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Technisches
Gebiet der Erfindung
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Die Erfindung bezieht sich auf Verfahren
und Vorrichtungen für
eine solche Steuerung und Beaufsichtigung eines Oszillatorsignals,
welche hauptsächlich
gemacht werden zur Steuerung einer Frequenzveränderung des Oszillatorsignals.
Genauer gesagt, bezieht sich die Erfindung auf Steuerung eines Oszillatorsignals eines
steuerbaren Oszillators und die Beaufsichtigung des Oszillatorsignals,
zur Bestimmung der Frequenzsteigung des Oszillatorsignals.
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Stand der Technik
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Ein spannungsgesteuerter Oszillator – allgemein
VCO genannt – ist
eine bekannte Vorrichtung, welche allgemein in verschiedenen technischen
Gebieten verwendet wird, beispielsweise innerhalb des Gebietes von Funktechnologie.
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Der spannungsgesteuerte Oszillator
erzeugt ein oszillierendes Signal, dessen Frequenz gesteuert wird über eine
Steuerspannung, welche dem Oszillator zugeführt wird.
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In einer Anzahl von technischen Anwendungen
steigt das Bedürfnis
an, die Oszillatorsignalfrequenz derart zu steuern, dass sich die
Frequenz zur Zeit verändert,
auf eine Weise, welche für
die relevante Anwendung geeignet ist.
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Eine solche Anwendung besteht in
einer Flugzeugradar-Einrichtung,
welche eine HPD-Wellenform (Doppler Radar mit hoher Impulswiderholungsfrequenz)
verwendet. In einem solchen Radar ist es wünschenswert, ein Oszillatorsignal
zu erzeugen, dessen Frequenz sich wie folgt verändert. Zunächst hat die Frequenz für eine festgesetzte
Zeitperiode konstant zu sein. Danach hat die Frequenz linear zur
Zeit anzusteigen, bis zu einer maximalen Frequenz. Schließlich ist
die Frequenz linear zur Zeit zu verringern, von der maximalen Frequenz
herunter zu dem ursprünglichen
Frequenzpegel.
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Diese Frequenzveränderung wird verwendet beim
Modulieren des Signals, welches von der Radarantenne ausgesendet
wird. Das ausgesendete Signal wird von dem Ziel reflektiert und
dann von der Radarantenne empfangen. Durch Beobachten der Veränderung
in den Frequenzdifferenzen zwischen dem ausgesendeten Signal und
dem empfangenen Signal, kann die Entfernung zum Ziel und die Geschwindigkeit
des Ziels erhalten werden. Um eine hohe Genauigkeit bei den Messungen
der Zielentfernung zu erhalten, und um eine wirksame Unterdrückung von
Bodenechos zu erhalten, wird eine sehr gute Linearität bzgl.
der Frequenzveränderungen
benötigt.
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Eine weitere solche Anwendung ist
eine Testeinrichtung zur spektralen Analyse. Bei einer solchen Analyse
besteht das Ziel darin, die spektrale Zusammensetzung eines Testsignals
aufrechtzuerhalten. Dies wird erreicht durch Mischen des Testsignals
mit einem oszillierenden Referenzsignal, dessen Frequenz sich linear
zur Zeit verändert.
Durch das Mischen wird ein neues Signal erhalten, und dieses neue
Signal wird durch einen schmalen Bandpassfilter durchgelaufen.
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Es kann gezeigt werden, dass das
Ausgangssignal des Bandpassfilters ein Signal ist, welches unverzögert mit
einer Frequenz oszilliert, welche gleich ist der Differenz zwischen
der Referenzsignalfrequenz und der Mittenfrequenz des Bandpassfilters.
Es kann ebenfalls gezeigt werden, dass das Ausgangssignal von dem Bandpassfilter
einen unverzögerten
Spitzenwert hat, welcher proportional ist zu dem Wert von der Fouriertransformation
des Testsignals, bei einer Frequenz, welche gleich ist der Differenz
zwischen der Referenzsignalfrequenz und der Mittenfrequenz des Bandpassfilters.
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Der Wert der Fouriertransformation
des Testsignals als eine Funktion der Frequenz kann einfach durch die
Verwendung eines Oszilloskops dargestellt werden. Um dies durchzuführen, wird
das Ausgangssignal des Bandpassfilters zunächst einem Spitzenwertdetektor
zugeführt
und danach wird das Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors dem
Oszilloskop zugeführt.
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Die Beziehung zwischen der Frequenz
und der Steuerspannung in einem spannungsgesteuerten Oszillator
ist gewöhnlich
nicht völlig
linear. Dies gestaltet es schwieriger, einen Frequenz-Sweep zu erzeugen, dessen
Frequenz sich linear zur Zeit verändert. Wenn die Beziehung zwischen
der Steuerspannung und der Frequenz linear war, war das Ergebnis
ein linearer Frequenz-Sweep, wenn die Steuerspannung, welche dem Oszillator
zugeführt
wurde, eine lineare war, bzgl. der zeitveränderlichen Spannung, eine Sägezahnspannung, und
eine solche Sägezahnspannung
ist relativ einfach zu erzeugen.
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Um ein Oszillatorsignal zu erzeugen,
dessen Frequenz sich bzgl. zur Zeit auf eine gewünschte Weise verändert, unter
Verwendung eines spannungsgesteuerten Oszillators, muss sich die
Steuerspannung daher auf eine eher komplizierte Weise zur Zeit verändern. Die
Veränderung
in der Steuerspannung wird teilweise bestimmt durch die gewünschten
Frequenzveränderungen,
und teilweise durch die Beziehung zwischen Frequenz und Steuerspannung
in dem spannungsgesteuerten Oszillator.
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Es ist natürlich möglich, die Korrelation zwischen
Frequenz und Steuerspannung zu messen und mit dieser Korrelation
einen Steuerspannungsgenerator aufzubauen, welcher eine Steuerspannung
erzeugt, welche das gewünschte
Ergebnis gibt. Um eine hohe Leistung zu erhalten, beispielsweise
bei einer Radaranwendung, wird eine sehr genaue Abbildung der Korrelation
zwischen Frequenz und Steuerspannung benötigt, die Genauigkeit kann
oft im Bereich von Tausenden von Meßwerten sein.
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Eine weitere Schwierigkeit ist, dass
die Korrelation zwischen der Frequenz und der Steuerspannung im
allgemeinen von der Umgebungstemperatur abhängig ist. Dies bedeutet, dass
die Messungen fortgesetzt werden müssen, wenn sich die Temperatur änderte alternativ
haben Meßwerte
gespeichert zu werden, welche die Korrelation zwischen Frequenz
und Steuerspannung an einer großen
Anzahl von Temperaturen beschreiben. Die erste Alternative benötigt viel
Zeit. Die zweite Alternative benötigt
eine größere Speichermenge,
und da sich die Korrelation zwischen der Steuerspannung und der
Frequenz ebenfalls ändert,
da die Oszillatorkomponenten altern, haben die Messungen zu regelmäßigen Zeitintervallen
wiederholt zu werden.
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Um diese Probleme zu umgehen, wird
irgendeine Form von einer geschlossenen Steuerungssequenz des Oszillatorsignals
verwendet. Bei einer solchen Art von Steuerungssequenz wird im allgemeinen
ein Fehlerhinweissignal erzeugt, welches auf irgendeine Weise die
Ableitung der tatsächlichen
Veränderung
des Oszillatorsignals, verglichen mit der gewünschten Veränderung des Oszillatorsignals
angibt. Das Fehlerhinweissignal wird verwendet, um ein Korrektursignal
zu erzeugen, welches wiederum zur Modifizierung des Steuersignals
verwendet wird, welches dem Oszillator zugeführt wird, derart, dass der
Oszillator ein Oszillatorsignal aussendet, dessen Veränderung
nach verstreichender Zeit der gewünschten Veränderung entspricht.
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Mehrere Verfahren, welche beschreiben,
wie die Frequenz eines frequenzgesteuerten Oszillators zu steuern
ist, derart, dass sich die Frequenz zur Zeit auf eine gewünschte Weise
verändert,
können
in der Patentliteratur gefunden werden.
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In der US,A,4129832 wird beschrieben,
dass es das Ziel ist, eine lineare Frequenzveränderung eines spannungsgesteuerten
Oszillators auszuführen.
Dies wird ausgeführt
durch die Kalibrierung eines Steuersignals. Das Steuersignal wird
durch sukzessive D/A-Umwandlung von Werten erhalten, welche in einem RAM-Speicher
gespeichert sind, durch Integration von den Werten von der D/A-Umwandlung
und durch Zuführen
des Ergebnisses von der Integration in der Form eines Steuersignals
an den spannungsgesteuerten Oszillator.
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Um einen linearen Sweep zu erhalten,
haben die Werte in dem RAM-Speicher kalibriert zu werden, wobei
bei der Kalibrierung wie folgt vorgegangen wird. Das Oszillatorsignal
wird mit einer davon zeitverzögerten
Version gemischt, wobei das Ergebnis von dieser Mischung tiefpassgefiltert
wird. Das resultierende Signal nimmt eine Frequenz an, welche hauptsächlich proportional
ist zu der Frequenzsteigung – d.
h. der Frequenzänderung
pro Sekunde – in
dem Oszillatorsignal. Dieses Signal, dessen Frequenz abhängt von
der Frequenzsteigung, wird auf einem Oszilloskop verglichen mit
einem Signal, welches eine konstante Frequenz hat, entsprechend
der gewünschten
Frequenzsteigung von dem Sweep. Die Werte in dem RAM-Speicher werden
manuell eingestellt, bis die zwei Kurven auf dem Schirm des Oszilloskops übereinstimmen.
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Ein Nachteil dieses Verfahrens ist,
dass das Verfahren manuell ist. Bei einem System, welches hohe Anforderungen
an Linearität
in den Frequenzveränderungen
hat, muss die Kalibrierung automatisch gemacht werden.
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In der US,A,5172123 ist es das Ziel,
eine lineare Frequenzveränderung
von einem spannungsgesteuerten Oszillator zu erhalten. Es kann zu
einem gewissen Umfang gesagt werden, dass der in dieser Patentveröffentlichung
beschriebene Kern darin besteht, eine Automatisierung des in der
obigen Patentveröffentlichung beschriebenen
Verfahrens zu erhalten.
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Es wird ein Detektorsignal auf ähnliche
Weise wie in der oben erwähnten
Patentveröffentlichung
erzeugt, dessen Detektorsignalfrequenz hauptsächlich proportional ist zu
der Frequenzsteigung des Oszillatorsignals. Das Detektorsignal wird
durch einen Nulldurchgang-Detektor (zero crossing detector) analysiert,
welcher einer Rechteckwelle erzeugt, dessen Nulldurchgänge simultan
sind zu den Nulldurchgängen
des Detektorsignals. Die Rechteckwelle wird verwendet, um zwei Zähler zu
steuern, welche, wenn sie aktiviert werden, die Anzahl von Pulsen
zählen,
welche mit einer festen Frequenz erzeugt werden. Die Anzahl an gezählten Pulsen
wird ein Hinweis von der Frequenzsteigung des Oszillatorsignals.
Ein gewünschter
Wert, welcher der Anzahl an Pulsen entspricht, welche der Zähler zählen würde, wenn
das Oszillatorsignal die gewünschte
Frequenzsteigung vorbringt, wird von der Anzahl von Pulsen abgezogen,
wobei ein zeitdiskretes Fehlerhinweissignal erhalten wird.
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Die Korrekturwerte, welche in einem
RAM-Speicher gespeichert sind, werden sukzessive D/A konvertiert,
und das Ergebnis der D/A-Umwandlung wird integriert. Das Ergebnis
der Integration wird nach Verstärkung
als ein Steuersignal dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt.
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Jeder wert des zeitdiskreten Fehlerhinweissignals
wird addiert zu einem entsprechenden Korrekturwert, welcher von
dem RAM-Speicher hergeleitet wird. Der resultierende Wert der Addition
wird gespeichert an der Stelle der Korrekturwerte in dem RAM-Speicher,
wodurch ein neuer verbesserter Korrekturwert erhalten wird, welcher
in der nächsten
Steuerungssequenz von den Frequenzveränderungen verwendet wird.
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Ein Nachteil dieses Verfahrens besteht
darin, dass es eine recht große
Anzahl an komplizierten elektronischen Bauteilen bedarf.
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In der US,A,4647873 ist das beschriebene
Ziel, eine lineare Frequenzveränderung
eines spannungsgesteuerten Oszillators zu erhalten. Zu diesem Zweck
wird eine Schaltung verwendet zur Steuerung von Phase oder Frequenz
des Oszillatorsignals. Die Schaltung enthält einen spannungsgesteuerten
Oszillator, ein Fehlermeßsystem,
ein adaptives Korrektursystem und einen Steuerspannungserzeuger.
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Der Fehler in Bezug auf Phase oder
Frequenz, welcher durch das Fehlermeßsystem gemessen wird, wird
zur Korrektur der von dem Steuererzeuger erzeugten Steuerspannung
verwendet, welche zur Steuerung des Oszillators verwendet wird.
Diese Korrektur wird teilweise in einer Breitbandschleife und teilweise
in einer adaptiven Schleife gemacht. Die Breitbandschleife wird
verwendet zur Korrektur von schnell veränderlichen Zufallsfehlern,
und die adaptive Schleife wird verwendet zur Korrektur von langsam
veränderlicher
Nicht-Linearität
in dem spannungsgesteuerten Oszillator, beispielsweise hervorgerufen
durch Temperaturveränderungen.
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In der Breitbandschleife wird das
Fehlersignal direkt zur Korrektur von dem Steuersignal verwendet, einfach
durch Addieren des Fehlersignals zu dem Steuersignal von dem Steuerspannungserzeuger.
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In der adaptiven Schleife wird das
Fehlersignal gemäß dem Folgenden
verwendet. Das Fehlersignal wird an vorbestimmten Zeitpunkten abgetastet
und A/D umgewandelt. Die Korrekturwerte, welche aus einem RAM-Speicher
aufgerufen werden, werden teilweise zu den A/D umgewandelten Fehlersignalen
addiert. Dieser Prozeß wird
in dem Dokument als „fading
memory"(Speicherschwund)-Prozeß genannt,
und wird mit dem Ziel verwendet, ein stabiles System zu erhalten.
Das Ergebnis von dem „fading
memory"-Prozeß, an einem bestimmten
Abtastzeitpunkt, wird an derselben Speicherstelle gespeichert, an
der der entsprechende Wert für die entsprechenden
Abtastzeitpunkte gespeichert war, und wird daher in dem Prozeß als ein
neuer Korrekturwert für
den entsprechenden Abtastzeitpunkt in dem nächsten Sweep verwendet.
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Der Korrekturwert, welcher zu einem
gegebenen Abtastzeitpunkt aus dem RAM-Speicher aufgerufen wird,
zur Verwendung in dem „fading
memory"-Prozeß, wird
ebenfalls verwendet, um das Steuersignal für den Oszillator zu korrigieren.
Der Korrekturwert wird D/A umgewandelt, das Ergebnis der Umwandlung
der D/A-Umwandlung wird tiefpassgefiltert, und wird danach als ein
Korrektursignal verwendet, welches zu dem Steuersignal von dem Steuerspannungserzeuger
addiert wird.
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Dieses Verfahren hat einen Nachteil
darin, dass das Fehlersignal basiert auf Abweichungen in Phase oder
Frequenz. Beim Erzeugen einer linearen Frequenzveränderung
muss ein zeitabhängiger
gewünschter Wert
erzeugt werden, welcher höhere
Anforderungen an Zeitpräzision
und Präzision
in dem Fehlermeßsystem hat.
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Beschreibung
der Erfindung
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Es ist ein Ziel der Erfindung, auf
wirksame Weise das Problem einer Beaufsichtigung und Steuerung eines
Oszillatorsignals eines steuerbaren Oszillators, beispielsweise
ein VCO, auf eine solche Weise zu lösen, dass die Frequenz des
Oszillators so gemacht wird, dass sie sich auf eine vorbestimmte
Weise mit der Zeit verändert;
es muss besonders in dieser Betrachtung möglich sein, mit hoher Genauigkeit
die Frequenz linear in Bezug zur Zeit zu verändern.
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Das Problem kann im allgemeinen gemäß dem Folgenden
gelöst
werden. Es wird ein Korrektursignal erzeugt. Das Korrektursignal
wird erzeugt in einer Steuerungsschleife, und wird verwendet, um
das Steuersignal zu modifizieren, welches den Oszillator steuert.
In der Steuerungsschleife wird eine zeitdiskrete Darstellung einer
sekundären
Phase erzeugt, die zeitdiskrete Darstellung stellt die sekundäre Phase
an einer Anzahl von Zeitpunkten dar. Die sekundäre Phase ist derart, dass die
Frequenz, welche der sekundären
Phase entspricht, gleich der Differenz ist zwischen der Oszillatorsignalfrequenz
und einer konstanten Frequenz. In der Steuerungsschleife wird ein
zeitdiskretes Annäherungssignal
aus der zeitdiskreten Darstellung von der sekundären Phase erzeugt. Die Signalwerte
des zeitdiskreten Annäherungssignals,
welches unterschiedlichen Zeitpunkten entspricht, stellt Annäherungen
zu der zweiten Ableitung dar, mit Bezug zur Zeit (zweite Zeitableitung), von
der sekundären
Phase an den unterschiedlichen Zeitpunkten. Die zweite Zeitableitung
der sekundären Phase
hängt mit
der tatsächlichen
Frequenzsteigung des Oszillatorsignals zusammen. Das zeitdiskrete
Annäherungssignal
enthält
somit Information, bezüglich
der tatsächlichen
Frequenzsteigung des Oszillatorsignals. Es wird ein zeitdiskretes
Fehlerhinweissignal in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Annäherungssignal
erzeugt. Das zeitdiskrete Fehlerhinweissignal zeigt die Ableitung
von der tatsächlichen
Frequenzsteigung des Oszillatorsignals an, wie verglichen zu der
gewünschten
Frequenzsteigung. In der Steuerschleife wird das Korrektursignal
in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Fehlerhinweissignal erzeugt. Die Steuerschleife
kann adaptiv sein, wobei Daten, welche in einer Steuerungssequenz
erzeugt werden, in der nächsten
Steuerungssequenz verwendet werden. Das Ziel von der Erfindung ist
somit, dass zeitdiskrete Annäherungssignal
zur Bestimmung der Oszillatorsignal-Frequenzsteigung zu verwenden, und eine
Steuerungssequenz in einer geschlossenen Schleife zur Steuerung
des Oszillators zu verwenden, um die Oszillatorsignalfrequenz zu
steuern, derart, dass sich diese Frequenz zur Zeit auf eine vorbestimmte
Weise verändert,
und dass die Erfindung Verfahren und Vorrichtungen für diese
Zwecke enthält.
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Dieses Problem wird genauer gemäß dem Folgenden
gelöst.
In der Steuerungsschleife wird das Oszillatorsignal quadraturdemoduliert.
Bei der Quadraturdemodulation des Oszillatorsignals wird ein erstes
Quadratursignal erzeugt, welches die sekundäre Phase und ein zweites Quadratursignal
hat, welches eine Phase von π/2
von der sekundären
Phase hat. Das erste und das zweite Quadratursignal (In-Phase und
Quadraturphase) werden an einer Anzahl von Zeitpunkten A/D-umgewandelt, wodurch
ein zeitdiskretes erstes Quadratursignal (In-Phase) und ein zeitdiskretes
zweites Quadratursignal (Quadraturphase) erzeugt werden. Das zeitdiskrete
erste Quadratursignal bildet, verbunden mit dem zeitdiskreten zweiten
Quadratursignal, die zeitdiskrete Darstellung von der sekundären Phase.
In Abhängigkeit
von den zeitdiskreten Quadratursignalen wird ein zeitdiskretes Differentialsignal
erzeugt, welches die ersten Unterschiede von der sekundären Phase
zwischen unterschiedlichen Zeitpunkten darstellt. In Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Differentialsignal wird das zeitdiskrete Annäherungssignal
erzeugt, derart, dass es zweite Unterschiede von der sekundären Phase
zwischen unterschiedlichen Zeitpunkten darstellt. Bei einer adaptiven
Steuerungssequenz von dem Oszillator wurden eine Anzahl von gespeicherten
Korrekturwerten, welche im allgemeinen erzeugt werden an einer vorangehenden
Steuerungssequenz von dem Oszillator, in einem Speicher gespeichert.
In Abhängigkeit
von den gespeicherten Korrekturwerten und dem zeitdiskreten Fehlerhinweissignal,
werden in der Steuerungsschleife neue Korrekturwerte erzeugt. Die
Erzeugung von den neuen Korrekturwerten kann hiermit gemacht werden
durch Erzeugung von jeweils einem ersten und einem zweiten zeitdiskreten
Tiefpasssignal, durch zeitdiskrete Tiefpassfilterung, jeweils von
dem zeitdiskreten Fehlerhinweissignal und den gespeicherten Korrekturwerten,
wobei die neuen Korrekturwerte erzeugt werden in Abhängigkeit
von dem ersten und dem zweiten zeitdiskreten Tiefpasssignal. Die
neuen Korrekturwerte können
die gespeicherten alten Korrekturwerte ersetzen. Die neuen Korrekturwerte
werden D/A-umgewandelt, und das Ergebnis von D/A-Umwandlung bildet
das Korrektursignal.
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Die Erfindung bringt, neben dem Lösen des
oben erwähnten
Problems, die folgenden Vorteile. Pro primo ist die zu dem Problem
von der Erfindung angebotene Lösung
vergleichsweise einfach und stellt Möglichkeiten für eine wirksame
und genaue Signalbehandlung bereit. Zweitens verwendet die Erfindung
ein Fehlerhinweissignal, welches basiert auf einer Ableitung der
tatsächlichen
Frequenzsteigung von einer gewünschten Frequenzsteigung,
welches die Steuerung von einer linearen Frequenzveränderung
vereinfacht, da die gesetzte Werteinformation in einem solchen Fall
unabhängig
von der Zeit ist.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 zeigt
eine offene Steuerungssequenz von einem spannungsgesteuerten Oszillator
gemäß dem Stand
der Technik.
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2 zeigt
einen Kurvenverlauf, welcher beispielhaft eine Korrelation zwischen
der Frequenz und der Steuerspannung in einem spannungsgesteuerten
Oszillator erläutert.
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3 zeigt
einen Kurvenverlauf, welcher beispielhaft eine gewünschte Frequenzveränderung
von einem spannungsgesteuerten Oszillator erläutert.
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4 zeigt
einen Kurvenverlauf, welcher beispielhaft erläutert, wie sich die Steuerspannung
mit der Zeit verändern
sollte, um eine gewünschte
Frequenzveränderung
von dem spannungsgesteuerten Oszillator zu geben.
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5 zeigt
einen geschlossenen Steuerungsablauf von einem spannungsgesteuerten
Oszillator gemäß dem Stand
der Technik.
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6 zeigt
ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform von dem Steuerungsablauf
von einem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß der vorliegenden Erfindung
darstellt.
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7 zeigt
ein Beispiel einer gewünschten
Frequenzveränderung
von einem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß der vorliegenden Erfindung.
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8 zeigt
ein Ablaufdiagramm, welches die Verfahrensschritte zusammenfaßt, welche
einbezogen sind in der Steuerung von einem steuerbaren Oszillator
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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9 zeigt
eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Oszillatorsignals, welches
eine vorbestimmte Frequenzveränderung
hat, gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Bevorzugte Ausführungsformen
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In 1 wird
gezeigt, wie ein offener Steuerungsablauf für einen spannungsgesteuerten
Oszillator 1 – ein
VCO – grundlegend
ausgeführt
werden kann, gemäß dem Stand
der Technik.
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Der Oszillator 1 in 1 wird gesteuert durch ein
Steuersignal, in der Form von einer Spannung, welche sich mit der
Zeit verändert
V(t) und in Abhängigkeit
von dem Steuersignal V(t) ein Oszillatorsignal cos(Φ(t)) erzeugt.
Hierbei stellt Φ(t)
die Phase des Oszillatorsignals cos(Φ(t)) dar. Das Steuersignal
V(t) wird durch einen Steuersignalerzeuger 3 erzeugt.
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Die Frequenz f(t) des Oszillatorsignals
cos(Φ(t))
und die Frequenzsteigung μ(t) – welche
Variablen sind, welche unten verwendet werden, werden durch die
unteren Beziehungen bestimmt
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Die Punkte weisen, wie allgemein üblich, auf
eine Ableitung bzgl. zur Zeit hin.
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Das Oszillatorsignal cos(Φ(t)) Frequenz
f(t), ist abhängig
von dem Steuersignal V(t), und wie oben erwähnt, kommt oft das Bedürfnis auf,
den Oszillator 1 auf eine solche Weise zu steuern, dass
dessen Frequenz f(t) sich auf eine bestimmte gewünschte Weise zur Zeit verändert.
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In 3 ist
schematisch ein Beispiel von einer solchen gewünschten Frequenzveränderung
fD(t) gezeigt. Wie gezeigt, ist es der Wunsch,
dass die Frequenz f(t) sich linear mit Bezug zur Zeit verändern sollte, woraus
natürlich
folgt, dass die gewünschte
Frequenzsteigung ein konstanter Wert μ0 ist.
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In 2 ist
schematisch die Korrelation zwischen dem Steuersignal V und der
Oszillatorsignalfrequenz f gezeigt. Bei einem idealen Oszillator
sollte diese Korrelation gänzlich
linear sein. Der Oszillator 1 in 1 ist jedoch ein nicht idealer Oszillator,
und die Korrelation, welche in 2 gezeigt
ist, ist nicht linear. Dies stellt jedoch einige Probleme dar, da
dem Oszillator 1 ein Steuersignal V(t) zugeführt werden
muss, welches die gewünschte
Frequenzveränderung
fD(t) geben wird.
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In 4 ist
schematisch das Steuersignal Vd(t) gezeigt,
welches die gewünschte
fD(t) gibt. Das Steuersignal Vd(t)
wird eher kompliziert, da es, wie in 4 angezeigt,
sowohl in Bezug zu den gewünschten
Frequenzveränderungen
fD(t), als auch der Korrelation zwischen
dem Steuersignal V und der Frequenz f des Oszillators 1 erzeugt
werden muss.
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Die Korrelation zwischen dem Steuersignal
V und der Frequenz f wird, wie bereits erwähnt, durch die Umgebungstemperatur
beeinflusst. Dies gestaltet es schwierig, mit hoher Genauigkeit
eine offene Steuerungssequenz eines VCO durchzuführen, welcher im allgemeinen
zu der Verwendung einer bestimmten Art von geschlossener Steuerungssequenz
führt.
In 5 ist gemäß dem Stand
der Technik gezeigt, wie eine solche Steuerungssequenz im allgemeinen
durchgeführt
werden kann.
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In 5 ist
gezeigt, wie einem spannungsgesteuerten Oszillator 5 ein
Steuersignal in der Form einer Spannung V(t) zugeführt wird.
Die Steuerspannung V(t) wird durch einen Steuersignalerzeuger 7 erzeugt,
wobei der Erzeuger ebenfalls ein Korrektursignal K(t) empfängt. Der
Steuersignalerzeuger 7 modifiziert das Steuersignal V(t)
in Abhängigkeit
von dem empfangenen Korrektursignal K(t), um die Oszillatorsignalfrequenz
zu veranlassen, dass sie sich auf die gewünschte Weise fD(t)
zur Zeit verändert.
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In 5 wird
das Korrektursignal K(t) gemäß dem Folgenden
in einer Steuerschleife erzeugt.
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Das Oszillatorsignal cos(Φ(t)) wird
gemessen und ein Fehlermeßsystem 9 erzeugt
ein Fehlerhinweissignal e in Abhängigkeit
von dem gemessenen Oszillatorsignal cos(Φ(t)). Das Fehlerhinweissignal
e in 5 zeigt die Ableitung
des Oszillatorsignals cos(Φ(t))
von der Frequenzsteigung μ(t)
von der gewünschten
Frequenzsteigung μD an. In 5 kann
die Information über
die gewünschte
Frequenzsteigung μD in einem Sollwert B gefunden werden, welcher
dem Fehlermeßsystem 9 zugeführt wird.
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Es gibt ebenfalls die Möglichkeit,
ein Fehlerhinweissignal zu verwenden, welches die Ableitung einer gewünschten
Phase Φ(t)
oder einer gewünschten
Frequenz fD(t) angibt.
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In 5 kann
ferner gesehen werden, dass das Fehlerverarbeitungssystem 11 das
Korrektursignal K(t) in Abhängigkeit
von dem Fehlerhinweissignal e erzeugt. Das Fehlerverarbeitungssystem 11 kann
auf unterschiedliche Wege realisiert werden. Das Fehlerverarbeitungssystem 11 kann
in seiner einfachsten Form mehr oder weniger direkt das Fehlerhinweissignal
e als ein Korrektursignal K(t) an den Signalerzeuger 7 übertragen.
Ein eher fortgeschritteneres Fehlerverarbeitungssystem 11 kann
adaptiv sein, wobei das System Daten derart speichern kann, dass
das System jedes Mal, wenn die Erzeugung der gewünschten Frequenzveränderung
fD(t) versucht wird, es erfolgreicher sein
wird, indem Daten aus früheren
Versuchen verwendet werden.
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Die vorliegende Erfindung wird nun
beschrieben mit Bezug auf 6 bis 9.
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In 6 zeigt
ein Blockdiagramm eine geschlossene und adaptive Steuerungssequenz
der Frequenz f(t) eines Oszillatorsignals cos(Φ(t)) eines spannungsgesteuerten
Oszillators 13, gemäß der vorliegenden
Erfindung. Das Blockdiagramm in 6 sollte
in erster Weise als eine Beschreibung des verfahrensseitigen Aufbaus
der Erfindung gesehen werden, sogar obwohl das Blockdiagramm natürlich in
einigen Teilen angesehen werden kann als Angabe möglicher
konstruktiver Lösungen.
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In 6 empfängt der
spannungsgesteuerte Oszillator 13 ein Steuersignal in der
Form einer sich verändernden
Spannung V(t). Der Oszillator 13 erzeugt ein Oszillatorsignal
cos(Φ(t)),
dessen Frequenz f(t) von dem empfangenen Steuersignal V(t) abhängt.
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In 6 wird
das Steuersignal V(t) erzeugt durch Addieren einer Spannung U0 17 mit
einem Korrektursignal K(t), wobei die, durch die Addition empfangene,
addierte Signalsumme integriert wird 15. Das Ergebnis von
der Integration 15 wird dem Oszillator 13 als
das Steuersignal V(t) zugeführt.
Das Steuersignal V(t) wird somit immer konstant modifiziert, in
Abhängigkeit
von dem Korrektursignal K(t). Die Spannung U0 bestimmt die nominale
Steigung von dem Steuersignal V(t) und der Wert von U0 wird derart
gewählt,
dass die nominale Steigung des Steuersignals einen geeigneten wert
annimmt.
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In 7 ist
die gewünschte
Frequenzveränderung
fD(t) gezeigt. Die Frequenz f(t) des Oszillators 13 hat
derart gesteuert zu werden, dass sie sich während einer Zeitperiode τ linear zur
Zeit verändert.
Die gewünschte
lineare Frequenzveränderung
entspricht fD(t) an einer gewünschten
Frequenzsteigung μD.
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Manchmal kann die gewünschte Frequenzveränderung
derart sein, dass sie mehrere Zeitperioden enthält, während der sich die Frequenz
linear in Bezug zur Zeit verändern
sollte, wobei die gewünschte
Frequenzsteigung, welche den unterschiedlichen Zeitperioden entspricht,
unterschiedlich sein kann. Die vorliegende Erfindung kann unter
solchen Umständen
natürlich
verwendet werden, um die Frequenzveränderungen für eine optionale Anzahl dieser
Zeitperioden zu steuern.
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In der Ausführungsform gemäß 6 sollte das Korrektursignal
K(t) somit derart erzeugt werden, dass das Steuersignal V(t) auf
eine solche Weise modifiziert wird, dass die gewünschte Frequenzveränderung fD(t) ausgeführt wird. Die Erzeugung des
Korrektursignals wird in einer in 6 gezeigten
Steuerschleife gemacht, welche unten beschrieben wird.
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Die Steuerschleife in 6 beginnt mit einer Quadraturdemodulation
des Oszillatorsignals cos(Φ(t)). Bei
der Quadraturdemodulation des Oszillatorsignals cos(Φ(t)) werden
ein erstes Quadratursignal I(t) (das In-Phase-Signal) und ein zweites
Quadratursignal Q(t) (das Quadraturphase-Signal) erzeugt. Der Phasenversatz von
den zwei Quadratursignalen I(t) und Q(t) beträgt π/2.
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Die Quadraturdemodulation in 6 beginnt durch Messen des
Oszillatorsignals cos(Φ(t)).
In 6 wird angezeigt,
dass die Messung mittels eines Kopplers 19 durchgeführt wird,
jedoch kann die Messung natürlich
auch durch andere Mittel durchgeführt werden.
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Die Quadraturdemodulation des Oszillatorsignals
cos(Φ(t))
in 6 fährt fort,
indem das Oszillatorsignal cos(Φ(t))
in einen ersten Teil und einen zweiten Teil getrennt wird, wobei
der erste Teil und der zweite Teil von gleicher Größe sind.
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Das In-Phase-Signal I(t) wird erzeugt
durch Multiplizieren 21 des ersten Teils von dem gemessenen Oszillatorsignal
cos(Φ(t))
mit einem ersten harmonisch oszillierenden Signal 2cos(ω0t), wobei das Ergebnis von der Multiplikation 21 tiefpassgefiltert
27 wird. Das erste harmonisch oszillierende Signal 2cos(ω0t) oszilliert mit einer konstanten Frequenz ω0/2π.
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Das Quadraturphasesignal Q(t) wird
auf eine ähnliche
Weise erzeugt, durch Multiplizieren 23 des zweiten Teils
von dem gemessenen Oszillatorsignal cos(Φ(t)) mit einem zweiten harmonisch
oszillierenden Signal –2sin(ω0t), wobei das Ergebnis von der Multiplikation
tiefpassgefiltert 25 wird. Das zweite harmonisch oszillierende Signal –2sin(ω0t) bringt dieselben Spitzenwerte und dieselbe
Frequenz wie das erste harmonisch oszillierende Signal 2cos(ω0t) hervor; die Phase des zweiten harmonisch
oszillierenden Signals –2sin(ω0t) eilt jedoch um π/2 der Phase des ersten harmonisch
oszillierenden Signals 2cos(ω0t) vor.
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In 6 werden
das erste und das zweite harmonisch oszillierende Signal als 2cos(ω0t) und –2sin(ω0t) angezeigt. Der Spitzenwert Zwei und der
absolute Phasenversatz wurden so gewählt, um die Beschreibung zu
vereinfachen, und diese getroffenen Wahlen sollten nicht als Beschränkungsangaben
von der Erfindung verstanden werden.
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In 7 ist
die gewünschte
Frequenzveränderung
fD(t) auf einem relativ hohen Basispegel
fb. Die Änderungen
in der Frequenz f(t) des Oszillatorsignals cos(Φ(t)), welche während des
Steuerungsablaufes auftreten, sind klein im Vergleich zu diesem
Basispegel fb. Die Frequenz ω0/2π von
dem ersten und dem zweiten harmonisch oszillierenden Signal 2cos(ω0t) und –2sin(ω0t) wurde derart gewählt, dass sie in demselben
Bereich ist, wie der Basispegel fb. Unter
diesem Hintergrund erschien es praktisch, die Oszillatorsignalphase
wieder zu formulieren als
Φ(t)
= ω0t + θ(t) (3)
-
Dies führt eine sekundäre Phase θ(t) ein.
Bei dieser sekundären
Phase gleicht die Frequenz
(t)/2π, welche der sekundären Phase θ(t) entspricht,
der Differenz zwischen der Oszillatorfrequenz f(t) und der konstanten
Frequenz ω
02π von
dem ersten und dem zweiten harmonisch oszillierenden Signal 2cos(ω
0t) und –2sin(ω
0t). Es ist unmittelbar offensichtlich, dass
gilt
-
Gemäß dem was zuvor gesagt wurde,
muss auch das Folgende gültig
sein.
-
-
Wenn der erste Teil von dem gemessenen
Oszillatorsignal cos(θ(t))
multipliziert wird 21 mit dem ersten harmonisch oszillierenden Signal
2cos(ω0t), ergibt sich unter Verwendung von der
Gleichung (3) das Folgende, 2cos(ω0t)cos(ω0t + θ)
= cos(θ)
+ cos(θ)cos(2ω0t) – sin(θ)sin(2ω0t) (6)
-
Wenn der zweite Teil von dem gemessenen
Oszillatorsignal cos(θ(t))
multipliziert wird 23 mit dem zweiten harmonisch oszillierenden
Signal –2sin(w0t), ergibt sich entsprechend das Folgende –2sin(ω0t)cos(ω0t + θ)
= sin(θ) – cos(θ)sin(2ω0t) – sin(θ)cos(2ω0t) (7)
-
Beim Tiefpassfiltern 25 und 27 der
Signale gemäß den Gleichungen
(6) und (7) werden die sich am schnellsten verändernden Terme herausgefiltert,
und es werden im wesentlichen nur die ersten Terme auf der rechten
Seite der Gleichungen (6) und (7) verbleiben. Das In-Phase-Signal
I(t) und das Quadratur-Phase-Signal Q(t) kann somit geschrieben
werden als: I (t)
= cos(θ(t)) (8) Q (t) = sin(θ(t)) (9)
-
Die Phase von dem In-Phase-Signal
I(t) ist, wie gesehen werden kann, die sekundäre Phase θ(t). Das In-Phase-Signal I(t)
und das Quadratur-Phase-Signal Q(t) bringen dieselbe Frequenz vor,
jedoch ist die Phase von dem Quadratur-Phase-Signal Q(t) um π/2 von der Phase des In-Phase-Signals
I(t) getrennt.
-
Die Steuerschleife in 6 fährt mit A/D-Umwandlung des
In-Phase-Signals
I(t) und des Quadratur-Phase-Signals Q(t) fort 31 und 29.
-
Die A/D-Umwandlung 31 und 29 tritt
aufeinanderfolgend an einer Anzahl von Zeitpunkten tk;
k = 0, 1, ..., N während
der Zeitperiode τ auf,
während
der der Steuerungsablauf von der Oszillatorfrequenz f(t) dazu neigt,
durchgeführt
zu werden. In 7 sind
einige der Zeitpunkte tk angezeigt. Aus 7 ist offensichtlich, dass
die erste Zeitposition t0 im wesentlichen übereinstimmt
mit dem Beginn von der Zeitperiode τ, und dass der letzte Zeitpunkt
tN im wesentlichen übereinstimmt mit dem Ende der
Zeitperiode τ.
Aus 7 ist ebenfalls offensichtlich,
dass der Zeitunterschied zwischen zwei aufeinanderfolgenden Zeitpunkten
von der in 6 gezeigten
Ausführungsform
ein konstantes Zeitintervall T ist.
-
In der folgenden Beschreibung wird
von einer Anzahl von zeitdiskreten Signalen gesprochen; wenn auf
diese zeitdiskreten Signale Bezug genommen wird, wird der Suffix
k verwendet, und wenn Bezug genommen wird auf irgendeinen Signalwert
von diesen zeitdiskreten Signalen, wird der Suffix n oder ein anderer
Suffix verwendet.
-
Die A/D-Umwandlung 31 des
In-Phase-Signals I(t) verursacht, dass ein zeitdiskretes In-Phase-Signal Ik; k = 0, 1, ..., N erzeugt wird, und auf
die entsprechende Weise verursacht die A/D-Umwandlung des Quadratur-Phase-Signals
Q(t), dass ein zeitdiskretes Quadratur-Phase-Signal Qk;
k = 0, 1, ..., N erzeugt wird. Unter Verwendung der Gleichungen
(8 ) und (9) wird man herausfinden, dass zu einem gegebenen
Zeitpunkt tn der Signalwert In des
zeitdiskreten In-Phase-Signals und der Signalwert Qn des
zeitdiskreten Quadratur-Phase-Signals, welche dem Zeitpunkt tn entsprechen, geschrieben werden können als: In =
cos(θn) (10) Qn =
sin(θn) (11) wobei θn = θ(tn) (12)
-
Zu einem gegebenen Zeitpunkt tn bilden der Signalwert In des
zeitdiskreten In-Phase-Signals in Kombination mit dem Signalwert
Qn des zeitdiskreten Quadratur-Phase-Signals
eine Darstellung von der sekundären
Phase θn an dem Zeitpunkt tn.
Dass die zwei Signalwerte In und Qn eine Darstellung von der sekundären Phase θn bilden, ist hier so zu verstehen, dass
die sekundäre
Phase θn direkt berechnet werden kann (mit Ausnahme
für ein
willkürliches
Vierfaches von 2π)
aus den Signalwerten In und Qn.
-
Die Quadraturdemodulation des gemessenen
Oszillatorsignals cos(Φ(t))
leistet somit einen doppelten Nutzen; einerseits werden Signale
I(t) und Q(t) mit langsameren Veränderungen zur Zeit erhalten,
welches die A/D-Umwandlungen 31 und 29 vereinfacht,
und andererseits wird eine direkte Darstellung von der sekundären Phase θn erhalten.
-
In
6 fährt die
Steuerschleife durch Erzeugen eines ersten zeitdiskreten komplexen
Signals X
k; k = 0, 1, ..., N fort. Entsprechend
einem gegebenen Zeitpunkt t
0 wird der Signalwert
X
n derart erzeugt, dass sein Realteil dem
Signalwert I
n von dem ersten zeitdiskreten
In-Phase-Signal entspricht, welches dem Zeitpunkt t
n entspricht,
und dass sein Imaginärteil
dem Signalwert Q
n von dem zeitdiskreten
Quadratur-Phase-Signal entspricht, welches dem Zeitpunkt t
n entspricht, d. h.:
Oben symbolisiert j den
Imaginärteil.
-
Die Steuerschleife in 6 fährt mit Erzeugen eines zeitdiskreten
Differentialsignals Yk; k = 0, 1, ..., N fort.
Entsprechend eines gegebenen Zeitpunktes tn wird
der Signalwert Yn des zeitdiskreten Differentialsignals derart
erzeugt, dass er dem Wert von einer Multiplikation 35 entspricht,
nämlich
des Signalwertes Xn eines ersten zeitdiskreten
komplexen Signals, welches dem Zeitpunkt tn entspricht,
mit dem Signalwert X*
n_1 des konjugiert Komplexen von dem ersten
zeitdiskreten komplexen Signal an dem unmittelbar nachfolgenden
Zeitpunkt tn_1.
Das * deutet das konjugiert Komplexe an.
-
In 6 wird
angezeigt, dass zur Erzeugung des zeitdiskreten Differentialsignals
Yk ein erster Verzögerungsblock 33 verwendet
wird. Dies sollte so verstanden werden, dass zu einem gegebenen
Zeitpunkt tn der Signalwert Xn_1 des ersten zeitdiskreten komplexen Signals,
welches dem letzten vorhergehenden Zeitpunkt tn–1 entspricht,
verzögert
wurde, beispielsweise indem es in einem Speicher gespeichert wird.
Der gespeicherte Signalwert Xn–1 wird komplex konjugiert
und multipliziert 35 mit dem jüngst erzeugten Signalwert Xn des ersten zeitdiskreten komplexen Signals.
Nach der Multiplikation 35 wird der neue Signalwert Xn gespeichert, und wird somit derart verzögert, dass
er zum nächsten
Zeitpunkt tn+1 verwendet werden kann. Der
erste Verzögerungsblock 33 zeigt
in diesem Fall an, dass der Signalwert Xn vorzugsweise
in dem Speicherbereich gespeichert wird, in dem der Signalwert Xn–1 zuvor
gespeichert wurde.
-
Was die Erzeugung des Signalwerts
Y0 des ersten zeitdiskreten Differentialsignals
betrifft, welches dem ersten Zeitpunkt t0 entspricht,
so gibt es keinen früheren
Signalwert X_1 zu verwenden, als einen solchen Signalwert,
welcher niemals erzeugt wurde. X_1 ist daher
ein vorbestimmter Startwert. In der in 6 dargestellten Ausführungsform wurde dieser Startwert
X_1 auf Null gesetzt. Der Startwert X_1 wird somit in dem durch den ersten Verzögerungsblock 33 angezeigten
Speicherbereich gespeichert, wenn bereits der Steuerungsablauf begonnen
hat. Der Startwert X_1 ist natürlich nur
ein fiktiver Hilfswert, welcher einem genauso fiktiven hilfsweisen
Zeitpunkt t_1 entspricht.
-
Demgemäß kann der Signalwert Y
n des zeitdiskreten Differentialsignals,
welches einem gegebenen Zeitpunkt t
n entspricht,
geschrieben werden als:
-
Bei der obigen Gleichung wurde ein
Differenzoperator Δ– eingeführt, welcher
hier die Rückdifferenz kennzeichnet,
gemäß Δ–θn = θn – θn–1
(15)
-
Die Steuerschleife in 6 fährt mit dem Erzeugen eines
zeitdiskreten Annäherungssignals
Zk; k = 0, 1, ..., N fort. Gemäß eines
gegebenen Zeitpunktes tn wird der Signalwert
Zn des zeitdiskreten Annäherungssignals derart erzeugt,
dass er dem Wert von einer Multiplikation 39 entspricht,
zwischen dem Signalwert Yn des zeitdiskreten
Differentialsignals, welches dem Zeitpunkt tn entspricht,
und dem Signalwert Y*
n–1 des
konjugiert Komplexen von dem zeitdiskreten Differentialsignal, welches
dem unmittelbar vorhergehenden Zeitpunkt tn_1 entspricht .
-
In 6 wird
angezeigt, dass zur Erzeugung des zeitdiskreten Annäherungssignals
Zk ein zweiter Verzögerungsblock 37 verwendet
wird. Dieser sollte auf dieselbe Weise interpretiert werden, wie
bei dem ersten Verzögerungsblock 33.
-
Bezüglich der Erzeugung des Signalwertes
Z0 des zeitdiskreten Differenzsignals, welches
dem ersten Zeitpunkt t0 entspricht, gibt
es keinen früheren
Signalwert Y_1 zu verwenden, als ein solcher
Signalwert, welcher niemals erzeugt wurde. Y_1 ist
daher ein vorbestimmter Startwert. In der in 6 dargestellten Ausführungsform wurde dieser Startwert
Y_1 auf Null gesetzt. Der Startwert wird
daher in dem Speicherbereich gespeichert, welcher durch den ersten
Verzögerungsblock 33 angezeigt
wird, bereits wenn der Steuerungsablauf beginnt. Der Startwert Y_1 ist natürlich
nur ein fiktiver Hilfswert, welcher genauso einem fiktiven hilfsweisen Zeitpunkt
t_1 entspricht.
-
Demgemäß kann der Signalwert Z
n des zeitdiskreten Differenzsignals, welches
einem gegebenen Zeitpunkt t
n entspricht,
geschrieben werden als:
-
Das zeitdiskrete Annäherungssignal
Zk gibt Information über die tatsächliche
Frequenzsteigung μ(t) des
Oszillatorsignals cos(Φ(t)),
wie dies genau ausgeführt
wird, wird weiter unten in der Beschreibung genauestens erläutert.
-
Die Steuerschleife in
6 fährt durch Erzeugung eines anderen
zeitdiskreten komplexen Signals E
k; k =
0, 1, ..., N fort. Der Signalwert E
n des
zweiten zeitdiskreten komplexen Signals, welches einem gegebenen Zeitpunkt
t
n entspricht, wird derart erzeugt, dass
es dem Wert von einer Multiplikation
41 entspricht, zwischen dem
Signalwert Z
n des zeitdiskreten Annäherungssignals,
welches dem Zeitpunkt t
n entspricht, und
einem komplexen Sollwert
.
Daraus folgt, dass der Signalwert E
n des
zweiten zeitdiskreten komplexen Signals, welches einem gegebenen Zeitpunkt
entspricht, geschrieben werden kann als:
-
In 6 fährt die
Steuerschleife durch Erzeugung eines zeitdiskreten Fehlerhinweissignals
ek; k = 0, 1, ..., N fort. Der Signalwert
en des zeitdiskreten Fehlerhinweissignals,
welches einem gegebenen Zeitpunkt tn entspricht,
wird derart erzeugt, dass es dem Wert von der Multiplikation 45 entspricht,
zwischen dem imaginären
Teil Im{En} 43 des Signalwertes
En des zweiten zeitdiskreten komplexen Signals, welches
dem Zeitpunkt tn entspricht, und einer realen
Schleifen-Konstante α.
Der Signalwert en des zeitdiskreten Fehlerhinweissignals, welches
einem gegebenen Zeitpunkt tn entspricht,
kann somit geschrieben werden als: en = αIm{En}
= αsin((Δ–)2θn – 2πT2μD (18)
-
Die Schleifen-Konstante α wurde eingeführt aufgrund
der Nicht-Linearität
von den Oszillatoreigenschaften. Die Schleifen-Konstante α wird gebraucht,
um die Steuerschleife zu stabilisieren. Der Wert von der Schleifen-Konstante
a wird im wesentlichen bestimmt durch die maximale Frequenzverstärkung des
Oszillators 13, ein Umstand, welcher beim Stand der Technik
wohl bekannt ist.
-
Unter Verwendung der Annäherungen
-
-
Der Signalwert en des
zeitdiskreten Fehlersignals weist, wie gezeigt, auf die Ableitung
der Frequenzsteigung μ(tn) in dem Oszillatorsignal cos(Φ(t)) an
der gegebenen Zeitposition tn von der gewünschten
Frequenzsteigung μD hin.
-
Der Steuerungsablauf des Oszillators 13 in 6 ist adaptiv. Dies bedeutet,
dass es dort gespeicherte Korrekturwerte Kk;
k = 0, 1, ..., N gibt, welche jedem der Zeitpunkte tk entsprechen.
Die Korrekturwerte Kk werden in einem Speicher
gespeichert, und in 6 wird
angezeigt, dass dieser Speicher beispielsweise einen RAM-Speicher 47 umfaßt.
-
Wenn es das erste Mal ist, dass der
Steuerungsablauf von den Frequenzveränderungen f(t) läuft, werden
die gespeicherten Korrekturwerte Kk auf
vorbestimmte Startwerte gesetzt, wenn der Steuerungsablauf beginnt,
sie können
beispielsweise auf Null gesetzt werden.
-
Wenn es nicht das erste Mal ist,
dass der Steuerungsablauf von den Frequenzveränderungen f(t) läuft, dann
haben die gespeicherten Korrekturwerte Kk,
wenn der Steuerungsablauf beginnt, Werte, welche adaptiv verbessert
wurden, während
früherer
Steuerungsabläufe
von den Frequenzveränderungen
f(t) des Oszillators 13. Wie die adaptive Verbesserung
von den gespeicherten Korrekturwerten Kk ausgeführt wird,
wird anhand der folgenden Beschreibung verstanden.
-
In 6 wird
der Steuerungsablauf fortgeführt,
indem Korrektursignale K(t) erzeugt werden. Das Korrektursignal
K(t) wird einerseits erzeugt in Abhängigkeit von dem zeitdiskreten
Fehlersignal ek und andererseits den gespeicherten
Korrekturwerten Kk.
-
Um das Korrektursignal K(t) zu erzeugen,
werden ein erstes zeitdiskretes Tiefpasssignal LP1(ek);
k = 0, 1, ..., N und ein zweites zeitdiskretes Tiefpasssignal LP2(Kk); k = 0, 1, ..., N erzeugt.
-
Der Signalwert LP1(en)
des ersten zeitdiskreten Tiefpasssignals, welches einem gegebenen
Zeitpunkt tn entspricht, wird erzeugt durch
eine zeitdiskrete Tiefpassfilterung 49 des zeitdiskreten
Fehlerhinweissignals ek an dem gegebenen
Zeitpunkt tn.
-
Die Tiefpassfilterung
49 des
zeitdiskreten Fehlerhinweissignals e
k, welche
in
6 enthalten ist,
kann eine FIR-Filterung (Finite Impulse Response Filter) sein, entsprechend
zu einer ersten zeitdiskreten Impulsantwortfunktion
1h
k; k = 0, 1, ..., m1 . Der Signalwert LP1(e
n) des ersten zeitdiskreten Tiefpasssignals,
welches einem gegebenen Zeitpunkt t
n entspricht,
kann in einem solchen Fall geschrieben werden als:
-
Der Signalwert LP2(Kn)
des zweiten zeitdiskreten Tiefpasssignals, welches einem gegebenen
Zeitpunkt tn entspricht, wird erzeugt durch
eine zeitdiskrete Tiefpassfilterung 51 von den gespeicherten
Korrekturwerten Kk an den gegebenen Zeitpunkten
tn – die
gespeicherten Korrekturwerte Kk werden natürlich in
diesem Zusammenhang verstanden als ein gespeichertes zeitdiskretes
Signal.
-
Die Tiefpassfilterung
51 von
den gespeicherten Korrekturwerten K
k ist
in
6 beispielsweise
eine FIR-Filterung,
entsprechend einer zweiten zeitdiskreten Impulsantwortfunktion
2h
k; k = –m2, –m2 + 1,
..., m3 – 1,
m3. Der Signalwert LP2(K
n) des zweiten zeitdiskreten
Tiefpasssignals, welches einem gegebenen Zeitpunkt t
n entspricht,
kann in einem solchen Fall geschrieben werden als:
-
Wie die zwei zeitdiskreten Impulsantwortfunktionen 1hk und 2hk gewählt
werden sollten, um die Tiefpassfilterungswirkung zu erreichen, ist
eine Tatsache, welche dem Fachmann geläufig ist.
-
Die Tiefpassfilterung 49,
welche zum Erzeugen des ersten zeitdiskreten Tiefpasssignals LP1(ek) verwendet wird, ist im allgemeinen eine
kausale FIR-Filterung. Der Grund dafür ist, dass die Filterung in
Echtzeit durchgeführt
werden muss. Was die Erzeugung des zweiten Tiefpasssignals LP(Kk) betrifft, so gibt es keinen Anspruch darauf,
dass die Filterung 51 so sein sollte, dass sie in Echtzeit
arbeitet, da die gespeicherten Korrekturwerte Kk,
welche allen Zeitpunkten tk entsprechen,
bereits erhältlich
sind. Die Tiefpassfilterung 51 des zweiten zeitdiskreten
Tiefpasssignals LP2(Kk) kann daher eine
nichtkausale FIR-Filterung sein, wie angezeigt in der Gleichung
(21).
-
Wenn es zu der Erzeugung des zweiten
zeitdiskreten Tiefpasssignals LP2(Kk) kommt,
kann man natürlich
andere Arten von Tiefpassfilterung 51 verwenden, welche
nicht in Echtzeit verwendbar sind, beispielsweise eine FFT-basierte
Filterung (Fast Fourier Transform).
-
Entsprechend zu einem gegebenen Zeitpunkt
t
n wird ein neuer Korrekturwert
in
6 erzeugt. Der neue Korrekturwert
, welcher dem Zeitpunkt
t
n entspricht, wird derart erzeugt, dass
er dem Wert von einer Addition
53 gleicht, nämlich von
dem ersten zeitdiskreten Tiefpasssignalwert LP1(e
n)
mit dem zweiten zeitdiskreten Tiefpasssignalwert LP2(K
n),
entsprechend dem Zeitpunkt t
n. Dies bedeutet
-
In
6 wird
der neue Korrekturwert
, welcher einem gegebenen
Zeitpunkt t
n entspricht, in dem Speicherbereich
in dem RAM-Speicher gespeichert, wo der gespeicherte Korrekturwert
K
n gespeichert ist, welcher dem Zeitpunkt
entspricht. Der gespeicherte Korrekturwert K
n wird überschrieben
von dem neuen Korrekturwert
, welches so verstanden
werden sollte, dass der gespeicherte Korrekturwert K
n,
welcher dem Zeitpunkt t
n entspricht, geändert wird
auf den neuen Korrekturwert
.
-
Die neuen Korrekturwerte
(k = 0, 1, ..., N) werden
aufeinanderfolgend D/A umgewandelt
55. Das Ergebnis der
D/A-Umwandlung
55 in
6 bildet das Korrektursignal
K(t).
-
In der obigen Beschreibung wurde
die gesamte Steuerschleife beschrieben. Es wird nun der zweckmäßige Modus
von der Erfindung detaillierter erläutert und verallgemeinert.
-
In der Steuerschleife wird das zeitdiskrete
Fehlerhinweissignal ek erzeugt. Das zeitdiskrete
Fehlerhinweissignal ek zeigt die Ableitung
von der realen Frequenzsteigung μ(tk) des Oszillatorsignals von der gewünschten
Frequenzsteigung μD an.
-
Die neuen Korrekturwerte
werden erzeugt in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Fehlerhinweissignal e
k und
den gespeicherten Korrekturwerten K
k. Beim
Erzeugen der neuen Korrekturwerte
werden zeitdiskrete
Tiefpassfilterungen
49 und
51 des zeitdiskreten
Fehlerhinweissignals e
k und der gespeicherten
Korrekturwerte K
k durchgeführt. Der
Grund dafür,
diese Tiefpassfilterungen
49 und
51 durchzuführen, liegt
in den Stabilitätseigenschaften
von der Steuerschleife begründet.
Wie dem Fachmann bekannt, hängen
die Stabilitätseigenschaften
von einer Steuerschleife im allgemeinen von der Schleifenbandbreite
und der Schleifenverstärkung
ab. Beim Erzeugen der zeitdiskreten Fehlerhinweissignale e
k werden zwei Verzögerungen verwendet, welches
durch die zwei Verzögerungsblöcke
33 und
37 angezeigt
wird. Dies gibt Anlaß zu
einem spezifischen Stabilitätsproblem.
-
Aufgrund der zwei Verzögerungen 33 und 37 und
der Tatsache, dass es immer Komponenten in der Steuerschleife gibt,
welche Rauschen erzeugen, würde
bei jeder Runde mehr Rauschen in der Steuerschleife erzeugt werden,
als daraus entfernt werden würde,
und dies würde
ebenfalls so sein, sogar wenn das zeitdiskrete Fehlerhinweissignal
ek zwangsweise tiefpassgefiltert wurde.
Das Ergebnis ist, dass die gespeicherten Korrekturwerte Kk mehr Rauschen enthalten würden bei
jedem Umlauf von der Steuerschleife. Um dies zu umgehen, werden
zwei Tiefpassfilterungen 49 und 51 durchgeführt, und
das Rauschen wird dadurch begrenzt und die Steuerschleife stabilisiert.
-
Das Korrektursignal K(t) wird erzeugt
durch eine D/A-Umwandlung
55 des
neuen Korrektursignals
. Das Korrektursignal
V(t) wird erzeugt in Abhängigkeit
von dem Korrektursignal K(t). Auf die (in
6 gezeigte) Weise, bei der das Steuersignal
V(t) erzeugt wird, wird das Korrektursignal K(t) die Steigung des
Steuersignals V(t) beeinflussen. Eine Erzeugung des Steuersignals
V(t) kann jedoch auf andere Wege durchgeführt werden. Das Korrektursignal
K(t) könnte
beispielsweise nach der Integration
15 addiert werden,
das Korrektursignal würde
dann direkt auf den Wert von dem Steuersignal V(t) wirken. Die Erzeugung
des Steuersignals V(t) in Abhängigkeit
von dem Korrektursignal K(t) kann natürlich gemäß jeder anderen bekannten Weise
durchgeführt werden.
-
Die Weise, auf die die Erfindung
das zeitdiskrete Fehlerhinweissignal e
k erzeugt,
verdient weitere Beachtung. Der Signalwert Z
n des
zeitdiskreten Annäherungssignals,
welches einem gegebenen Zeitpunkt t
n entspricht,
stellt, wie anhand der Gleichung (16) gesehen werden kann, eine
zweite Differenz (Δ
–)
2Θ
n dar, und es kann daher gesagt werden, dass
er eine Annäherung
darstellt,
von der zweiten Ableitung von der sekundären Phase in Bezug zur Zeit
(t
n)
zum Zeitpunkt t
n. Der Ausdruck zeitdiskretes
Annäherungssignal
deutet hier im allgemeinen ein zeitdiskretes Signal an, dessen Signalwert
einem gegebenen Zeitpunkt t
n entspricht,
welches eine Annäherung
von der zweiten Zeitableitung der sekundären Phase
(t
n)
zu dem gegebenen Zeitpunkt t
n darstellt.
bezieht sich, gemäß der Gleichung
(2), direkt auf die Frequenzsteigung μ(t) des Oszillatorsignals cos(Φ(t)). Der
Signalwert Z
n des zeitdiskreten Annäherungssignals
zu einem gegebenen Zeitpunkt t
n begründet somit
die Frequenzsteigung μ(t
n) des Oszillatorsignals cos(Φ(t)) an
dem gegebenen Zeitpunkt t
n. Wenn die Information über die
Oszillatorsignal Frequenzsteigung μ(t) somit über das zeitdiskrete Annäherungssignal
Z
k erlangt wurde, worauf man damit Kenntnis über die
gewünschte
Frequenzsteigung μ
D erhält,
ist es einfach, das zeitdiskrete Fehlerhinweissignal e
k in
Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Annäherungssignal
Z
k zu erzeugen.
-
Das zeitdiskrete Annäherungssignal
Zk wird erzeugt in Abhängigkeit von dem zeitdiskreten
In-Phase-Signal Ik und dem zeitdiskreten
Quadratur-Phase-Signal Qk. In 6 wird dies gemacht, indem
zunächst das
zeitdiskrete Differentialsignal Yk erzeugt
wird. Das zeitdiskrete Differenzsignal Yk ist
derart, dass der Signalwert Yn desselben,
welches einem gegebenen Zeitpunkt tn entspricht,
eine Differenz Δ–Θn darstellt, zwischen der sekundären Phase Θn an dem gegebenen Zeitpunkt tn und
der sekundären
Phase Θn_1 an dem unmittelbar
nachfolgenden Zeitpunkt tn_1,
welches am einfachsten gesehen werden kann durch einen Blick auf die
Gleichung (14). Das zeitdiskrete Annäherungssignal Zk kann
dann erzeugt werden in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Differenzsignal Yk.
-
Das Verfahren gemäß dem das Annäherungssignal
Zk in 6 erzeugt
wird, in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten In-Phase-Signal
Ik und dem zeitdiskreten Quadratur-Phase-Signal
Qk, ist ein bevorzugtes Verfahren. Die Erfindung sollte jedoch nicht
so angesehen werden, dass sie sich auf dieses Verfahren zum Erzeugen
des Annäherungssignals
Zk in Abhängigkeit von dem zeitdiskreten
In-Phase-Signal Ik und dem zeitdiskreten
Quadratur-Phase-Signal Qk beschränkt, die
Erzeugung des Signals kann natürlich
auch durch ein anderes Verfahren durchgeführt werden,
-
Ein solches weiteres Verfahren besteht
in der Berechnung der sekundären
Phase θk an den Zeitpunkten tk von
der Darstellung der sekundären
Phase θ,
welche gegeben wird durch das zeitdiskrete In-Phase-Signal Ik und das zeitdiskrete Quadratur-Phase-Signal
Qk. Bei einer solchen Berechnung sollte
daran gedacht werden, dass die sekundäre Phase θ(t), wie hier bestimmt, ableitbar
und kontinuierlich ist mit Bezug zur Zeit. Ein Fachmann hat jedoch
keine Probleme damit, einen Berechnungsalgorithmus zur Berechnung
der sekundären
Phase θk an den Zeitpunkten tk aufzubauen,
welche gleichbleibend ist mit der Definition der sekundären Phase θ.
-
Wenn die sekundäre Phase θ
k für unterschiedliche
Zeitpunkte t
k berechnet wurde, ist es von
diesen Berechnungen ausgehend eine einfache Aufgabe, eine Annäherung von
der zweiten Zeitableitung
(t
n)
der sekundären
Phase für
unterschiedliche Zeitpunkte t
n zu bestimmen.
Dies kann beispielsweise auf eine Weise durchgeführt werden, welche ähnlich zu
der in
6 ist, durch
eine direkte Erzeugung eines zeitdiskreten Signals von ersten Differenzen Δ
–Θ
k; k = 0, 1, ..., N, durch eine direkte Erzeugung
eines zeitdiskreten Signals von zweiten Differenzen (Δ
–
)
2Θ
k; k = 0, 1, ..., N, in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Signal von ersten Differenzen Δ
–
Θ
k. Das zeitdiskrete Signal von zweiten Differenzen
(Δ
–)
2Θ
k wird diesbezüglich bevorzugt verwendet als
zeitdiskretes Annäherungssignal
Z
k.
-
Die Annäherungen zu der zweiten Ableitung
der sekundären
Phase
(t) bzgl. zur Zeit kann
natürlich berechnet
werden aus den Berechnungen von der sekundären Phase θ
k an
unterschiedlichen Zeitpunkten t
k, auf eine
anspruchsvollere Weise – hier
wird hingewiesen auf die Literatur zur Mathematik, beispielsweise
die Theorie der Reihenentwicklung.
-
Die Weise, gemäß der vorliegenden Erfindung,
auf welche die Frequenzsteigung μ(t)
bestimmt wird – d.
h. die Bildung eines zeitdiskreten Annäherungssignals Zk – kann natürlich in
anderen Zusammenhängen
verwendet werden, wo ein Wunsch besteht, die Frequenzsteigung μ(t) eines
Oszillatorsignals zu bestimmen, beispielsweise auf andere Verfahren
zum Steuern eines steuerbaren Oszillators.
-
Das Verfahren, welches in
6 dargestellt ist, kann
mit bestimmten Modifikationen zum Steuern eines steuerbaren Oszillators
verwendet werden, wenn die gewünschte
Frequenzveränderung
f
D(t) nichtlinear ist. In einem solchen
Fall wird sich die gewünschte
Frequenzsteigung μ
D(t) bzgl. zur Zeit verändern, welches zum Ergebnis
führen
wird, dass die gesetzte Wertinformation, welche in dem Steuerungsablauf
verwendet wird, sich ebenfalls zur Zeit verändern muss. Somit kann, um
das Verfahren in
6 zu
verwenden, ein zeitdiskreter komplexer Sollwert
,
welcher den unterschiedlichen Zeitpunkten t
k entspricht,
anstelle des komplexen Sollwertes b verwendet werden – in anderer
Hinsicht kann das Verfahren unverändert verwendet werden. Da
die Sollwert Information sich mit der Zeit verändert, werden höhere Anforderungen
gesetzt auf die Zeitgenauigkeit und die Präzision des Systems.
-
In 8 werden
die in dem Steuerungsablauf gemäß 6 beteiligten Verfahrensschritte
von einer allgemeinen Ansicht aus zusammengefaßt.
-
Der erste Schritt 61 in 8 ist die Erzeugung eines
Steuersignals V(t) für
die Steuerung des steuerbaren Oszillators 13.
-
Der zweite Schritt
63 in
8 ist die Erzeugung einer
zeitdiskreten Darstellung I
k und Q
k von einer sekundären Phase θ(t) von einem Oszillatorsignal
cos(Φ(t)).
Für die
sekundäre
Phase θ(t)
sollte gelten, dass die Frequenz
(t)/2π , welche der sekundären Phase θ(t) entspricht,
gleich der Differenz ist zwischen der Oszillatorsignalfrequenz f(t)
und einer konstanten Frequenz ω
0/2π.
-
Der dritte Schritt 65 in 8 ist die Erzeugung eines
zeitdiskreten Annäherungssignals
Zk in Abhängigkeit von der zeitdiskreten
Darstellung Ik und Qk von
der sekundären
Phase θ(t).
Das zeitdiskrete Annäherungssignal
Zk wird hier derart erzeugt, dass es Information
gibt über
die reale Frequenzsteigung μ(t)
des Oszillatorsignals cos(Φ(t)).
-
Der vierte Schritt 67 in 8 ist die Erzeugung eines
zeitdiskreten Fehlerhinweissignals ek, in
Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Annäherungssignal
Zk. Das zeitdiskrete Fehlerhinweissignal
ek wird hier derart erzeugt, dass es die
Differenz anzeigt zwischen der realen μ(t) und der gewünschten μD Frequenzsteigung
des Oszillatorsignals cos(Φ(t)).
-
Der fünfte Schritt 69 in 8 ist die Erzeugung des
Korrektursignals K(t) in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Fehlerhinweissignal ek.
Das Korrektursignal K(t) wird zum Modifizieren des Steuersignals
V(t) verwendet.
-
In 9 wird
eine Einrichtung gezeigt, zur Erzeugung eines Oszillatorsignals,
welches eine vorbestimmte Frequenzveränderung fD(t)
hat. Die Einrichtung in 9 kann
verwendet werden zur Erzeugung unter einer Zeitperiode τ, in Bezug
auf zeitlineare Frequenzveränderung,
und das Steuerverfahren gemäß der Erfindung
kann vorzugsweise in dieser Einrichtung verwendet werden.
-
Die in 9 gezeigte
Einrichtung enthält
einen steuerbaren Oszillator 71, und in 9 ist dieser Oszillator 71 ein
VCO. Der steuerbare Oszillator enthält einen Steuersignal-Eingang 75, über den
der steuerbare Oszillator 71 ein Steuersignal V(t) empfängt, und
einen Steuersignal-Ausgang 73, über den der steuerbare Oszillator 71 ein
Oszillatorsignal cos(Φ(t))
ausgibt. Die Oszillatorsignalfrequenz f(t) ist hier abhängig von
dem Steuersignal V(t).
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Das Steuersignal V(t) wird in 9 durch einen Steuersignalerzeuger 77 erzeugt.
Der Steuersignalerzeuger 77 enthält einen Steuersignal-Ausgang 79 und
einen Korrektursignal-Eingang 81. Der Steuersignalerzeuger 77 ist
so angepasst, dass er das Steuersignal V(t) in Abhängigkeit
von einem empfangenen Korrektursignal K(t) aussendet, welches über einen
Korrektursignal-Eingang 81 empfangen wird. Der Steuersignal-Ausgang 79 ist
mit dem Steuersignal-Eingang 75 verbunden. In dem Steuersignalerzeuger 77 werden
das Korrektursignal K(t) und eine Spannung U0 den Signaleingängen eines
Addierers 83 zugeführt.
Der Signalausgang des Addierers 83 ist gekoppelt an einen
Integrator 85, und das Steuersignal V(t) ist in diesem
Fall das Ausgangssignal von dem Integrator 85. Die Spannung
U0 bildet die nominale Steigung von dem Steuersignal V(t) und der
wert von der Spannung U0 wird so gewählt, dass die nominale Spannung
des Steuersignals einen adäquaten
Wert erhält.
Dieser Aufbau des Steuersignalerzeugers 77 sollte nur als
eine Möglichkeit
aufgefaßt werden,
und der Steuersignalerzeuger 77 kann natürlich auf
irgendeine andere mögliche
Weise entworfen werden, beispielsweise auf die Weise, welche in
der vorbekannten Technologie beschrieben ist.
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Das Korrektursignal K(t), welches
dem Steuersignalerzeuger 77 zugeführt wird, wird in 9 in einer Steuerschleife
erzeugt, wie unten angegeben.
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Die Steuerschleife in 9 enthält Mittel zur Quadraturdemodulation
des Oszillatorsignals cos(Φ(t)). Ein
Meßmittel 87 zum
Messen des Oszillatorsignal cos(Φ(t))
ist an dem Oszillatorsignal-Ausgang 73 gekoppelt. In 9 ist das Meßmittel 87 ein
Koppler. Ein Signaleingang 91 in einem Quadraturdemodulator 89 ist
an dem Meßmittel 87 gekoppelt.
Der Quadraturdemodulator 89 ist zur Quadraturdemodulation
des an dem Signaleingang 81 zugeführten Signals angepasst, in
Bezug auf eine konstante Frequenz ω0/2π, und zur
Aussendung eines In-Phase-Signals I(t) und eines Quadratur-Phase-Signals
Q(t), jeweils über
einen ersten und zweiten Quadratursignal-Ausgang 93 und 95.
Das In-Phase-Signal bringt eine sekundäre Phase vor, und das Quadratur-Phase-Signal
Q(t) bringt eine Phase vor, welche um π/2 von der sekundären Phase θ(t) versetzt
liegt. Der Aufbau eines Quadraturdemodulators ist dem Fachmann bekannt.
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Die Steuerschleife in 9 enthält ferner eine Steuereinheit 97 und
eine an die Steuereinheit gekoppelte analoge Eingangsdaten/Ausgangsdaten-Einheit 99.
Die Steuereinheit 97 enthält Prozessormittel, Speichermittel
und Taktmittel. Die Steuereinheit 97 enthält ferner
ein Programm, welches in dem Speichermittel gespeichert ist, zum
Steuern von der Arbeit der Steuereinheit 97. Die Eingangsdaten/Ausgangsdaten-Einheit 99 enthält einen
ersten und einen zweiten analogen Eingangsdatenanschluß 103 und 101 und
einen analogen Ausgangsdatenanschluß 105. Die Eingangsdaten/Ausgangsdaten-Einheit 99 enthält ferner
A/D-Umwandler, welche
mit dem Eingangsdatenanschluß 101 und 103 verbunden
sind, und einen D/A-Umwandler, welcher mit einem Ausgangsdatenanschluß 105 verbunden
ist. Die Steuereinheit 97 ist derart mit der Eingangsdaten/Ausgangsdaten-Einheit 99 verbunden,
dass sie jeweils steuern kann, wo und wann Eingangsdaten und Ausgangsdaten
zu erhalten und auszusenden sind. In 9 sind
jeweils der erste und der zweite Eingangsdatenanschluß 101 und 103 jeweils
verbunden mit dem In-Phase-Signal und dem Quadratur-Phase-Signal
Ausgang 93 und 95, und der Ausgangsdatenanschluß 105 ist
verbunden mit dem Korrektursignal-Eingang 81.
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Die Einrichtung in 9 kann verwendet werden, zum Erhalten
eines Oszillatorsignals cos(Φ(t)),
welches eine vorbestimmte Frequenzveränderung fD(t)
hat; die Einrichtung kann speziell verwendet werden zum Erhalten
einer linearen Frequenzveränderung,
wobei jegliche der Steuerungsabläufe,
welche gemäß der vorliegenden
Erfindung beschrieben wurden, verwendet werden können.
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Die Steuereinheit 97 kann
somit in Kombination mit der Eingangsdaten/Ausgangsdaten-Einheit 99 eine
A/D-Umwandlung der Quadratursignale I(t) und Q(t) ausführen, an
einer Anzahl von Zeitpunkten tk, wobei zeitdiskrete
Quadratursignale Ik und Qk erhalten
werden.
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Auf der Basis der zeitdiskreten Quadratursignale
Ik und Qk kann die
Steuereinheit ferner ein zeitdiskretes Annäherungssignal Zk erzeugen,
welches die reale Frequenzsteigung μ(t) des Oszillatorsignals cos(Φ(t)) anzeigt.
Die Steuereinheit 97 erzeugt ferner in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Annäherungssignal
Zk ein zeitdiskretes Fehlerhinweissignal
ek, welches die Ableitung der tatsächlichen
Frequenzsteigung μ(t)
von der gewünschten
Frequenzsteigung μD des Oszillatorsignals cos(Φ(t)) anzeigt, entsprechend
der gewünschten
linearen Frequenzveränderung
fD(t). Die Steuereinheit 97 in
Kombination mit dem Eingangsdaten/Ausgangsdaten-Anschluß 99 kann
ferner in Abhängigkeit
von dem zeitdiskreten Fehlerhinweissignal ek ein
Korrektursignal K(t) erzeugen, welches über den Ausgangsdatenanschluß 105 ausgesendet
wird. Die Erzeugung des Korrektursignals K(t) kann adaptiv sein,
wobei die gespeicherten Korrekturwerte in den Speichermitteln der
Steuereinheit 97 gespeichert werden.
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Die Weise, auf welche die Einrichtung
in 9 angepasst ist um
die Steigung der Oszillatorfrequenz zu bestimmen – d. h.
durch Bilden eines zeitdiskreten Annäherungssignals Zk – kann natürlich in
anderen Einrichtungen verwendet werden, wo es wünschenswert ist die Frequenzsteigung
von einem Oszillatorsignal zu bestimmen, beispielsweise in anderen
Einrichtungsarten für
die Steuerung von einem steuerbaren Oszillator.