DE69803933T2

DE69803933T2 - Verfahren zur elektronischen strahlformung von akustischen signalen und akustisches sensorgerät

Info

Publication number: DE69803933T2
Application number: DE69803933T
Authority: DE
Inventors: Werner Hottinger; Joseph Maisano
Original assignee: Phonak AG
Current assignee: Sonova Holding AG
Priority date: 1997-08-20
Filing date: 1998-06-08
Publication date: 2002-10-10
Anticipated expiration: 2018-06-09
Also published as: TR200000457T2; KR20010023076A; CN1267445A; AU7544198A; IL134435A; EP0820210A2; RU2185710C2; NZ502883A; AU746584B2; IL134435A0; JP2001516196A; ATE213581T1; EP1005783B1; DK1005783T3; EP0820210A3; CA2301216A1; CA2301216C; WO1999009786A1; DE69803933D1; EP1005783A1

Description

Die vorliegende Erfindung ist im allgemeinen auf eine Technik zur sogenannten "Strahlbündelung" bei akustischen Signalen gerichtet.
Die Verwendung von richtungsabhängigen akustisch-elektrischen Meßwandlern und insbesondere von derartigen Mikrophonen ist eine der effektivsten Arten zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses in Audiosystemen. Es ist bekannt, richtungsabhängige Mikrophone durch die Verwendung einer Anordnung von Mikrophonzellen und die Zeitverzögerung sowie die Überlagerung der Ausgangssignale solcher Zellen zu realisieren, worauf die bekannte "Verzögerungs- und Summierungs"-Technik folgt.
Dieses bekannte Prinzip ist mit zwei richtungsunabhängigen Mikrophonzellen in Fig. 1 gezeigt. Zwei richtungsunabhängige Mikrophone 1 und 2 besitzen einen Relativabstand p. Der Ausgangssignal eines der Mikrophone, das das Signal A1 darstellt, wird um den Zeitbetrag τ zeitverzögert, wobei das zeitverzögerte Signal, das das Signal A&sub1;' darstellt, in einer Überlagerungseinheit 3 dem unverzögerten Ausgangssignal A&sub2; des Mikrophons 2 überlagert wird. Am Ausgang der Überlagerungseinheit 3 ergibt sich das Ausgangssignal Ar mit einer Charakteristik der Verstärkung gegenüber dem Auftreffwinkel Θ, die in Fig. 2 gezeigt ist und für eine Frequenz ω betrachtet wird. Dabei ist es üblich, als Verzögerungszeit τ den Quotienten aus dem Abstand p und der Schallgeschwindigkeit c zu wählen. Bei dieser Anordnung ergibt sich, wie in Fig. 2 gezeigt ist, eine herzförmige Charakteristik erster Ordnung. Es kann gezeigt werden, daß die Amplitude des sich ergebenden Signals Ar dem Sinuswert der Signalfrequenz ω und zum Abstand p proportional ist. Die maximale Verstärkung in der Zielrichtung (180º) tritt bei der Frequenz fr = c/(4p) auf. Bei einem Abstand p von 12 mm beträgt fr etwa 7 kHz.
Durch die Staffelung von mehreren der Doppelzellen-Anordnungen von Fig. 1 und Überlagern der sich ergebenden Signale Ar der mehreren Doppelzellen-Anordnungen können herzförmige Charakteristiken höherer Ordnung realisiert werden.
In Fig. 3 ist eine bekannte Anordnung zum Realisieren herzförmiger Charakteristiken zweiter Ordnung gemäß Fig. 4 gezeigt. Je höher die Ordnung der Anordnung aus Richtmikrophonen ist, desto höher wird der Richtungsindex und die Verstärkung bei fr, desto größer wird jedoch außerdem die Dämpfung im Filter für kleine und große Frequenzen sowie die Anzahl unerwünschter Seitenkeulen. Wegen der Definition des Richtungsindex sollte auf Speech Communication 20 (1996), 229-240, "Microphone array systems for hands-free telecommunications", Garry W. Elko Bezug genommen werden.
In Fig. 5 ist eine Charakteristik der Verstärkung gegenüber der Frequenz der ersten und zweiten herzförmigen Charakteristiken für einen Auftreffwinkel Θ = 180º gezeigt. Daraus sind die Filterdämpfungen großer und kleiner Frequenzen deutlich erkennbar.
Solche Techniken zur Strahlbündelung sind wohlbekannt und wurden unter Verwendung der analogen Signalverarbeitung, wie z. B. in US-A-2.237.298, US-A-4.544.927, US-A-4.703-506 und US-A-5-506.908 gezeigt ist, oder unter Verwendung der digitalen Signalverarbeitung sowohl im Zeit- als auch im Frequenzbereich, wie in EP-A-0 381498 (Zeitbereich) oder in US-A-5.581.620 (Frequenzbereich) gezeigt ist, realisiert.
Strahlbündelungen, die mit einem dieser Prinzipien realisiert werden, besitzen die folgenden Nachteile:
a) Das sich ergebende Signal ist bei kleinen Frequenzen gedämpft, was ein schlechtes Signal/Rausch-Verhältnis zur Folge hat.
b) Der Richtungsindex ist sehr empfindlich auf die Anpassung der einzelnen Mikrophonzellen, speziell bei kleinen Frequenzen.
c) Der Abstand p zwischen den Mikrophonzellen sollte für den Audiobereich groß sein (> 12 mm).
d) Das Frequenzband mit einer hohen Verstärkung in der Zielrichtung ist relativ schmal, wie aus Fig. 5 deutlich erkennbar ist.
e) Der Richtfaktor hängt stark von der Anzahl der Mikrophonzellen und somit von der Komplexität der Gesamtanordnung ab.
f) da ein hoher Richtfaktor durch Erhöhung der Anzahl der Zellen angestrebt wird, werden mehr unerwünschte Seitenkeulen eingebracht
Es sind mehrere Techniken vorgeschlagen worden, um einige dieser Nachteile zu überwinden:
In WO 95/20305 (E. Lindemann) wird ein adaptives Rauschminderungssystem zur Verwendung in einer binauralen Hörhilfe vorgeschlagen. Es erfaßt die Leistung der empfangenen Signale, um gewünschte Signale von unerwünschten zu trennen.
Es wird eine "Breitseiten"-Mikrophonzellen-Anordnung vorgeschlagen, d. h. die Zielrichtung ist senkrecht zur Achse von einem Mikrophon zum anderen im Unterschied zur Anordnung gemäß z. B. Fig. 1 und den Prinzipien der vorliegenden Erfindung, die "in Reihe" ist.
Die offenbarte Vorrichtung ist voluminös (> > 5 cm), so daß sie nicht für eine Einohr-Hörhilfe implementiert werden kann.
Zwei gleiche Strahlkeulen werden in Zielrichtung und in der entgegengesetzten Richtung erzeugt.
Bei einer derartigen Hörhilfe muß eine Verbindung zwischen dem linken und dem rechten Ohrsystem vorhanden sein, wodurch die Vorrichtung für die Hörhilfe unhandlich wird. Wie durch denselben Autor in "Two microphone non-linear frequency domain beam former for hearing aid noise reduction" 1995, IEEE ASSP Workshop on Applications of Signal Processing to Audio and Acoustics, 15. bis 18. Oktober, Mohonk, New Paltz, New York, beschrieben ist, ist eine solche Strahlformung außerdem nur effektiv bis zu etwa 2 kHz und führt zu Verzerrungen des gewünschten Signals.
US-A-4.653.102 schlägt die Verwendung von zwei Richtmikrophonen, die in die Zielrichtung gerichtet sind, und eines dritten Mikrophons, das in die entgegengesetzte Richtung gerichtet ist, vor. Das Signal des dritten Mikrophons, das vermutlich lediglich Rauschen enthält, wird verwendet, um das Verhalten der beiden Hauptmikrophone zu formen. Diese Technik besitzt offensichtlich einen Nachteil in echobehafteten Räumen, in denen das gewünschte Signal an Wänden, dem Boden, der Decke und den Möbeln reflektiert wird und deswegen vom System als Rauschen betrachtet wird. Diese Technik ist ferner dadurch unhandlich, da sie wenigstens drei Mikrophone verwendet.
Die Aufmerksamkeit wird ferner auf US-A-5.400.409 und 5.539.859 gelenkt.
Als ein Beispiel bekannter Techniken zur Strahlformung schlägt US-A-5.539.859 eine Technik vor, bei der eine Empfangscharakteristik in der Richtung registriert wird, aus der die stärkste Energie auf ein Paar Mikrophone auftrifft und in der Schallumgebung betrachtet wird. Prinzipiell wird der gesamte Schall, der aus Richtungen auftrifft, die sich von der Richtung der stärksten Energie unterscheiden, als Rauschen betrachtet und sein Empfang wird gelöscht.
Dabei wird eine Analog/Digital-Umsetzung und eine nachfolgende Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzung an den Ausgangssignalen der beiden Mikrophone ausgeführt. Unter Ausnutzung der Kenntnis des festen Relativabstands zwischen den beiden Mikrophonen, von dem die Phasendifferenz der eintreffenden Signalspektren abhängig ist, werden der relative Phasenverlauf und somit die Einfallsrichtung der Schallsignale mit der stärksten Energie bestimmt, d. h. die Richtung der Schallquelle mit der stärksten Energie in der akustischen Umgebung. Signale, die aus dieser Richtung eintreffen, werden mit Hilfe der Gleichtaktverschiebung und Addierung in ähnlicher Weise wie bei der Autokorrelationstechnik verstärkt, wobei Signale aus anderen Einfallswinkeln als Rauschen gelöscht werden.
Durch eine derartige Technik legt die Energieverteilung in der Schallumgebung die Selektivität des Empfangs fest und es ist nicht möglich, eine Charakteristik des maximalen Empfangs frei zu wählen oder im voraus zu wählen, z. B. in der Richtung, aus der es erwünscht ist, wahlweise Schall zu empfangen, unabhängig von seiner Relativenergie. Ein Gebiet, auf dem eine derartige Selektivität unabhängig von der Energieverteilung in der Schallumgebung sicher vorteilhaft wäre, ist die Technik der Hörhilfen.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zu schaffen zum elektronischen Ausbilden einer vorgegebenen Verstärkungscharakteristik in Abhängigkeit von der Richtung, aus der akustische Signale empfangen werden, bei wenigstens zwei beabstandeten akustisch-elektrischen Meßwandlern und einer entsprechenden Schallsensor-Vorrichtung, bei der lediglich eine kleine Anzahl von Mikrophonen oder Mikrophonzellen verwendet werden muß und die dadurch die Realisierung von kleinen und kompakten richtungsabhängigen Meßwandlern oder Mikrophonen ermöglicht. Deswegen ist die bevorzugte Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung zur Hörhilfe und insbesondere eine Vorrichtung zur Einohr-Hörhilfe.
Es ist ferner eine Aufgabe, ein Verfahren und eine Vorrichtung mit einem guten Frequenzverhalten im Audioband, d. h. zwischen etwa 0,1 und 10 kHz zu schaffen.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zu schaffen, die die Realisierung eines hohen Signal/Rausch- Verhältnisses ohne unerwünschte Seitenkeulen und mit einer leicht veränderbaren Strahlform, z. B. für das akustische Zoomen, ermöglichen.
Diese sowie weitere Aufgaben werden erfüllt durch das erfindungsgemäße Verfahren, das die folgenden Schritte umfaßt: wiederholtes Bestimmen eines jeweiligen Relativverzögerungssignals aus von den akustischen Signalen abhängenden Signalen in Übereinstimmung mit einer Empfangsverzögerung bei den wenigstens zwei Meßwandlern; Beaufschlagen eines Signals, das von dem Ausgangssignal wenigstens eines der wenigstens zwei Meßwandler abhängt, mit einer Filterung, die eine Filterungsübertragungscharakteristik besitzt; und Steuern der Filterungsübertragungscharakteristik in Abhängigkeit von dem Relatiwerzögerungssignal; sowie ferner Nutzen eines Signals, das von dem Ausgangssignal der Filterung abhängt, als elektrisches Empfangssignal.
Um die obenerwähnten Aufgaben zu erfüllen, umfaßt die erfindungsgemäße Schallsensor-Vorrichtung wenigstens zwei akustisch-elektrische Meßwandler, die in einem vorgegebenen Relativabstand in Zielrichtung angeordnet sind; eine Zeitverzögerung-Erfassungseinheit, die wenigstens zwei Eingänge und einen Ausgang besitzt, wobei ihre Eingänge jeweils mit den Ausgängen der zwei Meßwandler funktional verbunden sind, wobei die Zeitverzögerung-Erfassungseinheit in Abhängigkeit von der Zeitverzögerung der akustischen Signale, die auf wenigstens zwei beabstandeten Meßwandler auftreffen, ein Ausgangssignal erzeugt, wobei vorzugsweise eine Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzereinheit das Ausgangssignal der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit im Frequenzbereich erzeugt, eine Gewichtungseinheit mit einer vorgegebenen Gewichtungscharakteristik und mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei ihr Eingang mit dem Ausgang der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit funktional verbunden ist und vorzugsweise das Signal am Ausgang der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit im Frequenzbereichsbetrieb empfängt; eine Filtereinheit mit einer steuerbaren Übertragungscharakteristik, die wenigstens einen Eingang, eine Steuereingang und einen Ausgang besitzt, wobei der Eingang wenigstens mit einem der Ausgänge der wenigstens zwei Meßwandler vorzugsweise über wenigstens einen Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzer funktional verbunden ist, wobei der Steuereingang mit dem Ausgang der Gewichtungseinheit funktional verbunden ist und die Filtereinheit ein Ausgangssignal erzeugt in Abhängigkeit von ihrem Eingangssignal und ihrer Übertragungscharakteristik, die durch das Signal, das vorzugsweise ein Spektralsignal ist, gesteuert wird, das an den Steuereingang der Filtereinheit angelegt wird, wobei dieses Gewichtungsergebnissignal, bei dem die Gewichtung vorzugsweise eine Spektralgewichtung darstellt, vom Ausgangssignal der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit und der Gewichtungscharakteristik der Gewichtungseinheit abhängt.
Weitere Aufgaben, Vorteile und spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden mit Hilfe weiterer Figuren veranschaulicht, in denen:
- Fig. 1 einen Funktionsschaltplan einer Richtmikrophonanordnung mit zwei Zellen gemäß dem Prinzip des Standes der Technik "Verzögern und Summieren" zeigt;
- Fig. 2 die herzförmige Verstärkungscharakteristik erster Ordnung der Anordnung des Standes der Technik von Fig. 1 zeigt;
- Fig. 3 abweichend von der Anordnung des Standes der Technik von Fig. 1 eine weitere Anordnung zeigt, die die Technik "Verzögern und Summieren" verwendet, um eine Charakteristik zweiter Ordnung zu realisieren;
- Fig. 4 die Verstärkungscharakteristik zweiter Ordnung zeigt, die durch die Anordnung des Standes der Technik von Fig. 3 realisiert wird;
- Fig. 5 die Verstärkungscharakteristik der Anordnung gemäß Fig. 1 oder 3 in Abhängigkeit von der Frequenz bei dem Auftreifwinkel der Schallsignale für eine maximale Verstärkung zeigt;
- Fig. 6 einen vereinfachten Funktionsschaltplan der erfindungsgemäßen Vorrichtung, die gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren betrieben wird, sowie ferner die Folge der Prozeßsignale zeigt;
- Fig. 7 in einer Darstellung gemäß Fig. 6 eine erste bevorzugte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zeigt, die gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren betrieben wird;
- Fig. 8 in einer erfindungsgemäßen Ausführungsform, die gemäß dem Verfahren der Erfindung nach Fig. 6 betrieben wird, eine weitere bevorzugte Form der Realisierung einer Zeitverzögerung-Erfassungseinheit zeigt;
- Fig. 9 ein Polardiagramm von Signalen zeigt, die durch die Ausführungsform von Fig. 8 realisiert werden, um den Betrieb einer Komparatoreinheit zu erläutern, die in der Ausführungsform von Fig. 8 vorgesehen ist;
- Fig. 10 den Verlauf der Vergleichsergebnisse in Abhängigkeit vom Auftreffwinkel eines Schallsignals sowie deren Realisierung durch die Ausführungsform gemäß Fig. 8 zeigt;
- Fig. 11 eine bevorzugte Ausführungsform zum Realisieren der Abhängigkeit der Überlagerungsergebnissignals vom Auftreffwinkel eines Schallsignals bei einer Ausführungsform gemäß Fig. 8 zeigt;
- Fig. 12 in einer Darstellung gemäß Fig. 10 den Verlauf der Vergleichsergebnisse zeigt, die mit einer bevorzugten Ausführungsform realisiert werden, die die Abhängigkeit von Fig. 11 zur Folge hat;
- Fig. 13 in einer Polardiagrammdarstellung der Abhängigkeit der Überlagerungsergebnissignale vom Auftreffwinkel von Schallsignalen und von der Frequenz zeigt, die durch die Ausführungsform gemäß Fig. 8 realisiert wird;
- Fig. 14 eine bevorzugte Realisierungsform der Ausführungsform von Fig. 8 zeigt, die zusätzlich der in Fig. 13 gezeigten Frequenzabhängigkeit entgegenwirkt;
- Fig. 15 in einer Darstellung gemäß Fig. 13 die Abhängigkeit des Überlagerungsergebnissignals bei Normierung zeigt, die durch die Ausführungsform von Fig. 14 mit einer ersten bevorzugten Normierungsfrequenzfunktion realisiert wird;
- Fig. 16 eine Darstellung gemäß Fig. 15 zeigt, die bei der Ausführungsform von Fig. 14 mit einer zweiten bevorzugten Normierungsfrequenzfunktion realisiert wird;
- Fig. 17 eine erste (volle Linie) und eine zweite (gestrichelte Linie) bevorzugte Realisierungsform der Amplitudenfiltercharakteristik bei der Ausführungsform von Fig. 6 oder 7 zeigt;
- Fig. 18a den Einfluß der Amplitudenfilteramplitude gegenüber der Amplitudenübertragungscharakteristik gemäß Fig. 17 (volle Linie) auf das Ausgangssignal der Verzögerungserfassungseinheit zeigt, die in der Ausführungsform von Fig. 6 oder 7 vorgesehen ist;
- Fig. 18b die Darstellung des Ausgangssignals einer Zeitverzögerung-Erfassungseinheit zeigt, das das Amplitudenfilter, das eine Übertragungscharakteristik gemäß Fig. 17 (volle Linie) besitzt und durch die Ausführungsform von Fig. 6 oder 7 realisiert werden kann, durchlaufen hat;
- Fig. 19 das Spektrum eines Schallsignals zeigt, das in ein elektrisches Signal umgesetzt wurde und in ein steuerbares Frequenzfilter eingegeben wurde, das durch die vorliegende Erfindung gemäß Fig. 6 vorgesehen ist;
- Fig. 20 das elektrische Empfangsergebnissignal zeigt, das durch die Amplitudenfiltercharakteristik gemäß Fig. 17 (volle Linie) und das Empfangssignal, das in Fig. 19 in der erfindungsgemäßen Ausführungsform gemäß Fig. 6 veranschaulicht ist, realisiert wird;
- Fig. 21 die sich ergebende Abhängigkeit der Verstärkung vom Auftreffwinkel eines Schallsignals zeigt, die durch die Amplitudenfiltercharakteristik von Fig. 17 (volle und gestrichelte Linien) realisiert wird;
- Fig. 22 die Verstärkung gegenüber der Auftreffwinkelcharakteristik zeigt, die durch die Ausführungsformen der Erfindung nach Fig. 6 oder Fig. 8, 14 realisiert wird und bei der eine Amplitudenfiltercharakteristik mit einem Spektralamplitudenübergang-Verhalten vom Minimum zum Maximum verwendet wird;
- Fig. 23 in einem vereinfachten Signal/Funktionsblockschaltplan eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zeigt;
- Fig. 24 in einer Signalablauf/Funktionsblockdarstellung eine weitere Realisierungsart der in Fig. 6 gezeigten Zeitverzögerung-Erfassungseinheit zeigt;
und
- Fig. 25 in einer Signalablauf-Funktionsblockdarstellung eine weitere Realisierungsart der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit zeigt, die die in Fig. 8 oder Fig. 14 gezeigte Technik verwendet.
In Fig. 6 ist in Form eines Funktionsblockschaltplans zusammen mit prinzipiellen Signalverarbeitungsdiagrammen das Prinzip des erfindungsgemäßen Verfahrens und der Vorrichtung gezeigt.
Wenigstens zwei akustisch-elektrische Meßwandler 1 und 2, die insbesondere Mikrophone oder Mikrophonzellen sind, sind längs der Achse a mit einem vorgegebenen Relativabstand p vorgesehen. Von den Meßwandlern 1 und 2 werden Schallsignale IN empfangen, wenn sie aus verschiedenen räumlichen Richtungen Θ auftreffen. Die Schallsignale IN besitzen ein zeitlich veränderliches Frequenzspektrum. Die Ausgangssignale des Meßwandlers 1, S&sub1;(t, ω), und des Meßwandlers 2, S&sub2;(t, ω), werden am Ausgang der Meßwandler 1 und 2 als elektrische Signale gebildet. Wegen des Relativabstands p der beiden Meßwandler 1 und 2, der vorzugsweise kleiner als 5 cm ist und insbesondere für den erfindungsgemäßen Sensor, der eine Vorrichtung zur Einohr-Hörhilfe ist, vorzugsweise zwischen 0,5 und 1,5 cm liegt, und wie mit den beiden entsprechenden Zeigerdiagrammen unter dem Funktionsblockschaltplan von Fig. 6 gezeigt wird, treffen die Schallsignale IN an den Meßwandlern 1 und 2 mit einer Zeitverzögerung dt auf, die bei jeder Spektralfrequenz durch die Phasendifferenz Δφω, ausgedrückt werden kann gemäß
(1) Δφω = ω · dtω, wobei
(2) dtω = p/c cos Θω.
Wenn die Quelle des Schallsignals IN eine Punktquelle ist, wird die Zeitverzögerung dtω für alle Spektralkomponenten bei unterschiedlichem ω gleich. Die Ausgangssignale S&sub1; und S&sub2; der Meßwandler 1 und 2 sind mit den entsprechenden Eingängen einer Zeitverzögerung-Erfassungseinheit 10 funktional verbunden, die ein Ausgangssignal A&sub1;&sub0; in Übereinstimmung mit der spektralen Verteilung der Zeitverzögerungen dtω erzeugt, die, wie erläutert wurde, eine Funktion des Einfallswinkels Θ, unter dem die entsprechenden Frequenzkomponenten an den Meßwandlern 1 und 2 auftreffen, und somit tatsächlich eine Funktion von Θω sind. In Fig. 6 ist außerdem lediglich beispielhaft ein mögliches Spektrum des Ausgangssignals A&sub1;&sub0; gezeigt. Dieses Spektrum ändert sich zeitlich gemäß der zeitlichen Änderung der auftreffenden Schallsignale IN. Das Ausgangssignal A&sub1;&sub0; der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit 10 wird in eine Gewichtungseinheit 12 eingegeben. Wenn das Spektrum von dtω mit den entsprechenden Spektralamplituden von A&sub1;&sub0; in die Gewichtungseinheit 12 mit der im voraus gewählten Gewichtungsübertragungsfunktion W eingegeben wird, ergibt sich zu einem bestimmten Zeitpunkt als Ausgangssignal A&sub1;&sub2; ein Spektralsignal W(ω), das ebenfalls in Fig. 6 als Beispiel gezeigt ist. A&sub1;&sub2; ergibt sich aus der entsprechenden Gewichtung der Spektralamplituden von A&sub1;&sub0; gemäß der Charakteristiken W. Da A&sub1;&sub0; gemäß dtω angibt, aus welcher Richtung Θω jede Frequenzkomponente des Schallsignals IN auftrifft, ist seine spezielle Gewichtung mit Hilfe der Funktion W nicht anderes als die Vorabbestimmung, welche Einfallsrichtungen Θω verstärkt oder gedämpft werden sollten. Somit bestimmt die Gewichtungseinheit 12 mit ihrer Charakteristik W die Strahlform.
Das Ausgangssignal A&sub1;&sub2; wird an eine Filtereinheit 14 mit einer steuerbaren Übertragungsfiltercharakteristik angelegt. Hier wird jede Spektrallinie des zeitlich veränderlichen Spektrums des Ausgangssignals S&sub1;(t, ω) gemäß dem Steuerungsspektrum Wω · A10ω verstärkt oder gedämpft. Somit ist die Einheit 14 eine Filtereinheit für das Eingangssignal S&sub1;, bei der die Übertragungscharakteristik verändert wird, was durch A&sub1;&sub2; gesteuert wird. In Abhängigkeit von der Art der Filtereinheit 14 berechnet die Gewichtungseinheit 12 allgemein gesagt die Einstellung der die Filtercharakteristik bestimmenden Koeffizienten als eine Funktion von A&sub1;&sub0;.
Somit wird längs der Kanäle 10 und 12 durch die Gewichtungsübertragungsfunktion W im voraus bestimmt, auf welche räumlichen Richtungen Θ "gezielt" werden soll. An der Filtereinheit 14 wird diese Strahlformungsinformation an die elektrische Darstellung S&sub1; des Schallsignals IN angelegt, was ein Ausgangssignal Sr(t, ω) zur Folge hat, das das geformte Empfangssignal repräsentiert.
Durch Einstellen der Gewichtungsübertragungsfunktion W durch Anlegen eines Steuersignals CW an einen Steuereingang C&sub1;&sub2; kann die Strahlform eingestellt werden, wodurch ein akustisches Zoomen realisiert ist.
Wie in gestrichelten Linien gezeigt ist, kann es vorteilhaft sein, beide Meßwandlerausgangssignale in der Einheit 14 mit einer gesteuerten Filterung zu beaufschlagen.
In Fig. 7 ist eine erste bevorzugte Form der Realisierung des erfindungsgemäßen Prinzips gemäß Fig. 6 gezeigt. Dabei werden die Ausgangssignale S&sub1; und S&sub2; zuerst in entsprechenden Analog/Digital-Umsetzern 16 und 17 von der analogen in die digitale Form umgesetzt. Die digitalen Ausgangssignale der entsprechenden Umsetzer 16 und 17 werden in komplexe Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzer 18 bzw. 19 eingegeben.
Die Ausgangsspektren S&sub1;(t, ω) und S&sub2;(t, ω) der Umsetzer 18, 19 werden in die Spektralzeitverzögerung-Erfassungseinheit 10' eingegeben. Die Einheit 10' berechnet nach der Formel (1) das Phasendifferenzspektrum Δφω, das durch die entsprechende Frequenz ω dividiert wird, damit sich gemäß der Zeitverzögerung dtω ein Ausgangsspektrum A&sub1;&sub0;' ergibt, wie in Verbindung mit Fig. 6 erläutert wurde. Das Ausgangssignal A&sub1;&sub0;' der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit 10' wird weiter durch die Gewichtungsfiltereinheit 12 und die steuerbare Filtereinheit 14 behandelt. In der folgenden Tabelle ist veranschaulicht, wie die Einheit 10' arbeitet. Aus der spektralen Phasenverteilung φ1n des Signals S&sub1; und φ2n des Signals S&sub2; wird für jede Spektrallinie in einem Spektralband, das von Interesse ist, die Zeitverzögerung dtω berechnet.
Um die Phaseninformation φ aus den beiden Signalen S&sub1; und S&sub2; zu extrahieren, führen die Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzeinheiten 18 und 19 komplexe (reelle und imaginäre) Operationen aus.
Eine zweite bevorzugte Realisierungsform der vorliegenden Erfindung und insbesondere die Realisierung der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit 10 soll mit Hilfe der Fig. 8 und 9 erläutert werden.
Das Ausgangssignal eines der Meßwandler, wie z. B. gezeigt ist des Meßwandlers 1, S&sub1;(t, ω), wird zu einer Zeitverzögerungseinheit 20 geführt, in der bei einer ersten Form dieser Realisierung das Signal S&sub1; um eine vorgegebene frequenzabhängige Zeitverzögerung τ zeitlich verzögert wird.
Rückblickend auf Fig. 1 entspricht das Signal S&sub1; somit dem Signal A&sub1;.
Das Ausgangssignal der Zeitverzögerungseinheit 20 entspricht somit dem Signal A&sub1;' von Fig. 1.
Das Zeitverzögerungssignal A&sub1;' wird dem Ausgangssignal S&sub2;(t, ω) vom Meßwandler 2 in einer Überlagerungseinheit 23 gemäß der Einheit 3 von Fig. 1 überlagert, was ein Ausgangssignal gemäß Ar(t, ω) von Fig. 1 zur Folge hat. Wie bekannt ist und in Verbindung mit Fig. 1 erläutert wurde, hängt das Ausgangssignal Ar(t, ω) von der Richtung Θ des auftreffenden Schallsignals gemäß dem herzförmigen Strahl erster Ordnung von Fig. 2 ab, wobei die herzförmige Funktion sich trotzdem mit der Frequenz ω ändert. Das Ausgangssignal Ar der Tiberlagerungseinheit 23 und z. B. das Ausgangssignal S&sub2;(t, ω) vom Meßwandler 2 werden in eine Verhältniseinheit 25, wie etwa eine Komparatoreinheit, eingegeben.
Zum Verständnis der Funktionsweise der Verhältniseinheit 25 wird die Aufmerksamkeit auf Fig. 9 gelenkt. In Fig. 9 ist die herzförmige Dämpfungscharakteristik des Ausgangssignals Ar bei einer speziellen Spektralfrequenz ω&sub1; gezeigt. Bei einem speziell betrachteten Einfallswinkel Θ&sub0; beträgt das Ausgangssignal Ar der Überlagerungseinheit 23 Ar0(ω&sub1;) mit einem Amplitudenwert, der in Fig. 9 angegeben ist. Bei dieser betrachteten Frequenz ω&sub1; und bei diesem betrachteten Einfallswinkel Θ&sub0; beträgt gleichzeitig die Amplitude des Signals S2 A&sub2;&sub0;(ω&sub1;), wie in Fig. 9 gezeigt ist. Es muß hervorgehoben werden, daß sich dann, wenn sich die Amplitude A&sub2;&sub0; verändert, die Amplitude von Ar0 proportional ändert. Somit ist das Verhältnis von Ar0 zu A&sub2;&sub0; gemäß Fig. 9 eine Angabe des Auftreffwinkels Θ&sub0;. In der Divisionseinheit 25 von Fig. 8 wird für jede Spektralkomponentenamplitude das Verhältnis Ar zu A&sub2; gebildet, woraus sich ein Signalspektrum am Ausgang der Divisionseinheit 25 mit einem Verhältnisspektrum ergibt. Das Spektrum von A&sub1;&sub0; gemäß Fig. 6 wird somit das Spektrum eines Amplitudenverhältnisses, das trotzdem eine Angabe der Auftreffwinkels Θ ist, unter dem jede Frequenzkomponente des Spektrums des Schallsignals in bezug auf die Achse a der beiden Meßwandler auftrifft (siehe Fig. 6). In Fig. 8 gibt der Block in gestrichelten Linien die Verzögerungserfassungseinheit 10 gemäß Fig. 6 an. Die weitere Signalverarbeitung wird ausgeführt wie mit Hilfe von Fig. 6 erläutert wurde, d. h. durch die Gewichtungseinheit 12 und die steuerbare Filtereinheit 14.
Bei dieser Ausführungsform ist es möglich, an der Ausgangsseite der Komparatoreinheit 12 eine Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzung auszuführen.
Somit ist das Ausgangsverhältnissignal der Einheit 25 ein Maß für die Zeitverzögerung dtω und wird in die Gewichtungseinheit 12 eingegeben.
In Fig. 10 ist der Verlauf des Verhältnisses Ar zu A&sub0; als eine Funktion von Θ bei einer speziellen Frequenz ω&sub1; gezeigt.
Das Amplitudenverhältnis ist an der Einheit 20 von Fig. 8 für einen Wert τ gezeigt, der so gewählt ist, daß gilt
τ = p/c
wobei p der Abstand der Meßwandler 1 und 2 und c die Schallgeschwindigkeit ist.
Wenn τ so gewählt wird, daß es gleich p/c ist, kann aus der herzförmigen Strahlfunktion von Fig. 2 erkannt werden, daß die Signaldämpfung oder die Abschwächung für Θ in der Nähe von 0º sehr groß wird.
Deswegen würde in diesem Bereich des Einfallswinkels Q jede Art von Rauschen in A&sub2; gemäß S&sub2; von Fig. 8 das in der Einheit 15 gebildete Vergleichsergebnis verfälschen. Dieses Problem kann eliminiert werden, indem eine Verzögerung t gewählt wird, die verschieden von und vorzugsweise größer als p/c ist.
In Fig. 11 ist das sich ergebende herzförmige Diagramm für τ = 1,2 p/c gezeigt, wohingegen Fig. 12 analog zu Fig. 10 den Verlauf der Amplitude von Ar, die durch die Amplitude A&sub2; dividiert wurde, zeigt.
Ferner muß angemerkt werden, daß die Herzfunktion, die in den Fig. 2, 9 und 11 gezeigt ist, lediglich für eine spezielle betrachtete Frequenz gültig ist. Tatsächlich ändert sich bei der Betrachtung unterschiedlicher Frequenzen die Herzfunktion, wie in Fig. 13 gezeigt ist, wobei die Amplitude Ar des Ausgangssignals der Überlagerungseinheit 23 gemäß Fig. 8 für p = 12 mm, für eine Verzögerung τ von 42 Millisekunden und für Frequenzen von 0,5, 1, 2, 4 und 7,2 kHz gezeigt ist. Aus diesem Polardiagramm ist die Frequenzabhängigkeit der herzförmigen Verstärkungsfunktion deutlich erkennbar. Obwohl eine solche Abhängigkeit in erster Näherung vernachlässigt werden kann, wird in einer bevorzugten Form der Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens, das prinzipiell in Fig. 8 gezeigt ist, eine solche Abhängigkeit berücksichtigt. Deswegen ist in Fig. 14 eine bevorzugte Realisierungsform der Technik von Fig. 8 gezeigt. Hier werden die gleichen Bezugszeichen verwendet wie in den Fig. 7 und 8. Die Ausgänge der Meßwandler 1 und 2 werden durch Analog/Digital-Umsetzer 16 bzw. 17 in digitale Form umgesetzt und die sich ergebenden digitalen Signale des Meßwandlers 1 werden um eine Zeitverzögerung τ', die größer als p/c ist, zeitlich verzögert. Das Ausgangssignal S&sub2; des Meßwandlers wird durch eine lineare (keine komplexe) Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzeinheit 18' weiter in den Frequenzbereich umgesetzt, wohingegen das Ausgangssignal Ar der Überlagerungseinheit 23 in einer linearen Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzeinheit 19' in den Frequenzbereich umgesetzt wird. Das frequenzabhängige Polardiagramm gemäß Fig. 13 wird durch eine Normierungseinheit 30 berücksichtigt, die tatsächlich ein Filter ist. In einer ersten Ausführungsform ist die Übertragungscharakteristik des Filters so gewählt, daß sie zu 1/ω proportional ist. Dies ergibt eine Frequenzabhängigkeit des Polardiagramms, die in Fig. 15 für dieselben in Fig. 13 gezeigten Abstands- und Frequenzwerte gezeigt ist.
Es kann erkannt werden, daß für kleine Winkel Θ und Frequenzen bis etwa 4 kHz eine gute Übereinstimmung erreicht werden kann. Bei 4 kHz beträgt die Abweichung etwa 10% bei Θ = 180º.
Eine weitere nochmals verbesserte Normierungsfunktion oder Filtercharakteristik an der Einheit 30 von Fig. 14 wird erreicht, wenn die Filtercharakteristik als eine Funktion von 1/sin(ω) gewählt wird. Das Ergebnis ist in Fig. 16 gezeigt. Die Charakteristiken stimmen von 0,5 bis 4 kHz gut überein. Ein weiterer Vorteil dieser Normierungstechnik besteht in der verbesserten Empfindlichkeit in der Rückwärtsrichtung. Diese verbesserte Empfindlichkeit kann für die adaptive Strahlformung genutzt werden, d. h. die wahlweise Eliminierung von Rauschquellen von der Rückseite.
Für einen Fachmann ist es offensichtlich, daß eine solche Normierung außerdem im Signalweg von 1 nach 23 und/oder von 2 nach 23 ausgeführt werden kann.
In dieser Ausführungsform von Fig. 14 ist es sehr vorteilhaft, daß lediglich eindimensionale TFCs 18', 19' (time to frequency domain converter, TFC) verwendet werden müssen und keine komplexen TFCs wie in der Ausführungsform von Fig. 7.
Fig. 24 zeigt in Form eines Blockschaltplans, daß das Signal A&sub1;&sub0;(dtω) außerdem als Eingangssignal der Komparatoreinheit 60 erzeugt werden kann, zu der einerseits das Ausgangssignal eines richtungsunabhängigen Meßwandlers 61, der eine gleiche Verstärkung seiner akustisch/elektrischen Empfangscharakteristik im wesentlichen unabhängig vom Auftreifwinkel Θ besitzt, sowie andererseits das Ausgangssignal eines richtungsabhängigen Meßwandlers 62 mit einer ausgewählten Strahlformungs-Empfangscharakteristik geführt werden.
Gemäß Fig. 25 kann die Zeitverzögerung τ außerdem durch einen der Meßwandler selbst ausgeführt werden.
Deswegen kann in der Ausführungsform von Fig. 25 sowie von Fig. 8 τ als null gewählt werden.
Mit Hilfe von Fig. 23 soll eine weitere bevorzugte Ausführungsform, speziell zur Realisierung der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit 10 von Fig. 6 erläutert werden. Die Ausgangssignale der Meßwandler 1 und 2 werden zuerst durch Analog/Digital-Umsetzer 16 bzw. 17 umgesetzt und anschließend durch Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzer 18 bzw. 19 in den Frequenzbereich umgesetzt. Ein Signal, beispielsweise das Signal S&sub2; der umgesetzten Ausgangssignale der Meßwandler, das nach der Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzung als ein Spektrum von S2ω Zeigern dargestellt werden kann, wird in einer Umsetzeinheit 50 in seine konjugiert-komplexen Zeiger umgesetzt. Am Ausgang dieser Einheit 50 werden die konjugiert-komplexen Zeiger S'2ω erzeugt. Dieses Spektrum S&sub2;' und das Zeigerspektrum S&sub1; werden in einer Multiplikationseinheit 52 multipliziert, um das Skalarprodukt-Spektrum S&sub3; zu bilden. Wie gezeigt werden kann, besitzen die Zeiger S3ω des Spektrums S&sub3; einen Phasenwinkel in bezug auf die reale Achse, der Dφω beträgt.
Somit wird der imaginäre Teil der Zeiger S3ω von S&sub3; zu
(3) Im(S3ω) = S3ω sin(Δφω)
mit
(4) Δφω = ω · (p/c) · cos(Θω)
Gemäß Fig. 23 bildet eine Umsetzeinheit 53 den imaginären Teil der Zeiger S3ω und eine weitere Einheit 54 bildet die Amplituden S3ω dieser Zeiger.
Für kleine Werte von Δφω kann der Sinuswert in (3) durch Δφω selbst angenähert werden, so daß sich aus (3) ergibt
(3)' (S3w) = S1ω · S*2ω · ω(p/c) · cos(Θω)
Wie durch die Einheit 55 ausgeführt wird, ergibt sich somit aus der Division der imaginären Teile Im (S3ω) der Zeiger S3ω des Spektrums S&sub3; durch die entsprechenden Werte des Skalarprodukts S3ω ein Ausgangssignal, das Δφω, entspricht. Wie bereits mit Hilfe von Fig. 7 erläutert wurde, wird Δφω in der Einheit 56 durch die entsprechende Zeigerfrequenz ω dividiert. Das sich ergebende Signal ist A&sub1;&sub0; in Fig. 6 oder A&sub1;&sub0;' in Fig. 7.
Alle Einheiten 50, 52, 53, 54, 55 und 56 sind vorzugsweise in einer Recheneinheit realisiert.
Nach der Beschreibung verschiedener Möglichkeit zum Realisieren der Verzögerungserfassungseinheit 10 zurück zum ursprünglichen Blockschaltplan von Fig. 6.
Mit Hilfe der Fig. 17 bis 22 wird ferner mit einem speziellen Beispiel die Wirkung der Amplitudenfiltereinheit 12 und der steuerbaren Filtereinheit 14 beschrieben.
In Fig. 17 sind Beispiele der zwei Gewichtungssignalcharakteristiken der Einheit 12 gezeigt. Gemäß der Charakteristik I wird jede dtω-Spektrallinienamplitude des Signals A&sub1;&sub0; (siehe Fig. 6) auf null gedämpft, falls die Amplitude unter oder über bestimmten Werten dtmin,ω, dtmax,ω liegen, und werden auf "eins" gesetzt, wenn die Spektralkomponetenamplitude zwischen diesen beiden Werten liegt.
Diese Auswahl der Gewichtungsfunktion W hat ein Ausgangssignalspektrum A&sub1;&sub2; zur Folge, das in den Fig. 18a und 18b gezeigt ist.
Die Fig. 18a und 18b sind für Fachmänner selbstdefinierend.
Fig. 19 zeigt ein Spektrumbeispiel des Signals S&sub1;. An der steuerbaren Filtereinheit 14 werden alle Spektrallinien von S&sub1; (Fig. 6) gemäß A&sub1;&sub2; auf den Wert 1 verstärkt oder sie werden gemäß den Nullwerten von A&sub1;&sub2; auf null gesetzt. Dies hat gemäß Fig. 20 ein Spektrum Sr als Ausgangssignalspektrum der steuerbaren Filtereinheit 14 von Fig. 6 zur Folge. Wenn die Gewichtungsfunktion I von Fig. 17 auf die Technik gemäß Fig. 7 angewendet wird, ergibt sich eine Strahlform, die in Fig. 21 in starken Linien gezeigt ist. Wenn eine Amplitudenfiltercharakteristik angewendet wird, die in Fig. 17 durch II angegeben ist, ergibt sich die Charakteristik, die in Fig. 21 in gestrichelten Linien gezeigt ist.
Fig. 22 zeigt den sich ergebenden Strahl in Analogie zu Fig. 17 und mit einem Blick auf die Fig. 8 und 9 werden alle Verhältniswerte, die (Ar/A&sub2;)max übersteigen, verworfen. Dies wird durch die Amplitudenfiltercharakteristik realisiert, die ebenfalls in Fig. 22 angegeben ist.
In Fig. 22 ist das Verhältnis Ar/A&sub2; mit r(ω) bezeichnet.
Für einen Fachmann ist selbstverständlich, daß mit Hilfe der Figuren lediglich Beispiele der Erfindung beschrieben wurden. Es können beispielsweise mehr als zwei Meßwandler oder Mikrophone, die in einer linearen, ebenen oder räumlichen Anordnung angeordnet sind, verwendet werden. Außerdem können richtungsabhängige Mikrophone an Stelle von richtungsunabhängigen Mikrophonen verwendet werden. Die Strahlformung nach dem erfindungsgemäßen Prinzip kann außerdem durch die Kombination der Funktionen von zwei oder mehr Mikrophonen erfolgen. Wie für Fachmänner völlig selbstverständlich ist, kann der Verzögerungsdetektor außerdem auf viele andere Arten realisiert werden. Ferner kann die Normierung, die mit Hilfe der Normierungseinheit 30 in Fig. 14 erläutert wurde, offensichtlich erfolgen, indem die Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzung unmittelbar nach den Analog/Digital-Umsetzern 16 und 17 vorgesehen wird und indem frequenzspezifische Matrizen oder Tabellen der Zeitverzögerungen τω geschaffen werden.

Claims

1. Verfahren zum elektronischen Ausbilden einer vorgegebenen Verstärkungscharakteristik in Abhängigkeit von der Richtung (θ), aus der akustische Signale (IN) empfangen werden, bei wenigstens zwei beabstandeten akustisch-elektrischen Meßwandlern (1, 2), das wenigstens in einem vorgegebenen Frequenzband die folgenden Schritte umfaßt:

- wiederholtes Bestimmen eines jeweiligen Relativverzögerungssignals (dtω) aus von den akustischen Signalen abhängenden Signalen (S&sub1;, S&sub2;) in Übereinstimmung mit einer Empfangsverzögerung bei den wenigstens zwei Meßwandlern;

- Beaufschlagen eines Signals, das von dem Ausgangssignal (S&sub1;) wenigstens eines (1) der wenigstens zwei Meßwandler (1, 2) abhängt, mit einer Filterung, die eine Filterungsübertragungscharakteristik (14) besitzt;

- Steuern der Filterungsübertragungscharakteristik (14) in Abhängigkeit von dem Relatiwerzögerungssignal (A&sub1;&sub2;);

Nutzen eines Signals, das von dem Ausgangssignal der Filterung (14) abhängt, als elektrisches Empfangssignal (Sr).

2. Verfahren nach Anspruch 1, das ferner den Schritt des Bestimmens des Relativverzögerungssignals (dtω) als ein Spektralsignal umfaßt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, das ferner den Schritt des Ausführens der wiederholten Bestimmung aus den in den Frequenzbereich umgesetzten Signalen (S&sub1;, S&sub2;) umfaßt.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, das den Schritt des Beaufschlagens mit der Filterung des Signals, das von dem in den Frequenzbereich umgesetzten Ausgangssignal (S&sub1;) abhängt, umfaßt.

5. Verfahren nach Anspruch 4, das ferner den Schritt des erneuten Umsetzens des genutzten Signals in den Zeitbereich umfaßt.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, das ferner den Schritt des Ausführens des Bestimmens durch Überwachen der Phasendifferenz der spektralen Komponenten der Signale und des Dividierens der überwachten Phasendifferenz durch die Frequenz der jeweiligen Spektralkomponenten umfaßt.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Bestimmung ausgeführt wird durch

- Versehen eines der wenigstens zwei Meßwandler mit wenigstens einer angenähert richtungsunabhängigen akustisch-elektrischen Empfangscharakteristik;

- Versehen eines der wenigstens zwei Meßwandler mit einer gerichteten, strahlförmigen akustisch-elektrischen Empfangscharakteristik;

- Vergleichen von Signalen, die von den Ausgangssignalen der wenigstens zwei Meßwandler abhängen, und Verwenden des aus dem Vergleich sich ergebenden Signals als das Relatiwerzögerungssignal.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, das ferner den Schritt des Ausführens der Bestimmung durch

- Überlagern von Signalen, die von den Ausgangssignalen der wenigstens zwei Meßwandler abhängen, und

- Vergleichen des aus der Überlagerung sich ergebenden Signals und wenigstens eines der abhängigen Signale

umfaßt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, das ferner den Schritt des Verzögerns eines der abhängigen Signale um einen vorgegebenen oder frequenzabhängigen Zeitbetrag vor der Überlagerung umfaßt.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, das ferner den Schritt des Ausführens der Bestimmung durch

- Umsetzen von Signalen, die von den Ausgangssignalen der wenigstens zwei Meßwandler abhängen, in den Frequenzbereich;

- Bilden der konjugiert-komplexen Zeiger eines der umgesetzten Signale;

Multiplizieren der Zeiger des anderen der umgesetzten Signale mit den konjugiert-komplexen Zeigern, um Multiplikationsergebniszeiger zu erhalten;

- Bilden der Amplituden der Multiplikationsergebniszeiger;

- Bilden der imaginären Zeigerkomponenten der Multiplikationsergebniszeiger;

- Bilden des Verhältnisses der imaginären Zeigerkomponenten zu den mit der jeweiligen Frequenz multiplizierten Amplituden,

umfaßt,

wobei das aus der Verhältnisbildung sich ergebende Signal das jeweilige Steuerungsverzögerungssignal in der Spektraldarstellung ist.

11. Verfahren nach Anspruch 9, das ferner den Schritt des Ausführens der Verzögerung mit einer Zeitverzögerung, die verschieden von dem und vorzugsweise größer als der Quotient aus der Relativstrecke (p) der wenigstens zwei Meßwandler (1, 2) und aus der Schallgeschwindigkeit (c) ist.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9 oder 11, das ferner den Schritt des Normierens wenigstens eines der Vergleichsergebnissignale des Überlagerungsergebnissignals mit wenigstens einem der abhängigen Signale mit einer frequenzabhängigen Normierungsfunktion (30) umfaßt.

13. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9, 11 oder 12, das ferner den Schritt des Ausführens des Vergleichs durch spektrales Bilden des Amplitudenverhältnisses des Überlagerungsergebnissignals zu wenigstens einem der abhängigen Signale umfaßt.

14. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13, das ferner den Schritt des Steuerns der Übertragungscharakteristik durch Beaufschlagen des Verzögerungsspektralsignals mit einer Gewichtung und des Steuerns der Übertragungscharakteristik mit dem Ergebnis der Gewichtung umfaßt.

15. Verfahren nach Anspruch 14, das ferner den Schritt des Einstellens der vorgegebenen Verstärkungscharakteristik durch Einstellen einer Gewichtungscharakteristik für die Gewichtung umfaßt.

16. Schallsensor-Vorrichtung, mit

- wenigstens zwei akustisch-elektrischen Meßwandlern (1, 2) in einem vorgegebenen Relativabstand (p);

- einer Zeitverzögerung-Erfassungseinheit (10), die wenigstens zwei Eingänge und einen Ausgang besitzt, wobei ihre Eingänge jeweils mit den Ausgängen der wenigstens zwei Meßwandler (1, 2) funktional verbunden sind, wobei die Zeitverzögerung-Erfassungseinheit (10) in Abhängigkeit von der Zeitverzögerung der akustischen Signale (IN), die auf wenigstens zwei Meßwandler (1, 2) auftreffen, ein Ausgangssignal (A&sub1;&sub0;) erzeugt;

- einer Gewichtungseinheit (12) mit einer vorgegebenen Gewichtungscharakteristik und mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei ihr Eingang mit dem Ausgang der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit (10) funktional verbunden ist;

- einer Filtereinheit (14) mit einer steuerbaren Übertragungscharakteristik und mit wenigstens einem Eingang, einem Charakteristiksteuereingang und einem Ausgang, wobei ihr Eingang mit dem Ausgang wenigstens eines der wenigstens zwei Meßwandler funktional verbunden ist, ihr Steuereingang mit dem Ausgang der Gewichtungseinheit (12) funktional verbunden ist und die Filtereinheit (14) ein Ausgangssignal (Sr) erzeugt in Abhängigkeit von ihrem Eingangssignal und der Charakteristik, die durch das an den Steuereingang angelegte Signal (A&sub1;&sub2;) gesteuert wird, das vom Ausgangssignal der Verzögerungserfassungseinheit abhängt und durch die Gewichtungscharakteristik der Gewichtungseinheit umgesetzt wird.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei der Steuereingang der Filtereinheit (14) das Ausgangssignal der Verzögerungserfassungseinheit im Frequenzbereichsbetrieb empfängt.

18. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 oder 17, die ferner Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzer umfaßt, die zwischen die wenigstens zwei Meßwandler und die Zeitverzögerungs-Erfassungseinheit (10) geschaltet sind, wobei die Erfassungseinheit eine Spektralzeitverzögerung-Erfassungseinheit ist.

19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, bei der einer der wenigstens zwei Meßwandler ein Meßwandler mit einer angenähert richtungsunabhängigen akustisch-elektrischen Empfangscharakteristik ist und die Zeitverzögerung-Erfassungseinheit eine Komparatoreinheit umfaßt, deren Eingänge mit den Ausgängen der wenigstens zwei Meßwandler funktional verbunden sind, wobei der Ausgang der Komparatoreinheit mit dem Eingang der Zeitverzögerung-Erfassungseinheit funktional verbunden ist.

20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, wobei die Zeitverzögerungs-Erfassungseinheit eine Überlagerungseinheit umfaßt, deren Eingänge mit den Ausgängen der wenigstens zwei Meßwandler funktional verbunden sind und deren Ausgang mit dem Ausgang der Zeitverzögerung- Erfassungseinheit funktional verbunden ist.

21. Vorrichtung nach Anspruch 20, bei der die Zeitverzögerung- Erfassungseinheit eine Zeitverzögerungseinheit (20) umfaßt, wovon ein Eingang mit dem Ausgang eines der Meßwandler (1) funktional verbunden ist und wovon ein Ausgang mit einem Eingang der Überlagerungseinheit (23) funktional verbunden ist, wobei der zweite Eingang der Überlagerungseinheit mit dem Ausgang des zweiten der wenigstens zwei Meßwandler (2) funktional verbunden ist.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, bei der der Ausgang der Überlagerungseinheit mit einem Eingang einer Komparatoreinheit (25) funktional verbunden ist, deren zweiter Eingang mit dem Ausgang des zweiten Meßwandlers (2) funktional verbunden ist;

wobei der Ausgang der Komparatoreinheit der Ausgang der Spektralverzögerung-Erfassungseinheit ist.

23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 oder 22, bei der die Zeitverzögerungseinheit (20) eine Signalverzögerung um einen Betrag ausführt, der verschieden von dem durch die Schallgeschwindigkeit (c) dividierten Relativabstand (p) der Meßwandler (1, 2) und vorzugsweise größer als dieser ist.

24. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 23, bei der die Zeitverzögerungs-Erfassungseinheit eine Normierungsfiltereinheit (30) mit einer vorgegebenen Übertragungscharakteristik umfaßt, die an ihrem Eingang und/oder ihrem Ausgang vorgesehen ist.

25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 24, bei der die Komparatoreinheit eine Einheit zum Bilden des Verhältnisses der Amplituden der jeweiligen Frequenzkomponenten, die an ihre Eingänge angelegt werden, ist.

26. Vorrichtung nach Anspruch 16, bei der die Zeitverzögerung- Erfassungseinheit (10) eine Spektralzeitverzögerung-Erfassungseinheit ist und eine Spektralphasendifferenz-Messung (Δφω) sowie eine Division der Spektralphasendifferenz durch die jeweilige Frequenz (ω) ausführt.

27. Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der die Zeitverzögerung- Erfassungseinheit eine Recheneinheit mit zwei Eingängen, die mit den Ausgängen der wenigstens zwei Meßwandler funktional verbunden ist, umfaßt und

- die konjugiert-komplexen Zeiger eines Signals an einem ihrer Eingänge bildet;

- die konjugiert-komplexen Zeiger mit entsprechenden Zeigern des an ihren zweiten Eingang angelegten Signals multipliziert;

- den Imaginärteil der Multiplikationsergebniszeiger durch die Amplitude der Multiplikationsergebniszeiger dividiert;

- ferner die Divisionsergebniszeiger durch ihre jeweilige Frequenz dividiert und die Ergebniszeiger der weiteren Division an ihrem Ausgang als Ausgangssignal ausgibt.

28. Vorrichtung nach Anspruch 16, die ferner eine Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzungseinheit (18') umfaßt, die zwischen den Ausgang des zweiten Meßwandlers und die Filtereinheit (14) geschaltet ist.

29. Vorrichtung nach Anspruch 16, die ferner eine Zeitbereich/Frequenzbereich-Umsetzungseinheit (19') umfaßt, die zwischen den Ausgang der Überlagerungseinheit (23) und den Steuereingang der Frequenzfiltereinheit (14) geschaltet ist.

30. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 29, die eine Hörhilfevorrichtung ist, wobei der Relativabstand der wenigstens zwei Meßwandler höchstens 4 cm und vorzugsweise 0,5 cm bis 1,5 cm beträgt.

31. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 30, wobei die Gewichtungseinheit einen Steuereingang umfaßt, um die Gewichtungscharakteristik der Gewichtungseinheit einzustellen.