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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur
Steuerung eines Gleichspannungswandlers oder Zerhackers mit
induktiver Energiespeicherung. Insbesondere betrifft die
Erfindung ein solches Verfahren, das in bekannter Weise
gemäß Energietransferzyklen zwischen einer Primärquelle und
einer Sekundärquelle arbeitet, wobei jeder Zyklus eine
Periode der Akkumulierung von magnetischer Energie in einem
induktiven Element ausgehend von der Primärquelle und eine
nachfolgende Periode der Abgabe dieser Energie an die
sekundäre Quelle enthält.
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Die Gleichspannungswandler mit induktiver Speicherung
enthalten ein induktives Speicherelement zwischen einem
primären Schaltkreis, der vor einer Speisequelle einen
gesteuerten Unterbrecher enthält, und einem
Sekundärschaltkreis, der einen Unterbrecher vor einer Last enthält. Der
primäre Schaltkreis bewirkt durch Betätigung seines
Unterbrechers die Steuerung der Zyklen zur Speisung der Energie
aus der Speisequelle in das induktive Speicherelement,
während der sekundäre Schaltkreis die Zyklen der Lieferung
der Energie aus dem induktiven Speicherelement an die Last
steuert.
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Ursprünglich verwendeten diese Gleichspannungswandler
eine feste Zerhackerfrequenz und besaßen keine Regulierung
ihrer Ausgangsspannung. Die feste Zerhackerfrequenz war ein
interessantes Merkmal bei der Speisung von Lasten, die auf
funkelektrische Störungen empfindlich reagieren, da die
funkelektrischen Störungen des Wandlers in einem engen
Frequenzband um die Zerhackerfrequenz herum beschränkt
waren, sodaß es möglich war, durch Verschieben dieser
Zerhackerfrequenz den Einfluß dieser funkelektrischen Störungen
des Wandlers auf seine Last unter Berücksichtigung der
empfindlichen Frequenzen dieser Last zu minimieren. Dagegen
war die nicht vorhandene Regelung der Ausgangsspannung oft
ein Nachteil, da letztere erheblichen Schwankungen abhängig
von den Veränderungen der von der Last absorbierten Leistung
und von denen der Spannung der Stromquelle unterworfen
waren.
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Ursprünglich ging man dazu über, am Ausgang der
Gleichspannungswandler mit induktiver Energiespeicherung
eine Spannungsregelung mittels Ballast für die Lasten
vorzusehen, die auf Speisespannungsschwankungen empfindlich
reagieren. Daraus resultierte aber ein erheblich
schlechterer Wirkungsgrad. Um dieses Problem zu lösen, verwendete man
dann in Gleichspannungswandlern mit induktiver
Energiespeicherung Schaltungen zur Regelung ihrer Ausgangsspannungen,
die im wesentlichen die Dauer des Zyklus der Energieabgabe
an das induktive Speicherelement steuern.
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Es gibt zahlreiche Arten von Schaltungen zur Regelung
der Ausgangsspannung für Gleichspannungswandler mit
induktiver Energiespeicherung. Zu den erfolgreichsten zählt die
Schaltung gemäß der Patentanmeldung FR-A-2 729 516. Diese
Schaltungen zur Regelung der Ausgangsspannung sind im
allgemeinen zufriedenstellend und verbessern den Wirkungsgrad
erheblich. Sie ergeben jedoch eine Veränderung der
Zerhackerfrequenz abhängig von der in der Last absorbierten
Leistung und von der Spannung der Speisequelle. Diese
Veränderung der Zerhackerfrequenz führt zu einer Verbreiterung des
Störfrequenzbands des Wandlers und ergibt schieriger zu
lösende Probleme der funkelektrischen Entstörung der Lasten.
Außerdem führt sie zu Veränderungen des Wirkungsgrads, der
mit zunehmender Zerhackerfrequenz abnimmt.
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Aus dem Patent DE-44 38 387 sind weiter
Gleichspannungswandler mit induktiver Energiespeicherung und
Ausgangsspannungsregelung bekannt, die mit einer konstanten Frequenz
arbeiten, aber diesen Schaltungen haften sowohl Probleme
hinsichtlich des Wirkungsgrads als auch der funkelektrischen
Störungen an, da sie große Stromimpulse erzeugen.
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Diese Wandler enthalten üblicherweise ein induktives
Speicherelement, einen Primärschaltkreis mit einem
gesteuerten Unterbrecher zwischen einer Speisequelle und dem
induktiven Speicherelement sowie einen sekundären Schaltkreis mit
einem Unterbrecher zwischen dem induktiven Speicherelement
und einer Last. Außerdem besitzen sie in ihrem primären
Schaltkreis einen Überstromdetektor, der den gesteuerten
Unterbrecher bei einem Überstrom öffnet, sowie in dem
sekundären Schaltkreis eine Schaltung zum Kurzschließen der
Klemmen des induktiven Speicherelements, die abhängig von
der augenblicklichen Spannung an den Klemmen der Last
ausgelöst wird. Die Regelung der Spannung an den Lastklemmen
ergibt sich hier durch Verschiebung des Übergangs zwischen
den Akkumulierungs- und Abgabeperioden der Energie aus dem
induktiven Speicherelement während eines jeden
Zerhackerzyklus konstanter Dauer. Hierzu erzeugt man im sekundären
Schaltkreis früher oder später in jeder Periode der Energie-
Akkumulierung in dem induktiven Speicherelement, das heißt
während der gesteuerte Unterbrecher im primären Schaltkreis
leitend ist, einen Kurzschluß, der einen Überstrom in dem
primären Schaltkreis hervorruft und das Öffnen des
gesteuerten Unterbrechers durch den Überstromdetektor hervorruft.
Dieser Überstromimpuls in jedem Zerhackerzyklus
verschlechtert den Wirkungsgrad und erhöht den funkelektrischen
Störpegel des Wandlers.
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Weiter ist insbesondere aus der Patentanmeldung EP-A-
0 767 529 ein Gleichspannungswandler mit einer sogenannten
Forward-Halbbrücke bekannt, der gesteuerte Mittel zum
Kurzschließen der Primärwicklung des in der Diagonale der
Halbbrücke liegenden und durch gesteuerte Unterbrecher an beiden
Seiten der Halbbrücke mit Wechselstrom gespeisten
Transformators enthält.
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Ein solcher Wandler hat jedoch den Nachteil, zwei
getrennte magnetische Elemente für die galvanische Trennung
und für die Speicherung der magnetischen Energie zu benötigen,
den Transformator, der nur der galvanischen Isolierung
dient, und die Filterinduktivität der Sekundärwicklung, die
im wesentlichen die Speicherung der magnetischen Energie
realisiert. So schließen die gesteuerten Kurzschlußmittel an
den Klemmen der Primärwicklung des Transformators nicht das
induktive Speicherelement des Wandlers kurz, sondern
erzwingen die Spannung null am Transformator während einer
mehr oder minder langen Zeit bei jedem Wechsel der
Stromrichtung in der Primärwicklung des Transformators. Während
dieser Zeiten der erzwungenen Spannung null liefert das
induktive Energiespeicherelement, das von der
Filterinduktanz der Sekundärwicklung gebildet wird, weiter seine
Energie in die Last des Wandlers, sodaß diese Zeitdauer der
Spannung null Perioden entspricht, in der die gespeicherte
Energie abnimmt und nicht konstant gehalten wird.
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Die vorliegende Erfindung zielt insbesondere darauf
ab, diese Nachteile zu beheben und insbesondere einen
Gleichspannungswandler mit induktiver Energiespeicherung und
Regelung der Ausgangsspannung anzugeben, der im Vergleich
zum Stand der Technik einen geringeren funkelektrischen
Störpegel in einem verringerten Frequenzband sowie einen
besseren Wirkungsgrad in einem größeren Betriebsbereich
aufweist, und zwar sowohl hinsichtlich der Spannung als auch
der von der Last absorbierten Leistung.
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Hierzu ist in erster Linie Gegenstand der Erfindung
ein Verfahren zur Steuerung eines Gleichspannungswandlers
mit induktiver Energiespeicherung, der gemäß
Energietransfer-Zyklen zwischen einer primären und einer sekundären
Quelle arbeitet, wobei jeder Zyklus zwei getrennte Phasen
enthält, nämlich eine Phase der Akkumulierung magnetischer
Energie in einem induktiven Speicherelement in Form eines
Transformators ausgehend von der Primärquelle und eine Phase
der Abgabe der Energie an die sekundäre Quelle, und wobei
hierzu außer dem induktiven Speicherelement ein primärer
Schaltkreis mit einem gesteuerten Unterbrecher zwischen der
primären Quelle und dem induktiven Speicherelement und ein
sekundärer Schaltkreis mit einem gesteuerten Unterbrecher
zwischen dem induktiven Speicherelement und der sekundären
Quelle vorhanden sind. In diesem Steuerverfahren führt man
in einen Betriebszyklus eine energetisch neutrale Phase ein,
während der das induktive Speicherelement seine Energie
konstant hält und die gesteuerten Unterbrecher des primären
und des sekundären Schaltkreises blockiert sind und Mittel
eine Spannung null an den Klemmen des induktiven
Speicherelements gewährleisten, wobei diese energetisch neutrale
Phase eine solche Dauer innerhalb eines
Energietransferzyklus besitzt, daß der Wandler bei einer vorbestimmten
Frequenz arbeitet.
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Dieses Steuerverfahren kann, wie man versteht, den
Variationsbereich der Zerhackerfrequenz des Wandlers
festlegen und ermöglicht zugleich die Realisierung der
Verbesserungen gemäß der Druckschrift FR-A-2 729 516. So bleiben
die mit diesen Verbesserungen verknüpften Vorteile erhalten
und zusätzlich ergibt sich eine weitere Verbesserung des
Wirkungsgrads durch Absenkung der magnetischen und der
Schaltverluste, während die Frequenz auf einem geringeren
Wert ohne Vergrößerung der Ströme gehalten werden kann.
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Insbesondere verwendet man im allgemeinen eine
konstante Betriebsfrequenz entsprechend der der oben
genannten Druckschrift für die Bedingungen minimaler
Eingangsspannungen und maximaler Last, die den höchsten Wirkungsgrad
versprechen.
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Ein anderer Vorteil des Betriebs bei konstanter
Frequenz besteht darin, daß der Wandler mit anderen
Funktionen synchronisiert werden kann. So kann man die Störsignale,
das Rauschen oder Frequenzschwebungen verringern.
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Es ist auch möglich, bei einer konstanten
Betriebsfrequenz auf diese Frequenz abgestimmte Eingangsfilter zu
realisieren.
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Vorzugsweise beginnt man die energetisch neutrale
Phase bei einem Nulldurchgang der Spannung an den Klemmen
der Magnetisierungsspule des induktiven Speicherelements.
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Ebenfalls vorzugsweise beginnt man die energetisch
neutrale Phase, wenn der die Magnetisierungsspule
durchquerende Strom den kleinstmöglichen Wert besitzt.
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Wenn diese Phase während eines Nulldurchgangs der
Spannung beginnen soll, hat man nämlich die Wahl zwischen
zwei Zeitpunkten in jedem Zyklus. Man wählt dann denjenigen,
in dem der Strom den geringsten Wert hat, um den in dem eine
Spannung null an den Klemmen des induktiven Elements
erzeugenden Element fließenden Strom klein zu halten.
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In einer besonderen Ausführungsform schließt man das
induktive Element mithilfe eines MOS-Transistors kurz, der
in Reihe mit einer Diode geschaltet ist, wobei der
Transistor in einem Zeitpunkt leitend gesteuert wird, in dem die
Diode in Sperr-Richtung vorgespannt ist.
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Gegenstand der Erfindung ist auch ein
Gleichspannungswandler mit induktiver Energiespeicherung, der sin
induktives Speicherelement in Form eines Transformators,
einen primären Schaltkreis mit einem gesteuerten
Unterbrecher zwischen einer primären Quelle, die die Energie
liefert, und dem induktiven Speicherelement, und einen
sekundären Schaltkreis mit einem gesteuerten Unterbrecher zwischen
dem induktiven Speicherelement und einer sekundären Quelle
zur Abgabe der Energie sowie Mittel aufweist, um die
gesteuerten Unterbrecher des primären und des sekundären
Schaltkreises zyklisch während bestimmter Zeitintervalle leitend
zu steuern, sodaß im Wandler ein zyklischer Betrieb mit
einer Energie-Akkumulierungsphase und einer
Energie-Abgabephase realisiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß der
Wandler Kurzschlußmittel zum Kurzschließen des induktiven
Speicherelements sowie Mittel zur Steuerung der
Kurzschlußmittel aufweist, um im Rahmen des Betriebszyklus des
Wandlers eine energetisch neutrale Phase einzuführen, während
der das induktive Speicherelement seine Energie beibehält
und die gesteuerten Unterbrecher des primären und des
sekundären Schaltkreises offen sind.
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In einer besonderen Ausführungsform enthält das
induktive Koppelelement eine Primärwicklung, die zum
primären Schaltkreis gehört, und die Kurzschlußmittel enthalten
einen gesteuerten Unterbrecher, der parallel zur
Primärwicklung angeordnet ist.
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In einer anderen besonderen Ausführungsform enthält
das induktive Koppelelement eine Sekundärwicklung, die zum
sekundären Schaltkreis gehört, wobei die Kurzschlußmittel
einen gesteuerten Unterbrecher enthalten, der parallel zur
Sekundärwicklung liegt.
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In noch einer weiteren besondere Ausführungsform
enthält das induktive Koppelelement eine Hilfswicklung, die
unabhängig von dem primären und dem sekundären Schaltkreis
ist, wobei die Kurzschlußmittel einen gesteuerten
Unterbrecher enthalten, der parallel zu dieser Hilfswicklung
liegt.
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Die Erfindung wird nun anhand von besonderen
Ausführungsformen der Erfindung, die diese nicht einschränken,
und der beiliegenden schematischen Zeichnungen näher
erläutert.
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Fig. 1 zeigt das elektrische Schaltbild eines
Wandlers gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung.
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Fig. 1a zeigt ein Ersatzschaltbild des in Fig. 1
gezeigten Transformators.
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Die Fig. 2.1 bis 2.6 zeigen sechs Phasen des
Betriebszyklus des Wandlers aus Fig. 1.
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Fig. 3 zeigt den Verlauf des Stroms in der
Magnetisierungsspule und der Spannung an den Klemmen der
Primärwicklung des Transformators während des Zyklus.
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Fig. 4 zeigt eine Energiediagramm mit dem Verlauf
der Spannung an den Klemmen der Magnetisierungsspule und dem
Verlauf des durch diese fließenden Stroms.
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Die Fig. 5 und 6 ähneln Fig. 1 und betreffen zwei
weitere Ausführungsformen.
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In Fig. 1 erkennt man einen Gleichspannungswandler,
der in bekannter Weise einen primären Schaltkreis 1 und
einen sekundären Schaltkreis 2 besitzt, die über einen
Transformator 3 gekoppelt sind. Der primäre Schaltkreis 1
enthält in Reihe mit der Primärwicklung 4 des Transformators
3 eine Spannungsquelle 5, hier einen Generator, und einen
Steuertransistor 6 vom MOS-Typ. Entsprechend enthält der
sekundäre Schaltkreis 2 in Reihe mit der Sekundärwicklung 7
des Transformators 3 eine Spannungsquelle 8, hier eine
gefilterte Last, und einen Steuertransistor 9 vom MOS-Typ.
Ein Kondensator 10 liegt parallel zur Primärwicklung 4, wie
dies ebenfalls bekannt ist.
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In Fig. 1a erkennt man das Ersatzschaltbild des
Transformators 3 in Form eines idealen Transformators mit
nur einer Magrietisierungsspule 11 des Transformators, deren
Induktivität aus der Sicht des magnetisierenden Milieus den
Wert Lm hat. Np und Ns bezeichnen die Anzahl der Windungen
der Primär- beziehungsweise der Sekundärwicklung und Ip
beziehungsweise Is bezeichnen den Strom in diesen
Wicklungen. Dann lautet der Magnetisierungsstrom wie folgt:
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ILm = Np·Ip + Ns·Is
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Die Spannungen an den Klemmen der Quellen 5 und 8
sind mit Vin beziehungsweise Vout bezeichnet.
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Erfindungsgemäß enthält der primäre Schaltkreis 1
außerdem parallel zur Primärwicklung 4 eine Diode 12 und
einen MOS-Transistor 13, deren Betriebsweise nachstehend
beschrieben wird.
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Diese Beschreibung der Betriebsweise des Wandlers
gemäß Fig. 1 erfolgt anhand der Fig. 2.1 bis 2.6. Die
MOS-Transistoren sind in diesen Figuren in der Sperrperiode
Phase durch ihre Kondensatoren und Stördioden und in der
Leitperiode als Kurzschlüsse nachgebildet. Die Stördioden
werden ihrerseits als ideal betrachtet, das heißt als
Kurzschlüsse, wenn sie leitend sind, und als offene Schaltungen,
wenn sie nichtleitend sind. Schließlich ist die Diode 12 im
Modell als ein Kondensator parallel zu einer idealen Diode
dargestellt.
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Die erste Betriebsphase (Fig. 2.1) einer Dauer Ton
ist die Phase der Speicherung der Energie im Transformator 3
ausgehend von der Quelle 5. Der MOS-Transistor 6 im
Primärkreis ist leitend, wenn die Spannung an seinen Klemmen am
Ende der vorausgegangenen Phase null wurde, was einen
sanften Übergang in den leitenden Zustand erlaubt. Die MOS-
Transistoren 9 und 13 sind nicht stromführend und die Diode
12 ist leitend.
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Während dieser ersten Phase variiert der
Magnetisierungsstrom von Ion1m (negativ) bis Ion2m (positiv). Die
Spannung an den Klemmen der Magnetisierungsspule bleibt
konstant auf dem Wert Vin/Np (Fig. 4). Die Stördiode des
MOS-Transistors 6 ist leitend, so lange der Strom Ip im
primären Schaltkreis negativ ist. Die Erfassung eines
Sollwerts Ion2p bewirkt das Sperren des MOS-Transistors 6, was
die Phase 2 einleitet, die in Fig. 2.2 dargestellt ist.
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Während dieser zweiten Phase der Dauer Tr sind alle
MOS-Transistoren gesperrt. Die Sperrung des MOS-Transistors
6 ergibt eine Resonanz zwischen der Primärspule Lp und dem
Kondensator Ceqp, der allen Kondensatoren der Schaltung aus
der Sicht des primären Schaltkreises äquivalent ist.
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Während dieser Phase bleibt die Energie konstant,
also: ILm²·Zeqm + VLm² = Konstante
und der Arbeitspunkt des Wandlers beschreibt in Fig. 4
einen Kreisbogen. Die Erfassung des Durchgangs durch null
Volt der Spannung Vs an den Klemmen der Sekundärwicklung
macht den MOS-Transistor 9 leitend und bildet den Beginn der
dritten Phase.
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Diese dritte Phase ist diejenige, in dar die
gespeicherte Energie an den sekundären Schaltkreis während einer
Zeit Toff abgegeben wird. Der MOS-Transistor 6 ist gesperrt
und der MOS-Transistor 13 ist leitend, die Diode 12 ist in
Sperr-Richtung vorgespannt, sodaß der Strom im
MOS-Transistor 13 null ist.
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Während dieser Phase ist die Spannung VLm an den
Klemmen der Magnetisierungsspule konstant auf dem Wert -
Vout/Ns (Fig. 4), und der Strom ILm nimmt von Ioff1m bis
auf Ioff2m ab (Fig. 3). Die Erfassung eines Sollwerts von
Ioff2s führt zur Sperrung des MOS-Transistors 9 zum Beginn
der vierten Phase.
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Die Sperrung des MOS-Transistors 9 ergibt eine
Resonanz. Der Strom ILs fließt weiter und lädt den
Kondensator Cs der Schaltung aus der Sicht des sekundären
Schaltkreises. Der MOS-Transistor 6 ist gesperrt und der MOS-
Transistor 13 ist leitend.
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Während dieser Phase beschreibt der Punkt des
Diagramms in Fig. 4 einen Kreisbogen wie in der zweiten Phase
und die Spannung VLs nimmt mit zunehmender Ladung des
Kondensators mit dem Strom ILs zu, bis die Diode 12 leitend
wird und somit die Resonanz unterbricht und die fünfte Phase
nach einer Zeit Tf1 (Fig. 2.5) einleitet.
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Während dieser Wartephase sind die beiden
MOS-Transistoren 6 und 9 gesperrt und der MOS-Transistor 13 ist
leitend. Die Diode 12 ist leitend und erzwingt eine Spannung
null an den Klemmen der Primärwicklung 4. So behält der
Transformator 3 während dieser Phase eine konstante Energie
bei und ist somit aus energetischer Sicht neutral.
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Der Strom ILm in der Magnetisierungsspule ist
konstant und die Spannung an ihren Klemmen ist null. Der
Arbeitspunkt auf dem Diagramm der Fig. 4 verändert sich nicht
auf der vertikalen Achse der Stromstärke. Man stellt fest,
daß diese Wartephase auch am anderen Punkt des Diagramms mit
der Spannung null hätte ausgelöst werden können, aber der
Kurzschlußstrom wäre dann höher gewesen.
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Die Dauer Tv dieser Wartephase ist so geregelt, daß
die Gesamtzeit T = Ton + Tr + Toff + Tf1 + Tv + Tf2 konstant
ist und der Zerhackerperiode gleicht. Tf2 ist die Dauer der
sechsten Phase, die nachfolgend beschrieben wird. Diese
Wartephase ermöglicht es, mit konstanter Frequenz zu
arbeiten.
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Wenn die Zeit Tv abgelaufen ist, wird der
MOS-Transistor 13 durch nicht dargestellte Mittel, die diese Zeit
berechnen können, leitend gesteuert, sodaß die Resonanzphase
neu beginnt. Alle MOS-Transistoren sind gesperrt. Der
Arbeitspunkt auf dem Diagramm gemäß Fig. 4 durchläuft den
Kreisbogen der vierten Phase.
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Die Erfassung des Nulldurchgangs der Spannung am MOS-
Transistor 6 leitet den Beginn der ersten Phase eines neuen
Zyklus ein.
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Es sei hier bemerkt, daß der MOS-Transistor 13 durch
ein beliebiges geeignetes Mittel gleichzeitig mit dem
Transistor 9 leitend gesteuert wird. Es handelt sich hier um
eine einfache praktische Maßnahme und dieser Transistor kann
in jedem Zeitpunkt der Phasen 3 und 4 leitend gesteuert
werden.
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Die Fig. 5 und 6 zeigen zwei weitere
Ausführungsformen, deren Betriebsweise der der Fig. 1 äquivalent ist.
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In Fig. 5 ist der MOS-Transistor 15 für die
Steuerung der Zyklusdauer in Reihe mit seiner Diode 16 parallel
an die Sekundärwicklung 7 des Transformators angeschlossen,
um sie während der Wartephase kurzzuschließen.
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In Fig. 6 enthält der Transformator eine dritte
Wicklung 17. Der MOS-Transistor 18 zur Steuerung der
Zyklusdauer und seine Diode 19 sind hier an diese Wicklung
angeschlossen, um diese während der Wartephase kurzzuschließen.