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Hintergrund
der Erfindung
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Diese Erfindung bezieht sich allgemein
auf Sensoren, die veränderbare
Kondensatoren als Sensorelemente besitzen, und genauer auf eine
Meßwertaufbereitungselektronik
für die
Bereitstellung einer verbesserten linearen Ausgangsspannung in Abhängigkeit
von der Anwendung einer mechanischen Anregung wie etwa eines Drucks
oder einer Beschleunigung.
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Eine Meßwertaufbereitungsschaltung
dieses Typs ist im US-Patent Nr. 4.982.351, übertragen auf den Anmelder
der vorliegenden Erfindung, gezeigt und beschrieben. In diesem Patent
ist ein auf einen Zustand ansprechendes Element wie etwa ein kapazitiver
Druck-Meßwandler,
der eine auf Druck ansprechende Membran besitzt, die die Meßwandler-Kapazität innerhalb
eines ausgewählten
Bereichs als Reaktion auf Veränderungen
der auf die Membran angewendeten Druckkräfte ändert, gezeigt, das mit einem
Referenzkondensator in einer ladungsveniegelten Schleifenrelation
mit einem gemeinsamen Knoten verbunden ist, um eine Schaltung zur
Umsetzung von Kapazität
in Spannung zu bilden, die in bezug auf die Versorgungsspannung
radiometrisch ist, um die Ausgangsspannung in einem ausgewählten Bereich
als Reaktion auf die Änderung
der Meßwandler-Kapazität in einem
betreffenden Bereich zu verändern.
Eine Matrix von Schaltern ändert
zyklisch mit einer vorbestimmten Frequenz die Spannung über den
Meßwandler
und die Referenz-Kondensatoren mit entgegengesetzten Übergängen, so
daß eine Änderung
der Meßwandler-Kapazität zu einer
Spannungsdifferenz an dem gemeinsamen Knoten führt. Diese Spannung wird dann
verstärkt,
um ein Stromquellen/Stromsenken-Netzwerk anzusteuern, um die Sensor-Ausgangsspannung
einzustellen und über
einen Rückkopplungspfad
einen Gleichgewichtszustand an dem Knoten wiederherzustellen und
dadurch die Sensor-Ausgangsspannung als Funktion der Meßwandler-Kapazität zu erhalten.
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Die obige Schaltung wird mit verschiedenen
kapazitiven Meßwandlern,
einschließlich
auf Druck und Beschleunigung ansprechenden Meßwandlern, umfassend verwendet
und stellt eine nahezu lineare Ausgangsspannung bereit. Sensoren
dieses Typs haben typischerweise eine Gesamtgenauigkeit innerhalb
weniger Prozent des Skalenendwerts der Ausgangsspannung. So wie
der Gebrauch solcher Sensoren zunimmt, werden ständig eine höhere Genauigkeit sowie niedrigere
Kosten angestrebt. Ein gewisser Fehler in der Schaltung bezieht
sich auf die Rückkopplungsschaltung,
die einen Flipflop-Signalspeicher verwendet, in dem eine bestimmte
positive oder negative Spannungsänderung
an den veränderbaren
Kondensator angelegt wird, um jegliche Fehleränderung an dem gemeinsamen
Knoten auszugleichen. Die Verwendung dieses digitalen Zugangs erlaubt
eine Minimierung, nicht aber eine Beseitigung der Fehlerladung,
da sie durch den Ladungszuwachs begrenzt wird, der von dem digitalen
System angelegt wird. Außerdem
wird ein bestimmter Betrag der Nichtlinearität vorgefunden, der sich als
parasitärer
Kondensator parallel zu dem veränderbaren
Kondensator zeigt.
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US
5.241.850 offenbart ein Mittel zur temperaturkompensierenden
Offset-Kalibrierung, das zwei entgegengesetzte Brückenverbindungen
umfaßt,
wobei jede dieser Brückenverbindungen
einen Thermistor und einen temperaturunabhängigen Widerstand besitzt und
die Brückenelemente
durch ein Potentiometer verbunden sind. Das Potentiometerausgangssignal ändert sich
so, wie sich das Gleichgewicht der Brückenänderung mit der Temperatur ändert. Die
Einstellung des Potentiometers kann so angepaßt werden, daß ein geeignetes temperatwabhängiges Signal
erzielt wird, wobei dieses Signal zum Kompensieren der Änderungen
in dem Offset des Ausgangssignals verwendet wird, die sich aus Änderungen
der Sensortemperatur ergeben.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung schafft
einen Sensor nach Anspruch 1.
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Die vorliegende Erfindung schafft
außerdem
ein Verfahren nach Anspruch 5.
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Gemäß einem Merkmal der vorliegenden
Erfindung wird die Kompensation des kapazitiven Sensorfehlers über der
Temperatur mit einer thermischen Kompensationsschaltung geschaffen,
die ein Widerstandsbrücken-Sensornetzwerk
nutzt, das bei einer ersten Temperatur wie etwa der Raumtemperatur
kalibriert wird, so daß die
thermische Kompensationseinstellung keine Änderung an dem Sensorausgang
erzeugt. Daraufhin können
thermische Kompensationseinstellungen bei einer zweiten Temperatur
den Ausgangsfehler korrigieren, der durch eine Temperaturänderung
verursacht wird, ohne das Ausgangssignal bei der ersten Temperatur zu
beeinflussen.
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Beschreibung
der Zeichnung
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Weitere Aufgaben, Vorteile und Einzelheiten
des neuartigen und verbesserten Sensors erscheinen in der folgenden
ausführlichen
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wobei
sich die ausführliche
Beschreibung auf die Zeichnung bezieht, in der:
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1 ein
Blockschaltplan eines Sensors mit einem veränderbaren Kondensator, einer
integrierten Schaltung und zugeordneten Komponenten ist, die für Erläuterungszwecke
gezeigt sind;
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2 ein
Zeitablaufplan für
die integrierte Schaltung aus 1 ist:
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3 ein
vereinfachter Blockschaltplan ist, der ein Merkmal zur Linearitätsverbesserung
veranschaulicht: und
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4 ein
vereinfachter Blockschaltplan ist, der ein Merkmal zur thermischen
Fehlerkompensation einer Ausführungsform
der Erfindung veranschaulicht.
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Beschreibung
der bevorzugten Ausführunsgsform
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In 1 bezeichnet
das Bezugszeichen 10 einen Sensor, der wie gezeigt ein
Mittel 11 enthält,
das auf eine Bedingung oder auf eine mechanische Anregung reagiert,
wie etwa einen Beschleunigungsmesser, einen Drucksensor, einen Positionssensor
oder dergleichen, der einen veränderbaren
Kondensator CVAR enthält.
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Der veränderbare Kondensator CVAR ist zusammen mit einem Referenzkondensator
CREF mit einem Meßwertaufbereitungs-Schaltungsmittel
in Form einer integrierten geeichten kapazitiven Aufbereitungsschaltung 12 verbunden.
Mit Bezug auf die integrierte Schaltung 12 beträgt der Nennwert
des Widerstands R für
die folgende Beschreibung 10 kOhm. Genauer ist eine Seite
des veränderbaren
Kondensators mit dem Veränderungsanschlußstift (VAR-Anschlußstift) 6 der
Schaltung 12 verbunden und eine Seite des Referenzkondensators
CREF mit dem Referenzanschlußstift (REF-Anschlußstift) 2 der
Schaltung 12 verbunden. Die anderen Seiten der Kondensatoren
sind mit einem Erfassungsanschlußstift (DET-Anschlußstift) 4 verbunden.
Innerhalb der Schaltung 12 ist der Anschlußstift 4 über einen
0,1-R-Widerstand mit einem Ladungskomparator 14 verbunden,
wobei über
den Komparator 14 ein Phasenschalter φA geschaltet ist. Der Ausgang
des Komparators 14 ist über
ein D-Signalspeicher-Flipflop 18 über einen Schalter SW3 oder direkt über einen Schalter SW3 mit einer
Spannungs-Strom-Stufe 16 verbunden. Die Schalter SW3, SW3 sind zusammen mit SW1, SW1 und SW2, SW2, wie unten erörtert wird, einmalig programmierbare
Schalter. Der Ausgang der Spannungs-Strom-Stufe 16 ist über einen
Phasenschalter φC
mit dem Integratorpuffer 20 und mit dem Integrator-Anschlußstift (INT-Anschlußstift) 8 verbunden,
der wiederum mit einem externen Integrierkondensator CINT verbunden
ist. Der Ausgang des Puffers 20 ist mit dem Rückkopplungsnetzwerk 22,
das die Rückkopplungswiderstände RF3,
RF2, RF1 umfaßt,
und über
die Schalter SW1 , SW1 über den
Phasenschalter φB mit
dem VAR-Anschlußstift
(Anschlußstift 6)
verbunden. Der Schalter SW1 bzw. der Schalter SW1 wird programmiert, so daß er je
nach dem Niveau der gewünschten
Empfindlichkeit geschlossen wird.
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Eine weitere programmierbare Wahlmöglichkeit
wird durch die Nutzung der Schalter SW2, SW2 geschaffen. In der Standard- bzw. Normalbetriebsart
ist der Betriebsartschalter SW2,
der den Ausgang des Integratorpuffers 20 über einen
2,0-R-Widerstand mit dem positiven Eingang des Ausgangsverstärkers 24 verbindet,
dessen Ausgang mit dem (OUT-)Anschlußstift 10 und mit
dem (FLT-)Anschlußstift 9 verbunden
ist, der wiederum mit einem externen Filterkon densator CFLT1 verbunden ist, geschlossen. Der negative
Eingang des Ausgangsverstärkers 24 ist über einen
2,0-R-Widerstand mit einer abgeschwächten Versorgungsspannung VDD/3
und über
einen 2,0-R-Widerstand mit dem Ausgang des Verstärkers 24 verbunden.
Diese Anordnung stellt eine Ausgangsspannung bereit, die sich wie
unten beschrieben auf den Kondensator CVAR bezieht.
Auf Wunsch kann die Änderung
der Ausgangsspannung dadurch invertiert werden, daß anstelle
des Schalters SW2 der Schalter
SW2 geschlossen programmiert wird. In dieser Anordnung ist der Ausgang
des Puffers 20 über
einen 2,0-R-Widerstand mit dem negativen Eingang des Verstärkers 26 verbunden,
dessen positiver Eingang mit einer abgeschwächten Versorgungsspannung VDD5/12 verbunden ist. Der Ausgang ist ebenfalls über einen
2, O-R-Widerstand mit dem negativen Eingang rückgekoppelt.
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Der Referenzanschlußstift 2 ist über einen
Phasenschalter φB
mit einem programmierbaren Spannungsteiler in Form eines 10-Bit-Verstärkungs-DAC
zwischen 0, 8 VDD und VSS (wobei
V als 0 Volt definiert ist) und über
einen Phasenschalter φB mit
einer Referenzspannung verbunden, z. B. d. h. über einen 0, 33 R Widerstand
mit der Versorgungsspannung VDD verbunden.
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Der Veränderungsanschlußstift 6 ist
wie oben beschrieben über
einen Phasenschalter φB
mit einer weiteren programmierbaren Spannung in Form einer 11-Bit-Vorspannungs-DAC
zwischen VDD und 0,2 VDD und über einen
Phasenschalter φB mit
dem Rückkopplungsnetzwerk
verbunden.
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Die Taktsignale φA, φB, φB, φC werden
intern unter Nutzung eines Oszillators 28 und der Phasenlogik 30 erzeugt.
Wie in 2 gezeigt ist,
Fig. schließen
und öffnen
diese Signale ihre jeweiligen Schalter. Die Schalter SW1, SW1,SW2, SW2, SW3, SW3 und
die Verstärkungs-DAC's und Vorspannungs-DAC's sind mit dem flüchtigen/nichtflüchtigen
Speicher 34 gekoppelt. Diese Funktionen werden unter Nutzung
des (DAT-)Anschlußstifts 11,
des (CLK-)Anschlußstifts 12 und
des (PGM-)Anschlußstifts 13 kalibririert.
Die Kalibrierung besteht aus dem Einstellen der auf dem Chip ausgeführten Schalter,
dem Testen der Schaltungsfunktion, dem Wiederholen der ersten zwei
Schritte und schließlich
dem Speichern der Endschaltereinstellungen in einem zuverlässigen,
nichtflüchtigen
Speicher.
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Ein Schutzgenerator ist mit den Schutzanschlußstiften 3 und 5 verbunden
und erzeugt während
der zu beschreibenden Ladungsreferenzphase (etwa VDD/2)
eine Spannungsquelle gleich der Schwellspannung, die an dem (DET-)Anschlußstift 4 vorhanden
ist. Die Schutzspannung schützt
auf bekannte Weise die an den Anschlußstift 4 angeschlossenen
Leiterbahnen.
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Der Anschlußstift 7 (VSS) stellt
eine analoge und eine digitale Masse bereit, während der Anschlußstift 14 (VDD)
die Verbindung zu einer Spannungsquelle herstellt. Der Anschlußstift 14 ist
mit dem Anschluß VDD des
Anschlußstücks 36 und
mit einem Filterkondensator C1, der über den Anschlüssen VDD
und VSS liegt, verbunden. Der Anschluß OUT des Anschlußstücks 36 ist über einen
Widerstand R1 größer als
10 Ohm mit dem Anschlußstift 10,
mit einem Filterkondensator C2 und mit einem Spannungsteiler, der
einen Pullup-Widerstand R2 größer als
1,8 kOhm und einen Pulldown-Widerstand R3 größer als 1,8 k Ohm umfaßt, verbunden. Der
Kondensator CFLT2 ist zwischen den (VDD-)Anschlußstift 14 und
den (FLT-)Anschlußstift 9 geschaltet.
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Gemäß einem zu beschreibenden Merkmal
ist ein externer Kondensator CLIN extern
mit dem (LIN-)Anschlußstift 1 und
intern über
einen Phasenschalter φB
mit der Spannung VF des Rückkopplungsnetzwerks über durch
einen Phasenschalter φB mit
der Spannung VBIAS verbunden.
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Mit dem Hinzufügen der beschriebenen externen
Komponenten setzt die IC 12 kleine Kapazitätsänderungen in große Änderungen
der Ausgangsspannung um. Die Eingangskapazität ändert sich in Reaktion auf die
Anwendung der mechanischen Anregung, z. B. Druck, Beschleunigung
und dergleichen.
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Die Arbeitsweise der Schaltung 12 kann
in drei Phasen aufgegliedert werden. Die erste Phase ist eine Ladungsreferenzphase,
in der die Phasenlogik der Phasenschalter in 1 wiedergegeben ist. Während dieser
Phase wird ein bekannter Ladungsbetrag auf den Platten des Referenzkondensators
CREF und des Meßwandler-Kondensators CVAR gespeichert. Dies wird durch das Schließen der
Phasenschalter φA
und φB
ausgeführt,
was die bekannten ausgewählten
Spannungen VDET – VGAIN,
die an dem Kondensator CREF anliegen, und
die Spannung VDET – VBIAS am
Kondensator CVAR hervorruft. Es liegt auch
eine bekannte ausgewählte Spannung
VDET – VF an dem Kondensator CLIN an.
Die Ladungsreferenzphase wird so ausgewählt, daß sie lang genug ist, damit
sich die Spannungen der Kondensatoren CREF und
CVAR vor dem Eintreten in die nächste Phase,
die Ladungsumverteilungsphase, ausregeln.
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Am Ende der ersten Phase öffnet der
Phasenschalter φA,
daraufhin öffnet
der Phasenschalter φB
und schaltet die DAC-Spannungen aus, woraufhin der Schalter φB schließt, um die
Versorgungsspannung VDD und die Rückkopplungsspannung
VF einzuschalten. Dies veranlaßt den Ausgang
des Ladungskomparators, abhängig
von der Fehlerspannung an dem gemeinsamen Erfassungsanschlußstift 4 eine
logische Eins, eine logische Null oder einen Zwischenwert anzunehmen.
Die Phasenschalter φB werden
so ausgewählt,
daß sie
lange genug geschlossen sind, um zu ermöglichen, daß sich der Komparator und die
Spannungen über
CREF, CVAR vor dem
Eintreten in die dritte Abtastungsphase ausregeln.
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Gemäß einem Merkmal der Erfindung
wird der Schalter SW3 während
der Kalibrierung so programmiert, daß er geschlossen ist (und der
Schalter SW3 offen ist; wobei
die entgegengesetzten Betriebsarten in 1 gezeigt sind). Der Ausgang des Ladungskomparators 14 wird
durch den Phasenschalter φC
abgetastet und lädt
oder entlädt
dann den integrierenden Kondensator CINT entsprechend.
Die Spannung über
den Komparator CINT wird durch den Integratorpuffer 20 gepuffert
und über
das Widerstands-Rückkopplungsnetzwerk 22 zu
dem Eingangskondensatornetzwerk rückgekoppelt.
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Wenn sich der Kondensator im stationären Zustand
CVAR nicht ändert, ändert sich die Spannung des Anschlußstifts 4 nicht,
wenn zwischen der Referenzphase und der Ladungsumverteilungs- oder
Abtastungsphase umgeschaltet wird. Die Ladungsänderung in den Kondensatoren
CREF, CVAR und CLIN, wenn von der Referenzphase in die Komparatorphase
umgeschaltet wird, kann berechnet und die allgemeine Form einer Übertragungsfunktion,
die die Ausgangsspannung mit der Spannungsänderung des Kondensators CVAR in Beziehung bringt, FOUT =
G * (FBIAS – (1 – FGAIN)
* CREF/(CVAR – CLIN)) – 1/3
geschrieben werden, wobei der Schalter SW2 geschlossen
ist und wobei FOUT = VOUT/VDD und G eine bekannte Konstante ist. Eine ähnliche Übertragungsfunktion
kann mit dem geschlossenen Schalter SW2 geschrieben werden. Die Übertragungsfunktion zeigt,
daß die
Ausgangsspannung VOUT an dem Anschluß OUT eine
lineare Funktion der mechanischen Anregung ist, wenn die Kapazität CVAR _ CLIN umgekehrt
proportional zu einer linearen Funktion der mechanischen Anregung
(z. B. Druck, Beschleunigung) ist. Allerdings enthält die Kapazität CVAR inhärent
eine parasitäre
Kapazität
CPAR, die unabhängig von der mechanischen Anregung
ist und eine nichtlineare Ausgangsspannung produziert. Gemäß einem
Merkmal der Erfindung wird der Kondensator CLIN zur
Neutralisation der Wirkung dieser parasitären Kapazität verwendet.
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Obwohl der Schalter SW3 in 1 als
geschlossen gezeigt ist und dadurch den D-Signalspeicher 18 in
der Schaltung verbindet und eine digitale Rückkopplungsschleife schafft,
ist der Schalter SW3 vorzugsweise als geschlossen programmiert,
wobei SW3 gegenüber der
Umgehung des D-Signalspeichers offen ist. Dies führt zu einer analogen Rückkopplungsschleife,
die das Rauschen durch die Fähigkeit
der Schaltung, jegliche Fehlerladung an dem gemeinsamen Knoten,
dem Anschlußstift 4,
zu null zu machen, verringert. Die Verwendung des D-Signalspeichers 18 führt zu dem
Anlegen einer speziellen positiven oder negativen Ladung an den Kondensator
CVAR, so daß eine Fehlerladung inhärent an
dem gemeinsamen Knoten bestehenbleibt. Das heißt, daß diese Rückkopplungsart zu einem vorbestimmten
niedrigeren Betrag des Sensorausgangsrauschens führt. Obwohl die integrierende
Zeitkonstante in Schaltungszugängen
des Standes der Technik unter Verwendung eines Flipflops in einem
beschriebenen Schaltspannungszugang oder in einem geschalteten Stromzugang
erhöht
werden kann, um dieses Rauschen zu verringern, verschlechtert sich
gleichzeitig die Frequenzreaktion des Sensors. Durch den Austausch
des Flipflops, z. B. des D-Signalspeichers 18, durch einen Schalter,
der eine analoge Rückkopplung
erlaubt, kann die Gesamtfehlerladung durch die Bereitstellung einer gleichen
Rückkopplungsladung
aufgehoben werden, wodurch das Rauschen bedeutend reduziert wird.
Zum Beispiel wurde in einem gemäß der Erfindung
gebauten Sensor das Ausgangsrauschen von 1% fso (Skalenendwert)
ohne Verschlechterung der Frequenzreaktion auf 0,1% fso reduziert.
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Wie oben erwähnt wurde, bezieht sich ein
weiteres Merkmal auf die Bereitstellung von Mitteln, die die Nichtlinearität des Ausgangssignals
korrigieren. Typischerweise tritt bei Druck- und Beschleunigungssensoren eine
Nichtlinearität
in der Größenordnung
von 1,0% fso auf. Diese Nichtlinearität wird durch verschiedene Faktoren
wie etwa die ungleichmäßige Bewegung
der beweglichen Kondensatorplatte an einer Membran, die in Verbindung
mit einer Druckquelle steht, verursacht, wobei die Bewegung der
Membran abnimmt, wenn in einer Richtung aus dem Zentrum zu einem
festen Umfang der Membran gegangen wird. Diese Nichtlinearität kann, wie
in 3 gezeigt ist, durch
Hinzufügen
eines parasitären
Kondensators CPAR parallel zu dem veränderbaren Kondensator
CVAR modelliert werden. Die elektronische Übertragungsfunktion
für den
Zugang mit geschalteter Spannung, wie er oben beschrieben wurde,
führt zu
einer Sensorausgangsspannung, die eine lineare Funktion von CREF/(CVAR + CPAR – CLIN) ist. Die inverse CVAR ist
im Idealfall eine lineare Funktion der abgetasteten Anregung, weshalb
die Sensorausgangsspannung ebenfalls eine lineare Funktion der abgetasteten
Anregung ist, solange CLIN gleich CVAR ist. Wie in 3 gezeigt ist, ist ein Ende des Kondensators
CLIN mit dem Anschlußstift 4, dem gemeinsamen
Knoten zwischen den Kondensatoren CREF und
CVAR, verbunden, während das andere Ende mit einem
Schaltspannungssignal verbunden ist, das zu dem an die Kondensatoren
CVAR angelegten Signal gegenphasig ist.
Der Betrag der Linearitätskorrektur
kann durch das Einstellen der Kapazität von CLIN oder durch
das Einstellen der Größe des an
den Kondensator CLIN angelegten Signals
eingestellt werden.
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Ein Meßwandler, der gemäß der Erfindung
hergestellt wurde, umfaßte
außer
der integrierten Schaltung
12 die folgenden Komponenten:
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In einer Ausführungsform der Erfindung schafft
ein Netzwerkmerkmal, wie in 4 gezeigt
ist, eine thermische Fehlerkompensation für den Sensor. Das Netzwerk
umfaßt
einen temperaturabhängigen
Widerstand R4, der in Reihe mit einem Kalibrierungswiderstand R5
zwischen der Versorgungsspannung VDD und
der Masse VSS geschaltet ist. Ein thermisches
Kompensationspotentiometer R6 ist zwischen eine Referenzspannung
VDD/2 und die Verbindung der Widerstände R4,
R5 geschaltet. Der Kalibrierungswiderstand R5 wird so eingestellt,
daß die
Einstellung des Potentiometers R6 die Offset-Kompensationsspannung,
die mit der Sensorausgangsstufe bei einer ersten Temperatur, z.
B. Raumtemperatur, verbunden ist, nicht beeinflußt. Da sich der Widerstandswert
des Widerstands R4 mit der Temperatur ändert, kann der Sensorausgangsfehler,
der durch eine Änderung
bei einer zweiten Temperatur verursacht wird, durch das Einstellen
des Potentiometers R6 ohne eine Beeinflussung des Sensorausgangssignals
bei der ersten Temperatur kompensiert werden. Diese Ausführungsform
vereinfacht aufgrund der Kompensation bei der zweiten Temperatur
durch die Beseitigung des Bedarfs einer zweiten Einstellung bei
der ersten Temperatur die thermische Kompensation. Ein weiterer Vorteil
ist, daß in
bezug auf das Herstellungsverfahren die Sen sordaten, die während des Übergangs
von der ersten zur zweiten Temperatur und umgekehrt erhalten werden,
nicht gespeichert werden müssen.
Eine ähnliche
Kalibrierbrücke
zur Temperaturkompensation ist in dem ebenfalls auf den Anmelder übertragenen
US-Patent Nr. 5.241.850 gezeigt.
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Obwohl durch die Erläuterung
der Erfindung eine besondere Ausführungsform der Erfindung beschrieben
worden ist, sind selbstverständlich
weitere Ausführungsformen
und Veränderungen
der Erfindung möglich. Die
Erfindung schließt
alle Abänderungen
der offenbarten Ausführungsform,
die in dem Umfang der Ansprüche liegen,
ein.