMOS-Stromquellentransistorpaar (M6, M7), wobei diese Vorrichtung zum Erzeugen des Steuersignals (CMFB) folgendes umfaßt: – ein NMOS-Transistorpaar (M35, M36), das die differentiellen Ausgangssignale (Vout+, Vout-) empfängt; – ein an den Ausgang des NMOS-Transistorpaars (M35, M36) angekoppeltes Widerstandspaar (I37, I38) zum Empfangen von pegelverschobenen differentiellen Ausgangssignalen (Vout+, Vout-) zum Erzeugen eines Signals, das zur Summe der differentiellen Ausgangssignale (Vout+, Vout-) proportional ist; – einen NMOS-Transistor (M39) zum Erzeugen eines pegelverschobenen Gleichtakt-Bezugssignals (Vcm); – ein weiteres PMOS-Transistorpaar (M66, M67) zum Empfangen des Signals, das zur Summe der differentiellen Ausgangssignale (Vout+, Vout-) proportional ist, und des pegelverschobenen Gleichtaktbezugssignals; – eine Last für das andere PMOS-Transistorpaar (M66, M67) mit mindestens zwei NMOS-Transistoren (M68, M69) in Diodenschaltung, wobei das Steuersignal (CMFB) an einem Drain eines der NMOS-Transistoren (M69) in Diodenschaltung erzeugt wird.
  6. Vorrichtung nach Anspruch 5, zum Erzeugen des Steuersignals (CMFB), weiterhin mit folgendem: – einem NMOS-Transistorpaar (M33, M34) zum Bereitstellen eines Vorspannungsstroms für das NMOS-Transistorpaar (M35, M36), das die differentiellen Ausgangssignale (Vout+, Vout-) empfängt; – einem NMOS-Transistor (M40) zum Bereitstellen eines Vorspannungsstroms für den NMOS-Transistor (M39) zum Erzeugen des pegelverschobenen Gleichtakt-Bezugssignals (Vcm); und – PMOS-Transistoren (M64, M65), die eine Kaskode-Stromquelle bilden und einen Vorspannungsstrom für das andere PMOS-Transistorpaar (M66, M67) bereitstellen.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, wobei das Steuersignal (CMFB) von der Differenz zwischen den an das andere PMOS-Transistorpaar (M66, M67) angelegten Spannungen abhängig ist.
DE69836329T 1997-07-08 1998-07-08 Schneller und hochverstärkender operationsverstärker Expired - Lifetime DE69836329T2 (de)

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