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Die vorliegende Erfindung betrifft
eine akustische Antenne gebildet aus einer Vielzahl einzelner akustischer
Messwandler, insbesondere eine akustische Empfangsantenne, das heißt gebildet
aus einer Vielzahl akustischer Detektoren oder Mikrophone. Aufgrund
des Gegenseitigkeitsprinzips, gilt die Erfindung auch für eine akustische
Sendeantenne.
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Der Hauptgegenstand einer akustischen
Empfangsantenne besteht darin, alle Fehler des Empfangs zu reduzieren
und gleichzeitig die Nutzinformation zu wahren, das heißt die vom
Sprecher oder von der Nutzquelle gesendete Information.
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Um die Schwierigkeiten besser einzuschätzen, die
die Erfindung überwinden
soll, wird nachstehend eine herkömmliche
theoretische Studie der akustischen Antennennetze unter Heranziehung
des Falls einer Antenne. mit willkürlicher Geometrie bestehend
aus akustischen Detektoren herangezogen, die willkürliche Richtwirkungsdiagramme
haben.
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Die auf den Detektoren der Antenne
empfangenen akustischen Signale werden verschlechtert durch: (1)
andere Sender; (2) eine Mehrbahnenausbreitung; (3) in einigen Fällen durch
ein Echo; (4) das elektronische Rauschen der Detektoren und Verstärker und
(5) eventuell das Quantisierungsrauschen für eine digitale Verarbeitung.
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Es wird ein lineares und auditives
Modell angenommen, das heißt,
dass die nicht linearen Verschlechterungen nicht berücksichtigt
werden. In der Folge werden die Störungen (1) bis (3) „räumlich kohärent" oder einfach „kohärent" genannt, während die
Störungen
(4) und (5) „inkohärent" genannt werden.
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Die Leistung einer Antenne angesichts
einer kohärenten
Störung
wird durch ihr Richtwirkungsdiagramm gegeben. Der Sprecher wird
als im Nahfeld situiert angenommen, was heißt, dass man, statt sich für eine Richtung
zu inte ressieren, sich eher für
einen Punkt im Raum interessiert. Es wird angenommen, dass die Quellen
kohärenter
Störungen
im Fernfeld sind.
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Es wurde eine Formel ausgewählt, die
die Verbesserung der Rauschzahl mit kohärenten Störungen ausdrückt, unter
der Annahme eines diffusen Felds im Vergleich zu einem Allrichtungsdetektor,
der an der Stelle des der Antenne am nächsten liegenden Detektors
platziert ist. Die Reflexionen werden als Bildquellen verarbeitet.
Es reicht daher, das Ausbreitungsgesetz im Freifeld zu kennen sowie
das Richtwirkungsdiagramm jedes Detektors.
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Ein charakteristisches Modell für die Ausbreitung
ist das folgende:
wobei
x
m das Signal des Detektors m, auch Beobachtung
genannt,
t die Zeit
U
p,m die Richtwirkung
des Detektors m in die Richtung der Quelle p
S
P das
von der Quelle p gesendete Signal
d
p,m die
Entfernung Quelle p – Detektor
m
c die Ausbreitungsgeschwindigkeit
b
m(t)
das inkohärente
Rauschen (elektrisches und Quantisierungsrauschen) auf dem Detektor
m ist.
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Um die Berechnung zu vereinfachen,
geht man in den Frequenzbereich über:
wobei
X, S, B Beobachtung,
gesendetes Signal und Rauschen im Frequenzbereich
f Frequenz
ist.
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Die Antennenverarbeitung kann wie
ein skalares Produkt im Frequenzbereich gesehen werden. Das Signal
am Verarbeitungsausgang wird in der folgenden Form ausgedrückt:
Angenommen, die Nutzquelle
ist die Quelle p = 1. Eine klassische Antennenverarbeitung besteht
darin, das Signal wieder in Phase zu bringen, eventuell die Detektoren
zu gewichten, um einen Kompromiss zwischen Öffnung der Hauptkeule und dem
Niveau der Nebenkeulen zu erstellen und diese Summe zu berechnen.
Man kann durch einen Satz Koeffizienten ausdrücken:
wobei g
m(f)
real und positiv ist.
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Am Ausgang hat man daher:
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Die drei Glieder der oben stehenden
Summe entsprechen jeweils dem Nutzsignal, den kohärenten Störungen und
dem inkohärenten
Rauschen. Diese Gleichung kann für
eine willkürliche
lineare Verarbeitung verwendet werden, wenn man komplexe Werte für g
m(f) erlaubt. Um den Richtwirkungsfaktor
zu erzielen, muss man die Position einer Störquelle, p = 2, variieren und
den Durchschnitt des Rests des Störsignals berechnen. Man führt zuerst
einen Amplitudenfaktor ein, dessen letztes Glied dazu dient, einen
unabhängigen
Faktor der Entfernung zu erzielen, wenn sie groß genug ist:
und man
erzielt mit
die komplexe Verstärkung des
Nutzsignals:
die komplexe Verstärkung des
kohärenten
Störungssignals:
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Mit den folgenden vektoriellen Darstellungen:
g(f) = ((g1(f), ...,
gM(f)) a1(f) = (a1,1, ..., a1,M)und
erzielt man:
und schließlich, mit
den Matrizen A(f) = a H / 1(f)a
1(f) und
hat man:
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Wie bereits angegeben, basieren diese
Gleichungen auf einem Ausbreitungsmodell, das sehr gut im Freifeld
ohne Hindernisse geeignet ist. Um die Berechnung an eine Situation
anzupassen, in der sich das Modell als nicht ausreichend genau erweist,
kann man das Ausbreitungsmodell durch Messungen ersetzen. In diesem
Fall stellen die Vektoren d2(f) gemessene
Ausbreitungsvektoren dar.
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Man kann dieses Ergebnis verallgemeinern,
indem man eine Gewichtung U(f, φ, θ) des quadratischen Fehlers
der Integralen gemäß der Richtung:
einführt.
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Es wird angenommen, dass das inkohärente Rauschen
nicht von einem Detektor zum anderen gekoppelt ist, und dass seine
Leistung gleich σ 2 / b(f)für alle Detektoren
ist. Die Dämpfung
des inkohärenten
Rauschens wird in diesem Fall wie folgt ausgedrückt:
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Bei dieser Studie kann man die klassische
Verzögerungs-Gewichtungs-Summationsverarbeitung
unter Fokussieren im Fernfeld ableiten. Für eine geradlinige Antenne
mit gleichmäßiger Beabstandung
d der Detektoren, wird die komplexe Verstärkung des kohärenten Störsignals
G2:
und man kann das Richtwirkungsdiagramm Ω
f,φ0(φ) für eine gegebene
Frequenz ziehen, indem man φ variiert:
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Diese klassische Verarbeitung war
seit 1946 Gegenstand zahlreicher Studien. Man kennt die Methode von
C. L. Dolph, die in der Fachzeitschrift „Proceedings of the I. R.
R. on Waves and Electrons",
Band 34, Nr. 6, Juni 1946, S. 335– 348, beschrieben ist. Bei
dieser Methode beabstandet man die Detektoren im gleichen Abstand
und regelt ihre Empfindlichkeiten in Übereinstimmung mit den Koeffizienten
der Polynome von Tchebycheff so, dass man einen Frequenzgang erzielt,
der eine Hauptkeule eines gegebenen Niveaus und mehrere Nebenkeulen
niedrigerer Niveaus, die praktisch gleich sind, umfasst. Da man
nur Bruchteile der Empfindlichkeiten der Detektoren verwendet, ergibt
das Netz einen Frequenzgang, der ein Signal-Stör-Verhältnis hat, das geringer ist
als das, das man bei der vollen Sensibilität jedes Detektors hätte. Wenn
andererseits die Entfernung zwischen den Detektoren im Vergleich
zu Wellenlänge
zu groß oder
zu klein ist, sinken die Leistungen der Antenne.
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In kürzerer Vergangenheit beschreibt
das Dokument FR-A-2
472 326 eine Optimierungsmethode einer linearen Geometrie für eine akustische
Antenne mit klassischer Summation der Signale der Detektoren. Man kann
davon ausgehen, dass es sich um eine lineare Verzögerungs-Summe-Antenne
mit veränderlichem
Abstand handelt. Diese Antenne funktioniert nur um eine Frequenz
im engen Band gut, und die Antenne ist im Vergleich zur Wellenlänge relativ
groß.
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In noch jüngerer Vergangenheit beschreibt
das Dokument FR-A-2
722 637 eine Antennengeometrie, bei der die Detektoren in einer
horizontalen Ebene auf einer konkaven Linie zum Sprecher verteilt
sind. Man summiert die Signale der Detektoren in Phase. Die Antenne
wird in Unterantennen aufgeteilt, jede gekennzeichnet durch eine
spezifische Beab standung zwischen Detektoren, und jede einem Teil
des Frequenzbands zugewiesen. Bei niedrigen Frequenzen trifft man
immer auf Schwierigkeiten.
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Die klassischen Verarbeitungen dieses
Typs wurden durch andere Forscher untersucht, die verschiedene Gewichtungskoeffizienten
ausgewählt
haben, um die Öffnung
der Hauptkeule und das Niveau der Nebenkeulen des Richtwirkungsdiagramms
zu ändern.
Zu beachten ist, dass man bei diesen Behandlungen die Richtwirkungsdiagramme
der Detektoren nicht nutzt.
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Wenn die Antenne akustische Breitbandsignale
empfangen soll, das heißt
mit Frequenzen, die so niedrig sind wie 20 Hz, trifft man bei den
klassischen Verarbeitungen auf zwei Schwierigkeiten: Eine zwingend hohe
Anzahl der Detektoren der Antenne und eine grofle Antennengröße. Die
klassischen Verarbeitungen bewirken daher eine kostspielige und
platzaufwändige
Lösung.
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Als Variante wurde eine so genannte „Optimalgewinn"-Antennenverarbeitung
vorgeschlagen, bei der der Richtwirkungsfaktor optimiert ist. Man
kann dazu im Werk „Antenna
Handbook" herausgegeben
1993 von Y. T. Lo und S. W. Lee, Band II, Kapitel 11 mit der Bezeichnung „Array
Theory" und insbesondere
auf den Seiten 11–61
bis 11–79
dieses Kapitels 11 nachlesen. Gemäß der oben dargelegten vorliegenden
Studie, wird die Maximierung des Richtwirkungsfaktors (Relation
5) für
eine Quelle im Fernfeld (die α sind
alle gleich 1) ausgehend von den Relationen 4 und 5 ausgedrückt durch:
und, unter
Festlegung einer Transferfunktion gleich der Einheit in die Richtung
des Nutzsignals durch die Auflage:
g(f)aH1 (f) = 1 (8) -
Durch diese Verarbeitung kann man
die Entfernung zwischen den Detektoren verringern, die im Vergleich
zur Wellenlänge
kleiner wird. Man erzielt damit eine gute räumliche Selektivität mit einer
Antenne kleiner Größe. Die
Nachteile dieser Optimalgewinn-Antenne sind schwache Robustheit,
das heißt
ein schnelles Abnehmen der Leistungen, wenn die Optimierung nicht
perfekt ist oder wenn man von den optimalen Nutzungsbedingungen
abweicht; die Verstärkung
des inkohärenten
Rauschens; und das Absinken der Leistungen, wenn die Information
nicht aus der „End-Fire"-Richtung kommt.
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Unter den jüngeren Arbeiten in Zusammenhang
mit akustischen „End-Fire"-Antennen, kann man
den Artikel mit dem Titel „Practical
Supergain" von H.
Cox et al., erschienen in „IEEE
Transactions on Acoustic Speech und Signal Processing", Band ASSP-34, Nr.
3, Juni 1986, Seiten 393– 398,
zitieren. Auch diese Optimalgewinn-Antenne ist optimiert, um im
Fernfeld zu zielen, denn es wird das Modul nicht genutzt. Außerdem gibt
es keine möglichen
linearen Auflagen und die Richtwirkung der Detektoren kommt nicht
in Betracht. Die Gewichtung unterliegt nur einer Auflage hinsichtlich
der Verstärkung
in Bezug auf das nicht gekoppelte weiße Rauschen.
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Es wurde auch versucht, die Leistungen
zu verbessern, indem anpassende Algorithmen verwendet werden, die
es erlauben, das Feld zu schätzen
und seine Entwicklung mitzuverfolgen. Die Ergebnisse sind zufriedenstellend,
wenn die folgenden drei Bedingungen eingehalten werden: (1) die
Anzahl der Quellen muss im Vergleich zur Anzahl der Detektoren klein
sein; (2) das Umgebungsgeräusch
ist energiereicher als die indirekten Bahnen der Nutzquelle; und
(3) die Feldvariation ist nicht zu schnell. Ist die erste Bedingung
nicht erfüllt, ist
es schwierig, das Feld aufgrund der Mehrdeutigkeiten zu analysieren.
Die zweite Bedingung ist erforderlich, damit man das zu minimierende
Störsignal
nicht mit dem Nutzsignal verwechselt. Die dritte Bedingung ist erforderlich,
damit der Algorithmus mit einem ausreichend kleinen Anpassungsschritt
folgen kann, um ein instabiles Verhalten zu vermeiden.
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Ausgehend von diesen Basisverarbeitungen,
die alle im Fernfeld gültig
sind: klassische Verarbeitungen, Optimalgewinn, mit anpassenden
Algorithmen, wurde versucht, eine Verarbeitung der Keulenbildung durch
Verzögerung-Gewichtung-Summation
unter Fokussieren im Nahfeld zu entwickeln. Statt die Verzögerungen
für eine
Richtung auszugleichen, gleicht man die Verzögerungen für einen Punkt im Nahfeld aus.
Während
die bekannten, zuvor erwähnten
Verarbeitungen gut verstanden werden, weil das Richtwirkungsdiagramm
durch die Fourier-Transformation der Gewichtung ausgedrückt werden
kann, wurden für
die Fokussierung im Nahfeld nur wenige zufriedenstellende Ergebnisse
veröffentlicht.
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Im Artikel mit dem Titel „Near-Field
Beamforming for Microphone Arrays" von J. G. Ryan und R. A. Goubran, erschienen
in „Proceedings
of IEEE ICASSP",
1997, S. 363–366,
wird das Glied 1/R für
die Schwächung
berücksichtigt,
undman nutzt daher das Modul der Signale. Man verwendet auch eine
geradlinige Geometrie klassischer gleichmäßig beabstandeter Antennen.
Man integriert jedoch nicht das Richtwirkungsdiagramm der Detektoren.
Wie wir weiter unten sehen werden, optimiert man außerdem eine
Funktion, die von den zu verarbeitenden Signalen abhängt, und
man integriert keine zusätzlichen
linearen Auflagen.
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Die bisher erwähnten Verarbeitungen lösen nämlich bestimmte
Schwierigkeiten nicht, denn, einerseits, gehören die zu verarbeitenden Schallsignale
zu einem Breitbandfrequenzenspektrum, das sich über mehrere Oktaven erstreckt,
zum Beispiel von 100 bis 8000 Hz, und, andererseits, gibt es Schallquellen
im Nahfeld, für
die die Annahme der Ausbreitung der Schallwellen durch ebene Wellen
nicht geprüft
ist. Insbesondere kann eine kleine klassische Antenne bei Niederfrequenzen
nicht selektiv sein.
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Ein Gegenstand der vorliegenden Erfindung
besteht darin, eine Antennenverarbeitung vorzusehen, die es erlaubt,
die herkömmlichen
klassischen Verarbeitungen zu verbessern, ausgehend von einer Verarbeitung
des Optimalgewinntyps, bei dem das Modul verarbeitet wird, um keine
Verzerrungen des Nutzsignals einzutragen, das aus einer Schallquelle
im Nahfeld kommt, und das eine bestimmte Anzahl von Auflagen erfüllt.
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Ein weiterer Gegenstand der Erfindung
besteht darin, eine Antenne vorzusehen, die aus einer Mehrzahl von
akustischen Detektoren zusammengesetzt ist, deren Ausgangssignale
verarbeitet werden, wobei das Ausgangssignal der Verarbeitung in
der Qualität
höher ist
als das Ausgangssignal einer Antenne des Stands der Technik, wenn
sich das akustische Nutzsignal im Nahfeld befindet.
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Ein weiterer Gegenstand der Erfindung
besteht darin, eine Antenne vorzusehen, deren Verarbeitung eine
bessere Selektivität
bei niedrigen Frequenzen bietet.
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Ein weiterer Gegenstand der Erfindung
besteht darin, eine Antenne vorzusehen, die Folgendes hat:
- - einen hohen Richtwirkungsfaktor,
- - ein wenig verzerrtes Nutzsignal und
- - eine hohe Reduzierung des inkohärenten Rauschens.
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Gemäß einem Merkmal der vorliegenden
Erfindung ist eine Antenne gebildet aus einer Mehrzahl akustischer
Detektoren vorgesehen, deren Ausgangssignale der Detektoren einer
Verarbeitung des Optimalgewinntyps unterworfen werden, mit einer
Auflage, was das Modul betrifft, und einer nichtlinearen Auflage,
die die Dämpfung
des inkohärenten
Rauschens festlegt, wobei die theoretische Formulierung dieser Auflagen
die Folgende ist:
g(f)aH1 (f)
= e–j2xfr
(9) und
wobei die erste Auflage bedeutet,
dass die Gesamtübertragungsfunktion
eine reine τ-Verzögerung ist,
und die zweite Auflage bedeutet, dass für die Dämpfung inkohärenten Rauschens
eine Grenze festgelegt ist.
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Gemäß einem weiteren Merkmal ist
die Verarbeitung noch einer weiteren Auflage unterworfen, die zum
Beispiel die Präsenz
einer oder mehrerer Nullen des Optimalgewinndiagramms in eine oder
bestimmte Richtungen bedeutet, das heißt. C(f)gH(f) = p(f) (11)wobei C(f)
eine Matrix von Ausbreitungsvektoren ist,
und
p(f) ein
komplexer Verstärkungsvektor
für jeden
Ausbreitungsvektor ist.
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Gemäß einem weiteren Merkmal, wird
die Verarbeitung durch einen mathematischen Operator in einem so
genannten Opti malgewinn-Modul-Phase-Organigramm oder SDMP konkretisiert,
dessen Eingangsdaten die Geometriedaten der Antenne und des Ausbreitungsmodells,
die Gewichtungsdaten und die Daten in Zusammenhang mit den oben
genannten Auflagen sind, und wobei die Ausgangsdaten im Frequenzbereich die
Koeffizienten einer Vielzahl digitaler Filter sind, die so zahlreich
sind wie die akustischen Detektoren.
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Gemäß einem weiteren Merkmal ist
eine Antenne, gebildet aus einer Mehrzahl akustischer Detektoren vorgesehen,
von welchen ein erster Teil gegenüber einer nahen Nutzquelle
angeordnet aus Detektoren besteht, die in einer ersten Reihe ausgerichtet
sind, und ein zweiter Teil hinter der ersten Reihe in Bezug auf
die nahe Nutzquelle angeordnet aus Detektoren besteht, die in mindestens
einer zweiten Reihe ausgerichtet sind.
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Gemäß einem weiteren Merkmal, ist
die gemeinsame Richtung der Reihen Detektoren im ersten und im zweiten
Teil quer zur mittleren Richtung der akustischen Nutzwellen.
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Gemäß einem weiteren Merkmal, ist
die gemeinsame Richtung der Reihen Detektoren im ersten und zweiten
Teil in Bezug auf die mittlere Richtung der akustischen Nutzwellen
leicht schräg.
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Gemäß einem weiteren Merkmal sind
die Detektoren des ersten Teils symmetrisch auf logarithmische Art
um den mittleren Detektor verteilt.
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Gemäß einem weiteren Merkmal sind
die Detektoren des ersten Teils selektiv mehreren Unterantennen
zugewiesen, wobei jede Unterantenne mit einem bestimmten Band von
Frequenzen assoziiert ist und die selektiv dieser Unterantenne zugewiesenen
Detektoren Ausgangssignale abgeben, die durch eine herkömmliche
Verarbeitung behandelt werden, wobei die Frequenzbänder an
einander stoßend
sind und ihre Einheit nicht unter praktisch l kHz sinkt, wobei jede
Verarbeitung aus einer spezifischen Filterung besteht und die Ausgangssignale
jedes spezifischen Filters summiert werden.
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Gemäß einem weiteren Merkmal, wird
jedes Ausgangssignal eines Detektors in der Antenne durch ein Filter
gefiltert, das gleichzeitig den SDMP-Algorithmus für niedrige
Frequenzen, das Teilen in Frequenzbänder nach der Methode der logarithmischen
Antenne und die klassische Bildung des Kanals für Frequenzen durchführt, die
nicht nach dem SDMP-Algorithmus
verarbeitet werden.
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Gemäß einem weiteren Merkmal, verwendet
man ein Ausbreitungsmodell.
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Gemäß einem weiteren Merkmal, verwendet
man eine Messung der Ausbreitungsvektoren.
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Die Merkmale der vorliegenden Erfindung,
die oben erwähnt
wurden, sowie weitere ergeben sich klarer bei der Lektüre der nachfolgenden
Beschreibung von Ausführungsformen,
wobei sich diese Beschreibung auf die anliegenden Zeichnungen bezieht,
unter welchen:
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1 eine
Skizze ist, die die Verarbeitung der Ausgangssignale der akustischen
Detektoren einer beliebigen erfindungsgemäßen Antenne darstellt,
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2 eine
schematische Ansicht eines ersten erfindungsgemäßen Antennenbeispiels ist,
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3 und 4 jeweils zwei Module von
Diagrammen und zwei Phasenunterschieddiagramme darstellen, die die
Filter betreffen, die in der Antenne der 2 verwendet werden,
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5 ein
Blockschaltbild eines Verarbeitungsschaltkreises der Ausgangssignale
der Detektoren der Antenne der 2 ist,
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6 schematisch
drei Frequenzgangkurven in Abhängigkeit
von der Frequenz darstellt, die gemäß drei verschiedenen Annahmen
erzielt werden,
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7 eine
schematische Ansicht einer zweiten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen U-Antenne
ist,
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8 ein
Blockschaltbild eines Verarbeitungsschaltkreises von Ausgangssignalen
der Detektoren der Antenne der 7 ist,
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9 eine
schematische Ansicht einer dritten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Pi-Antenne ist,
und
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10 eine
schematische Ansicht einer vierten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen T-Antenne
ist.
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1 zeigt
symbolisch das SDMP-Organigramm 10, das die Eingangsdaten
einer Einheit 11 empfängt,
die digitale Daten in Zusammenhang mit der topografischen Lage der
Detektoren der Antenne sowie der Nutzquelle enthält, von einer Einheit 12,
die Daten in Zusammenhang mit den linearen Auflagen enthält, von einer
Einheit 13, die Daten in Zusammenhang mit der räumlichen
Gewichtung enthält,
von einer Einheit 14, die die Daten in Zusammenhang mit
den Auflagen für
die ausgewählte
Dämpfung
des inkohärenten
Rauschens enthält
und von einer Einheit 15, die Daten in Zusammenhang mit
den Definitionen der Unterantennen enthält. Das Organigramm 10 liefert
Ausgangsdaten an eine Einheit 16, wobei sich die Ausgangsdaten
auf einen Satz Koeffizienten von M digitalen Filtern im Frequenzbereich
beziehen, wobei M gleich der Anzahl der Detektoren der Antenne ist.
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Eine Angabe des erfindungsgemäßen SDMP-Organigramms,
das den oben genannten mathematischen Operator konkretisiert, ist
im Anhang am Ende der vorliegenden Beschreibung angegeben. Dieses
Organigramm ist in der MATLAB-Sprache geschrieben, die dem Fachmann
bekannt ist.
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Wenn man über einen Satz M-Filter im
Frequenzbereich verfügt,
kann man entweder ein Filtern im Frequenzbereich mit Multiplikation
durchführen
oder durch einen herkömmlichen
Algorithmus für
die Konzeption von Filtern umwandeln, zum Beispiel der Algorithmus
des Typs „kleinstes
verallgemeinertes Quadrat",
um einen Satz Filter im Zeitbereich zu erzielen und dann eine Filterung
im Zeitbereich mit Faltung.
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In 2 ist
die Antenne aus zwei akustischen Detektoren oder Mikrophonen 21 und 22 gebildet,
die hinter einander in Bezug auf einen Sprecher oder eine akustische
Nutzquelle 23 angeordnet sind. Die Detektoren 21 und 22 der
Nutzquelle 23 sind gefluchtet. Die Entfernung d zwischen
den Detektoren beträgt
zum Beispiel 30 cm und ist gleich der Entfernung des Detektors 21 von
der Quelle 23. Diese einfache Antenne symbolisiert daher
eine Tonaufnahme im Nahfeld. Außerdem
und immer noch mit dem Ziel der Einfachheit, wird angenommen, dass
die beiden Detektoren ein Optimalgewinnorganigramm haben.
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Die Ausgänge der Detektoren 21 und 22 sind
jeweils an die Ausgänge
von Tiefpassfiltern 24 und 25 angeschlossen, deren
Ausgänge
an die Eingänge
eines Summierverstärkers 26 angeschlossen
sind, der das Ausgangssignal der Antenne in 27 liefert.
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Mit einer klassischen Behandlung – „Ausgleichen
des Verzugs aufgrund der Ausbreitung und dann Summation" – bei sehr niedrigen Frequenzen,
werden die kohärenten
Störungen,
die aus allen Richtungen kommen, in Phase summiert, was die Leistung
vervierfacht, das heißt
mit der unten stehenden Formel (2): |G2|2 = (1 + 1)2 = 4
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Das Nutzsignal wird auch in Phase
hinzugefügt,
aber die Amplitude des Signals am Detektor 2 ist zweimal kleiner
als auf dem Detektor 1, was eine Verstärkung des Nutzsignals ergibt,
die gleich:
|G1|2 = (1 + 0,5)2 =
2,25ist und einen Richtwirküngsfaktor – unten
stehende Formel (3) – von:
hat.
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Wenn man subtrahiert, statt eine
Summation wie bei der klassischen Verarbeitung durchzuführen, hat man: |G2|2 =
(1 – 1)2 = 0ein Nutzsignal: |G1|2 = (1 – 0,5)2 = 2,25
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So tendiert der Richtwirkungsfaktor
ins Unendliche, wenn die Frequenz Null zugeht. Hingegen ist die Verarbeitung
weniger robust, denn das Nutzsignal ist am Ausgang schwach. Die
Verstärkung
des Signals verstärkt
alles, was auf den zwei Detektoren 1 und 2 nicht identisch ist,
das heißt
das inkohärente
Rauschen, das sich in Leistung hinzufügt:
12 + 12 = 2
was
eine Verstärkung
des inkohärenten
Rauschens im Vergleich zum Nutzsignal gleich:
bedeutet.
-
Diese Verstärkung bleibt im Vergleich zum
unendlichen Richtwirkungsfaktor klein. Es zeigt sich, dass die erfindungsgemäfle Verarbeitung
es erlaubt, einen Kompromiss zwischen dem Richtwirkungsfaktor und
der Verstärkung
des inkohärenten
Rauschens zu finden.
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Es wurden drei erfindungsgemäße Verarbeitungen
in verschiedenen hypothetischen Fällen untersucht:
- – bei
der Annahme (a) gibt es keine Auflage für die Verstärkung des inkohärenten Rauschens,
- – bei
der Annahme (b), akzeptiert man eine Verstärkung des inkohärenten Rauschens
zwischen 0 und 5 dB, und
- – bei
der Annahme (c), nimmt man eine Dämpfung des inkohärenten Rauschens
gleich der klassischen Lösung,
das heißt
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Bei der Annahme (a) verwendet man
Tiefpassfilter 24 und 25, deren Diagramme der
Module in Abhängigkeit
von der Frequenz jeweils in Punkt 3 angegeben sind. Man kann sehen,
dass bei f = 0 die Amplituden der Module gleich sind, was die oben
stehenden Gleichheiten rechtfertigt: Über 400 Hz sinken die Amplituden deutlich
um –4
dB, und erreichen –12
dB für
das Filter 24 und –18
dB für
das Filter 25.
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Immer noch in der Annahme (a), zum
Aufzeigen der Komponenten des Nutzsignals, zeigen die Phasenunterschieddiagramme
in Abhängigkeit
von der Frequenz, 4,
unter Berücksichtigung
der Tatsache der Verzögerung,
dass die Frequenzgänge
der Filter 24 und 25 bei f = 0 Gegenphase sind,
jedoch über
400 Hz praktisch den gleichen Wert haben.
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Das Blockschaltbild der 5 zeigt eine Ausführungsform
einer Verarbeitung – Filterung,
Summation – am
Ausgang der Detektoren 21 und 22 im Zeitbereich.
Die Ausgänge
der Detektoren 21 und 22 sind jeweils an die Mikrophonverstärkereingänge 28 und 29 angeschlossen,
deren Ausgänge
jeweils an die Analog-Digital-Wandler-Eingänge 30 und 31 angeschlossen
sind, deren Ausgänge
jeweils an die Speichereingänge 32 und 33 angeschlossen
sind, die Schieberegister bilden, die zum Beispiel jeweils zweiunddreißig Zellen
enthalten. Der seitliche Ausgang einer Zelle des Speichers 30 assoziiert
mit dem Detektor 24 ist an einen Steuertor-Eingang 34.1.n angeschlossen,
dessen zweiter Eingang ein Signal mit dem Koeffizienten h.1.n empfängt. Der
seitliche Ausgang einer Zelle des Speichers 31, assoziiert
mit Detektor 25, ist an einen Steuertor-Eingang 34.2.n angeschlossen,
dessen zweiter Eingang ein Signal mit dem Koeffizienten h.2.n empfängt. Die
Parameter n, die oben genannt sind, variieren diskret von eins bis
zweiunddreißig
je nach Rang der Zelle im Schieberegister. Die Ausgänge der
Steuertore 34.1.n und 34.2.n sind an die entsprechenden
Eingänge
eines digitalen Summierverstärkers 26 angeschlossen,
dessen Ausgang in 27 das Antennensignal liefert.
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In 6 ist
die Variation des Richtwirkungsfaktors in Abhängigkeit von der Frequenz in
der Annahme (a) durch die Kurve a1 angegeben, die von 25 dB bis
5 dB unter 100 Hz sinkt und zeigt, dass man die Leistungen bei niedrigen Frequenzen
im Vergleich zu den einer klassischen Antenne, die durch die Kurve 1d angegeben
ist, verbessert. Die Kurve 2a zeigt die Dämpfungsvariation
an.
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Immer noch in 6 gemäß Annahme
(b), bei der man eine Verstärkung
des inkohärenten
Rauschens zwischen 0 und 5 dB akzeptiert, zeigt die Kurve 1b,
dass man die Leistungen bei niedrigen Frequenzen bis 5 dB verbessert,
das heißt
da, wo die klassischen Lösungen
nicht mehr gut funktionieren. Die Kurve 2b entspricht der
Variation der auferlegten minimalen Dämpfung.
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Schließlich zeigt bei der Annahme
(c), bei der eine Dämpfung
des inkohärenten
Rauschens gleich der klassischen Lösung genommen wurde, die Kurve 1c,
dass man zwischen 2 dB für
die niedrigen Frequenzen und 0,6 dB für die hohen Frequenzen gewinnen
kann. Die mit der Geraden 2d identische Gerade 2c entspricht den
minimalen auferlegten Dämpfungsvariationen.
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Man stellt bei den drei Annahmen
fest, dass die Antenne umso weniger richtend ist als die Dämpfung des
inkohärenten
Rauschens stark ist, dass der erfindungsgemäße Algorithmus bessere Ergebnisse
ergibt als die klassische Lösung 1d und 2d,
wenn man die Kurven 1c und 1d vergleicht, und
dass der Richtwirkungsfaktor bei den niedrigen Frequenzen angehoben
werden kann.
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Man kann daher einen Kompromiss zwischen
der Dämpfung
des inkohärenten
Rauschens und dem Richtwirkungsfaktor auswählen.
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In 7 wurde
gegenüber
einer Nutzquelle 100 schematisch eine U-Antenne mit dreizehn
Detektoren 101 bis 113 dargestellt, die im beschriebenen
Beispiel Detektoren mit Richtwirkungsdiagramm in Kardioide nach
vorn gerichtet sind, das heißt
die Region, die die Quelle 100 in Bezug auf die Antenne
enthält.
Die neun ersten Detektoren 101 bis 109 sind symmetrisch
um den Detektor 105 auf einer ersten Geraden D1 angeordnet,
die folgenden Detektoren 110 und 111 sind auf
einer zweiten Geraden D2 angeordnet und die zwei letzten Detektoren 112 und 113 auf
der dritten Geraden D3. Die Geraden D1, D2 und D3 sind parallel
und senkrecht zu einer Geraden D4, die durch den Detektor 105 läuft, und
auf der die Nutzquelle 100 installiert ist. Beispielsweise
beträgt
die Entfernung der Quelle 100 von der Geraden D1 60 cm,
und die Geraden D2 und D3 sind jeweils hinter der Geraden D1 in
15 und 30 cm angeordnet. Die Detektoren 110 und 112 sind
hinter dem Detektor 101 gefluchtet, und die Detektoren 111 und 113 sind
hinter dem Detektor 109 so gefluchtet, dass die Schenkel
des U gebildet werden.
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Auf der Geraden D1 variieren die
Abstände
zwischen den Detektoren 105, 104, 103, 102 und 101 unter
logarithmischem Steigen und symmetrisch zu den Abständen zwischen
den Detektoren 105, 106, 107, 108 und 109.
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Zwischen 105 und 104 beträgt der Abstand
2,5 cm; zwischen 104 und 103 beträgt er 2,
5 cm; zwischen 103 und 102 5 cm; und zwischen 102 und 101 10
cm. Der Detektor 110 liegt 15 cm hinter dem Detektor 101, wie 111 hinter 109,
und der Detektor 112 ist 15 cm hinter dem Detektor 110 platziert,
wie 113 hinter 112.
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Das Blockschaltbild der 8 zeigt die Frequenzausführung der
Filterung der Ausgangssignale der Detektoren 101 bis 113 der 7. Der Detektor 101 versorgt
einen Verstärker
A01 gefolgt von einem Analog-Digital-Wandler B01, gefolgt von einem
Schaltkreis C01, der gemäß dem Algorithmus
der schnellen Transformation von Fourier (TFR mit Null Padding)
angeschlossen an den Serieneingang eines Filters D01 funktioniert,
dessen Ausgang an einen entsprechenden Eingang eines Summators SOM
angeschlossen ist. Der parallele Eingang des Filters D01 empfängt den
Satz Koeffizienten, der vom SDMP-Organigramm für dieses Filter berechnet wird.
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In 8 wurde
der Detektor 113 gezeigt, der einen Verstärker A13
gefolgt von einem Analog-Digital-Wandler B13, gefolgt von einem
Schaltkreis C13, welcher wie der Schaltkreis C01 funktioniert, angeschlossen
an den Serieneingang eines Filters D13, dessen Ausgang an einen
entsprechenden Eingang des Summators SOM angeschlossen ist, umfasst.
Der parallele Eingang des Filters D13 empfängt auch einen Satz Koeffizienten,
der vom SDMP-Organigramm berechnet wird.
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Der Ausgang des Summators SOM ist
an einen Schaltkreis E angeschlossen, der gemäß einem Algorithmus der schnellen
Transformation von Fourier (TFRI mit Overlap Add) funktioniert,
gefolgt von einem Digital-Analog-Wandler F, der das Ausgangssignal
der Antenne liefert. In der Praxis kann der Algorithmus in Echtzeit
anhand eines DSP (Texas Instrument C50) realisiert werden.
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Praktisch teilt man für die Verarbeitung
die Antenne der 7 in
vier Unterantennen, von welchen die ersten drei Antennen, in welchen
die Detektoren 101 bis 109 der Geraden D1 eingreifen,
zum Decken von drei Oktaven in hohen Frequenzen verwendet werden
und die vierte, in welcher die Detektoren 101 bis 113 eingreifen,
zum Decken der Frequenzen von 0 bis 1 kHz verwendet wird.
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Wie oben erwähnt, sind die Detektoren 101 bis 109 auf
der Geraden D1 symmetrisch logarithmisch verteilt, was es in bekannter
Weise erlaubt, die Anzahl der Detektoren zu verringern, hier auf
neun. Eine Anzahl von fünf
Detektoren pro Oktavenband erweist sich als ausreichend. Man verwendet
die Detektoren 103 bis 107, die die erste Unterantenne
bilden, für
das Band 4 bis 7 kHz; die Detektoren 102, 103, 105, 107 und 108, die
die zweite Unterantenne für
das Band 2 bis 4 kHz bilden und die Detektoren 101, 102, 105, 108 und 109, die
die dritte Unterantenne für
das Band 1 bis 2 kHz bilden.
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In der vierten Unterantenne greifen
bei der Verarbeitung alle Detektoren 101 bis 113 unter
Verwendung des erfindungsgemäßen Algorithmus
ein, das heißt
unter Berücksichtigung
der Unterschiede der Module und der Phasenunterschiede auf den Detektoren 110 bis 113, ähnlich wie
bei der oben für
die Antenne der 2 erwähnten Verarbeitung.
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Daher ist die erfindungsgemäße Verarbeitung
für ein
breites Frequenzband nützlich,
zum Beispiel für Sprache
ein Band von 20 Hz bis 7 kHz.
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In 9 umfasst
eine Variante der Antenne der 6 gegenüber einer
Nutzquelle 200 dreizehn Detektoren 201 bis 213 mit
Richtwirkungsdiagramm in Kardioide. Die neun ersten Detektoren 201 bis 209 sind symmetrisch
um den Detektor 205 auf einer ersten Geraden D1 gefluchtet,
die zwei folgenden Detektoren 210 und 211 sind
auf einer zweiten Geraden D2 angeordnet, und die zwei letzten Detektoren 212 und 213 auf
einer dritten Geraden D3. Die Geraden D1 bis D3 liegen parallel
und senkrecht zu einer Geraden D4, die durch den Detektor 205 und
die Nutzquelle 200 verläuft.
Im gezeigten Beispiel sind die gegenseitigen Entfernungen zwischen
den Geraden D1 bis D3 und der Quelle 200 identisch mit
den anlässlich
der Antenne 6 erwähnten.
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Auf der Geraden D1 sind die gegenseitigen
Entfernungen zwischen den Detektoren 201 bis 209 gleich mit
denen, die zwischen den Detektoren 101 bis 109 bestehen.
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Die Detektoren 210 und 212 sind
hinter der Mitte des Segments 201–202 gefluchtet und
die Detektoren 211 und 213 hinter der Mitte des
Segments 208–209.
In die Tiefe sind ihre gegenseitigen Entfernungen die gleichen wie
in 7.
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Die Verschiebungen der Detektoren 210 bis 213 zur
Mitte der Antenne sind der Grund, warum sie Pi-Antenne genannt wird.
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Die Ausgangssignale der Pi-Antenne
werden gemäß dem erfindungsgemäßen Optimalgewinn-Modul-Phase-Organigramm
verarbeitet.
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In 10 umfasst
eine weitere Variante der Antenne 6 gegenüber einer
Nutzquelle 300 dreizehn Detektoren 301 bis 313 mit
Richtwirkungsdiagramm in Kardioide. Die neun ersten Detektoren 301 bis 309 haben
auf der Geraden D1 die gleiche Anordnung wie die neun ersten Detektoren
der 6.
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Die vier letzten Detektoren 310 bis 313 sind
nach einander gemäß der gleichen
Geraden D4 der 6 gefluchtet,
hinter 305, sodass mit den Detektoren 301 bis 309 eine
T-Antenne gebildet wird. Die Entfernung zwischen den Detektoren 310 und 305 ist
gleich 10 cm, wie zwischen den Detektoren 311 und 310,
zwischen 312 und 311, und zwischen 313 und 312.
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Die Ausgangssignale der T-Antenne
werden gemäß dem erfindungsgemäßen Optimalgewinn-Modul-Phase-Organigramm
verarbeitet.
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Bei den Varianten kann man den U-,
Pi- oder T-Antennen, die oben in Bezug auf die 7, 8 oder 9 beschrieben sind, eine
gerade Struktur geben, man kann ihnen eine schräge Struktur geben, das heißt, dass die
Geraden D1, D2, D3 nicht mehr senkrecht zu Geraden D4 sind, sondern
mit ihr einen bestimmten Winkel bilden, wobei die Nutzquellenposition
weiterhin mit der Geraden D4 gefluchtet ist.
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In 1 wurde
eine Einheit 11 dargestellt, die die digitalen Daten in
Zusammenhang mit der topografischen Lage der Detektoren der Antenne
sowie der Nutzquelle enthält.
Diese Einheit 11 umfasst auch Daten in Bezug auf das Aus breitungsmodell
und/oder, wie oben erwähnt,
Messungen der Impulsreaktionen.
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Wie bereits erwähnt, ist nachstehend ein SDMP-Organigramm
in MATLAB-Sprache angegeben.
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Beispiel der Verwendung
des SDMP-Algorithmuns
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Diese Datei enthält zwei Teile:
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Der SDMP-Teil enthält
die
Geometrie des Problems (Antenne, Position des Sprechers, Position
des Störgeräuschgenerators)
die linearen Auflagen für
den Sprecher und den Störgeräuschgenerator
die nicht lineare Auflage für
die Dämpfung des
inkohärenten
Rauschens
am Ende des SDMP-Teil nennt man den Algorithmus makeG
der
klassische Antennenanteil ist ein Algo zum Bilden der Keule Verzögerung-Gewichtung-Summe
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SDMP-Antennenteil
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Definition der Geometrie der Antenne
und Sprecherposition sowie eines Störgeräuschgenerators
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Teil klassische Antenne
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Konzeption einer klassischen Antenne
für die
hohen Frequenzen angewandt auf die 9 Mikrophone vorn (3 Unterantennen
zu 5)
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Berechnung
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- Funktion G = makeG(GeometrieDatei, AusbreitungsModell, FrequenzenVektor,
AbtastFrequenz, UnterAntenne, DämpfungInkohärentesRauschen,
PräfixMatrixAuflagen,
PräfixVektorAuflagen,
dphi, dtheta)
- GeometrieDatei ist eine Datei, die die Antennengeometrie so
enthält,
dass das AusbreitungsModell die Verzögerung und Dämpfung durch
die Ausbreitung berechnen kann
- FrequenzenVektor (1, AnzFrequenzen): Enthält die Frequenzen, für die die
Filter berechnet sind
- UnterAntenne: (AnzahlDetektoren, AnzahlFrequenzen): Beschreibt
welche Detektoren für
jede Frequenz verwendet werden
- DämpfungInkohärentesRauschen:
minimal geforderte Dämpfung
des inkohärenten
Rauschens
- PräfixMatrixAuflagen:
Präfix,
um die Matrizen linearer Auflagen zu erhalten
- PräfixVektorAuflagen:
Präfix,
um die Vektoren linearer Auflagen zu erhalten
- G (AnzahlDetektoren, AnzahlFrequenzen): Filter im Frequenzbereich
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Berechnung
der Filter Frequenz nach Frequenz
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Integration über alle
Richtungen
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Diese SDMP-Organigramm ist in der
MATLAB-Sprache geschrieben.