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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf drahtlose
Kommunikationssysteme und im Besonderen auf ein Verfahren und eine
Vorrichtung zum Empfangen eines Signals in einem digitalen Radiofrequenzkommunikationssystem.
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Hintergrund
der Erfindung
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In
einem typischen drahtlosen Kommunikationssystem, wie z. B. einem
digitalen Radiofrequenz (RF)-Funktelefonsystem,
kommuniziert eine Basisstation, die eine Steuerung und eine Mehrzahl
von Sendern und Empfängern
hat, über
einen RF-Kanal mit einer Mobilstation, die in einem Bereich arbeitet, der
von der Basisstation versorgt wird.
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Das Übertragen
eines Kommunikationssignals über
einen RF-Kanal durch ein Medium, wie z. B. Luft, hat zur Folge,
dass sich ein empfangenes Kommunikationssignal von dem ur sprünglich übertragenen
Kommunikationssignal wesentlich unterscheidet. Zum Beispiel kann
das übertragene
Kommunikationssignal durch sich langsam verändernde Kanalparameter, wie
z. B. Kanalverstärkung,
Phasenverschiebung und Zeitverzögerung,
verändert werden
und kann weiter durch eine Menge von Rauschen korrumpiert werden.
Um eine genaue Abschätzung
des ursprünglich übertragenen
Signals zu erzeugen, ist es für
den Empfänger
wichtig, im Besonderen für
einen nichtkohärenten
Empfänger,
während
einer Wiederherstellung des Kommunikationskanals ein genaues Timing
aufrechtzuerhalten.
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Es
besteht daher ein Bedarf an einem Verfahren und einer Vorrichtung
zum Empfangen eines Signals in einem digitalen Radiofrequenzkommunikationssystem,
das das Timing während
einer Wiederherstellung des Signals genau einstellt.
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Die
WO 96 22661 A offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verfolgen
der Frequenz und Phase von Signalen in Spreizspektrumkommunikationssystemen,
die die zur Verfügung
stehende Trägerfrequenz
und Phaseninformationen effizienter nutzen, durch Verwenden eines
wesentlichen Teils oder der gesamten Menge an Energie, die das Frequenzspektrum
eines empfangenen Trägersignals
in Anspruch nimmt, einschließlich
der Energie aus Kommunikationssignalen, die für andere Systemanwender vorgesehen
sind. Mehrere Spreizspektrumkommunikationssignale werden parallel
in Datenempfänger
eingegeben, wo sie durch Verwenden von vorausgewählten Entspreizungscodes bei
einem einstellbaren Phasenwinkel entspreizt und über Mehrfachorthogonalcodes,
die in dem Kommunikationssystem aktiv sind, decodiert werden. Mehrfachdecodierte
Signale werden dann kombiniert, um ein Einphasendetektionssignal
zu bilden, das durch mindestens eine Verfolgungsschleife verwendet
wird, um die Frequenz und Phase des Trägersignals für die empfangenen
Kommunikationssignale zu verfolgen. Die Verfolgungsschleife erzeugt
ein Timingsignal, das verwendet wird, um den während der Entspreizung verwendeten
Phasenwinkel einzustellen. In einer weiteren Ausführungsform
werden die Kommunikationssignale durch Verwenden von geeigneten
PN-Codes entspreizt und in gleichphasige (I) und um 90° verschobene
(Q) Kanäle
getrennt, wo Datensymbole durch schnelle Hadamard-Transformatoren verarbeitet
werden, um entsprechende Datenbits zu erzeugen. Die Daten werden
in paarweisen Produkten zwischen den Kanälen gebildet und über mehrere
oder alle aktiven orthogonalen Teilnehmercodes summiert. Diese Summe
zeigt ein Maß an,
bis zu dem sich die abgeschätzte
Phase von der tatsächlichen Phase
des empfangenen Kommunikationssignals unterscheidet, und wird verwendet,
um die Phase für die
Anwendung für
die PN-Codes einzustellen.
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Die
US 4,805,191 offenbart,
dass es in einem digitalen Datenempfänger wünschenswert ist, die entzerrten
Daten zum Erlangen von Zeitsynchronisationsinformationen zu verwenden.
Die Erfindung von D2 gibt vor, den Timingkonflikt zwischen einem Entzerrer,
der bei einer T/2-Rate arbeitet, und einer Timingwiederherstellungsschaltung,
die die Ausgabe des Entzerrers verwendet, zu minimieren. Ein Interpolator
interpoliert T1- und T2-Datenabtastwerte aus dem Entzerrer und stellt
die Datensignale R und S zur Verfügung, die mit gleichmäßigem Abstand
relativ zu der Spitzenbaudamplitude angeordnet sind, die durch die
Timingwiederherstellungsschaltung leicht verarbeitet werden kann.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Empfangen
eines Signals zur Verfügung
gestellt, das eine Mehrzahl von empfangenen Symbolen umfasst, die
mit einer Mehrzahl von übertragenen
Symbolen verknüpft
sind, wie in Anspruch 1 beansprucht.
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Die
Vorteile der vorliegenden Erfindung werden dem Fachmann auf dem
Gebiet aus der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung, die in Abbildungen gezeigt und beschrieben worden
ist, sofort klar werden. Es ist klar, dass die Erfindung andere
und verschiedene Ausführungsformen
umfassen kann und ihre Details hinsichtlich verschiedener Aspekte
modifiziert werden können.
Dementsprechend müssen
die Zeichnungen und Beschreibungen als von Natur aus veranschaulichend
und nicht als beschränkend
angesehen werden.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 ist ein Blockdiagramm
eines typischen drahtlosen Kommunikationssystems.
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2 ist ein Blockdiagramm
eines Basisstationssenders zum Erzeugen einer Kommunikationssignalwellenform.
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3 ist ein Diagramm eines
digital codierten und verschachtelten Rahmens, der durch den Sender
von 2 erzeugt wird.
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4 ist ein partielles Blockdiagramm
einer Vorrichtung zum Empfangen der Kommunikationssignalwellenform,
die durch den in 2 dargestellten Sender
erzeugt wird, ge mäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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5 ist ein Graph, der die
empfangene Kommunikationssignalwellenform zu dem idealen Zeitpunkt
des Empfangs T darstellt.
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6 ist ein Flussdiagramm
eines Verfahrens zum Empfangen der Kommunikationssignalwellenform,
die durch den in 2 dargestellten
Sender erzeugt wird, gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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Beschreibung einer bevorzugten
Ausführungsform
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Wir
wenden uns den Zeichnungen zu, in denen gleiche Zahlen gleiche Komponenten
bezeichnen, darin stellt 1 ein
drahtloses Kommunikationssystem 200, wie z. B. ein digitales
CDMA-Funktelefonsystem, dar. Die Basisstationen 210, 212 und 214 kommunizieren
mit einer Mobilstation 216, die in einem Bereich 220 arbeitet,
der durch die Basisstation 212 versorgt wird. Die Bereiche 222 und 224 werden
jeweils durch die Basisstationen 214 und 210 versorgt.
Die Basisstationen 210, 212 und 214 sind mit
einer Basisstationssteuerung 250 gekoppelt, die unter anderem
einen Prozessor 262 und einen Speicher 264 umfasst
und die ihrerseits mit einer mobilen Vermittlungsstelle 260 gekoppelt
ist, die auch einen Prozessor 262 und einen Speicher 264 umfasst.
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Eine
drahtlose Mehrfachzugriffskommunikation zwischen den Basisstationen 210, 212 und 214 und
der Mobilstation 216 findet über Radiofrequenz (RF)-Kanäle statt,
die physikalische Pfade zur Verfügung
stellen, über
die digitale Kommunikationssignale, wie z. B. Sprache, Daten und
Video übertragen werden.
Basis-zu-Mobilstation-Kommunikationen treten auf einem Vorwärtsverbindungskanal
auf, während
solche Kommunikationen, die auf einem umgekehrten Verbindungskanal
vorkommen, als Mobil-zu-Basisstation-Kommunikationen bezeichnet werden.
Ein Kommunikationssystem, das eine CDMA-Kanalisierung verwendet, wird ausführlich in TIA/EIA
Interim Standard IS-95A, Mobile Station-base Station Compatibility
Standards for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular Systems,
Telecommunications Industry Association, Washington, D.C. Juli 1993
[IS-95A] und „TIA
Telecommunications Systems Bulletin: Support for 14.4 kbps Data
Rate and PCS Interaction for Wideband Spread Spectrum Cellular Systems", Februar 1996 [the
Bulletin], dem IS-95A und dem Bul-letin, beschrieben.
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Wie
in 1 gezeigt, ist das
Kommunikationssignal 213 auf einem IS-95 Vorwärtsverbindungskanal,
wie z. B. einem Rufkanal oder einem Verkehrskanal, durch die Basisstation 212 zu
der Mobilstation 216 übertragen
worden. Das Kommunikationssignal 215 ist über einen
IS-95-Rückverbindungskanal,
wie z. B. einen Zugangskanal oder einen Verkehrskanal, durch die
Mobilstation 216 an die Basisstation 212 übertragen
worden.
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2 ist ein Blockdiagramm
eines Senders 10 zur Verwendung in einer Mobilstation,
wie z. B. der Mobilstation 216, zum Erzeugen des Kommunikationssignals 215.
Eine Datenbitreihe 17, die eine Sprach-, Video- oder eine
andere Art von Information sein kann, tritt in einen Codierer mit
variabler Rate 19 ein, der ein Signal 21 erzeugt,
das eine Reihe von Übertragungskanalrahmen
umfasst, die variierende Übertragungsdatenraten
haben. Die Übertragungsdatenrate
eines jeden Rahmens hängt
von den Merkmalen der Datenbitreihe 17 ab.
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Der
Codierblock 28 umfasst einen Konvolutionscodierer 30 und
einen Interleaver 32. Bei dem Konvolutionscodierer 30 kann
der Übertragungskanalrahmen
durch einen 1/3 Rate-Codierer,
durch Verwenden gut bekannter Algorithmen, wie z. B. einem Konvolutionscodieralgorithmus,
der das nachfolgende Decodieren der Rahmen erleichtert, codiert
werden. Der Interleaver 32 arbeitet, um die Inhalte der Rahmen
zu mischen, durch Verwenden allgemein bekannter Verfahren, wie z.
B. Blockverschachtelungsverfahren.
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Wie
in 3 gezeigt, umfasst
jeder Rahmen 34 von digital codierten und verschachtelten
Bits sechsundneunzig Gruppen von sechs codierten Bits, insgesamt
576 Bits. Jede Gruppe von sechs codierten Bits stellt einen Index 35 für einen
von vierundsechzig Symbolen, wie z. B. Walsh-Codes, dar. Ein Walsh-Code
ist mit einer einzelnen Zeile oder Spalte einer Vierundsechzig-zu-Vierundsechzig-Hadamard-Matrix verknüpft, einer
Quadratmatrix von Bits mit einer Dimension, die eine Potenz von
zwei ist. Typischerweise werden die Bits, die einen Walsh-Code umfassen,
als Walsh-Chips
bezeichnet.
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Es
wird noch einmal auf 2 Bezug
genommen, darin wird jeder der sechsundneunzig Walsh-Code-Indizes 35 in
dem Rahmen 34 in einen M-stufigen orthogonalen Modulator 36 eingegeben, der
vorzugsweise ein vierundsechzigstufiger orthogonaler Modulator ist.
Für jeden
eingegebenen Walsh-Code-Index 35 erzeugt
der M-stufige orthogonale Modulator 36 bei dem Ausgang 38 einen
entsprechenden Vierundsechzig-Bit-Walsh-Code
W 39. Somit wird für
jeden Rahmen 34 der in den M-stufigen orthogonalen Modulator 36 eingegeben
wird, eine Reihe von sechsundneunzig Walsh-Codes W 39 erzeugt.
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Der
Scrambler-/Spreader-Block 40 führt der Reihe von Walsh-Codes
W 39 durch Verwenden gut bekannter Verscrambelungsverfahren
unter anderem eine Pseudozufallsrausch(PN)-Sequenz zu. Bei dem Block 42 wird
die verscrambelte Reihe von Walsh-Codes W 39 durch Verwenden
eines Offset-Vierphasenumtastungs(OQPSK)-Modulationsverfahrens
oder eines anderen Modulationsverfahrens phasenmoduliert, aufwärtsgewandelt
und als das Kommunikationssignal S(T) 12 von der Antenne 46 übertragen.
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4 ist ein partielles Blockdiagramm
einer Vorrichtung 60 in einer Basisstation, wie z. B. der
Basisstation 212 (in 1 gezeigt),
zum Empfangen des Kommunikationssignals R(T), das ursprünglich durch
die Mobilstation 216 als das Kommunikationssignal S(T) 12 übertragen
wurde. Der Empfänger 60 ist
vorzugsweise ein RAKE-Empfänger,
der eine Reihe von Fingern hat, obwohl nur ein einzelner Finger gezeigt
wird. Der Empfänger 60 kann
kohärent, nicht-kohärent oder
quasi-kohärent
sein.
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Die
Antenne 62 empfängt
das Kommunikationssignal R(T) 18, das eine Reihe von empfangenen Rahmen
umfasst. Bei dem Block 64 wird durch gut bekannte Verfahren
und Schaltungen eine Front-End-Verarbeitung, wie z. B. Filtern,
Frequenzabwärtswandlung
und Phasendemodulation, des Kommunikationssignals R(T) 18 durchgeführt.
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Der
Sucher 300, wobei der Betrieb und die Konstruktion von
Suchern im Allgemeinen gut bekannt sind, versucht auf das empfangene
Signal R(T) 18 zu ungefähr
dem Zeitpunkt des Empfangs des R(T) 18 zu verriegeln, wobei
er bei einer Mehrzahl von Zeitoffsets nach dem R(T) 18 sucht.
Wenn der Empfänger 60 einmal
auf dem Signal R(T) 18 bei einem Zeitoffset gesperrt hat,
das die ideale Zeit des Empfangs des R(T) 18 annähert, die
als rechtzeitiges Offset OT 400 bezeichnet wird, kann der
Empfänger 60 auch
das R(T) 18 bei einem Zeitoffset überwachen, das etwas früher ist
als das OT 400, das als frühes Offset E 402 bezeichnet
wird, und bei einem Zeitoffset, das etwas später ist als das OT 400,
das als spätes
Offset L 404 bekannt ist. Das frühe Offset E 402 und
das späte
Offset 404 sind vorzugsweise eine Walsh-Chip-Periode voneinander getrennt.
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Bei
jedem Zeitoffset 400, 402 und 404 entfernt
der Descrambler-/Despreader-Block 66 unter anderem den
PN-Code, der der Reihe von Walsh-Codes W 39 (in 2 gezeigt) durch den Scrambler-Block 44 (auch
in 2 gezeigt) zugeführt wird.
In dem IS-95 Rückverbindungskanal
umfasst ein empfangener Rahmen des empfangenen Signals 18 sechsundneunzig
empfangene Symbole, oder Walsh-Codes, die jedes vierundsechzig Bit
lang sind. Die empfangenen Walsh-Codes sind während der Übertragung jedoch durch verschiedene
Kanalparameter verändert
worden und erscheinen dem Empfänger 60 einfach
als empfangene Signalabtastwerte. Die empfangenen Walsh-Codes werden
hierin dennoch als die empfangenen walsh-Codes RW bezeichnet.
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Es
wird wieder auf 4 Bezug
genommen, darin wird jeder empfangene Walsh-Code RW 68, nachdem
er den Descrambler-/Despreader-Block 66 verlassen hat,
in einen orthogonalen Demodulator 70, wie z. B. einen schnellen
Hadamard-Transformator
(FHT), eingegeben. Der FHT 70 kann, in Abhängigkeit
von seiner Größe, durch
Verwenden einer kommerziell verfügbaren
Hardware als eine Matrix von Addierern oder als ein multiplexierter
Addierer implementiert werden. Alternativ kann der FHT 70 durch
Verwenden eines konventionellen digitalen Signalprozessors (DSP),
wie z. B. eines Motorola DSP, Artikelnummer 56166 oder einer anwendungsspezifischen
integrierten Schaltung (ASIC), implementiert werden.
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Nach
dem Empfangen eines empfangenen Walsh-Codes RW 68, erzeugt
der FHT 70 eine Reihe von Ausgangssignalen 72.
Die Ausgaben 72, die mit dem empfangenen Walsh-Code RW 68 verknüpft sind,
der in den FHT 70 zu der frühen Offsetzeit E 402 eingegeben
wird, werden als der Satz von frühen Ausgaben
bezeichnet, die Ausgaben 72, die durch den FHT 70 in
Reaktion auf den empfangenen Walsh-Code 68 zu der rechtzeitigen
Offsetzeit OT 400 erzeugt werden, werden als der Satz von
rechtzeitigen Ausgaben bezeichnet und die Ausgaben 72, die
mit der späten
Offsetzeit L 404 verknüpft
sind, werden als der Satz von späten
Ausgaben bezeichnet.
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Vierundsechzig
Ausgangssignale 72 werden durch den FHT 70 je
Walsh-Code RW 68 erzeugt. Jedes Ausgangssignal 72 hat
einen Index, der einen der vierundsechzig möglichen Walsh-Codes W 39 bezeichnet,
die durch den M-stufigen orthogonalen Modulator 36 (in 2 gezeigt) erzeugt werden. Somit
werden in dem IS-95 Rückverbindungskanal vierundsechzig
Ausgangssignale 72, die vierundsechzig möglichen übertragenen
Walsh-Codes 39 entsprechen, erzeugt, wenn ein empfangener Walsh-Code
RW 68 in den FHT 70 eingegeben wird. Es ist klar,
dass jedes Ausgangssignal 72 zusätzlich zu einem Index auch
eine verknüpfte
komplexe Zahl (nicht gezeigt) hat. Vorzugsweise werden dem realen und
dem imaginären
Teil der komplexen Zahl jeweils sieben Bits zugeteilt, obwohl weniger
oder mehr Bits möglich
sind. Der Einfachheit halber werden der Index und die komplexe Zahl
gemeinsam als Ausgangssignal 72 bezeichnet.
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Jedes
Ausgangssignal 72 hat weiter einen verknüpften Energiewert
(nicht gezeigt), der im Allgemeinen durch Grö ßenquadrieren der mit dem Ausgangssignal 72 verknüpften komplexen
Zahl berechnet wird. Der Energiewert entspricht im Allgemeinen einem
Vertrauensmaß,
oder einer Wahrscheinlichkeit, dass das Ausgangssignal 72 einen
Walsh-Code W 39 indiziert, der einem empfangenen Walsh-Code RW 68 entspricht,
der in dem FHT 70 eingegeben wurde. Der Energiewert kann
jede beliebige geeignete Bandbreite haben und kann z. B. vierzehn
Bits breit sein.
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Durch
Einwirken auf den Satz von rechtzeitigen Ausgaben moduliert der
Decodierblock 76, der einen Maximum-Likelihood-Decodierer 77, einen Deinterleaver 78 und
einen Konvolutionsdecodierer 80 umfassen kann, weiter das
demodulierte empfangene Signal R(T) 18, wobei er das übertragene
Signal 12 abschätzt
und das Signal 81 ausgibt. Nach dem Demodulationsprozess
kann der Neucodierer („re-encoder") 28, der im Wesentlichen
dem in 2 gezeigten Codierer 28 ähneln kann,
die übertragenen
digital codierten und verschachtelten Bits (in 3 dargestellt), die Indizes zu den Walsh-Codes 39 darstellen,
neu erzeugen. Die Elemente des Decodierblocks 76 können in
einer Vielfalt von Weisen implementiert werden. Zum Beispiel kann
der Maximum-Likelihood-Decodierer 77,
der Indizes auf die Walsh-Codes 39 einschätzt, gemäß gut bekannter Verfahren
in Hardware oder Software implementiert werden. Maximum-Likelihood-Decodierer werden
im Allgemeinen in J. Proakis, „Digital
Communications", McGraw-Hill,
Kapitel 6, Abschnitt 7 (1983) beschrieben und eine Beschreibung
eines Maximum-Likelihood-Decodierens
zur Verwendung in einem IS-95A-Basisstationsempfänger kann
in R. Walton and M. Wallace, „Near
Maximum Likelihood Demodulation for M-ary Orthogonal Signalling", IEEE VTC, Seiten
5 – 8
(1993) gefunden werden.
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In
einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung akzeptiert der Komparator 100 den Satz
von frühen
Ausgaben und den Satz von späten Ausgaben
aus dem FHT 70, wobei der Unterschied zwischen dem Energiewert
von mindestens einer späten
Ausgabe aus dem Satz von späten
Ausgaben und dem Energiewert von mindestens einer frühen Ausgabe
aus dem Satz von frühen
Ausgaben berechnet wird. Wenn nur eine Ausgabe 72 sowohl
aus dem Satz von frühen
Ausgaben als auch dem Satz von späten Ausgaben ausgewählt wird,
ist die ausgewählte
Ausgabe 72 vorzugsweise die Ausgabe 72, die einen
Energiewert hat, der das höchste
Vertrauensmaß hat,
dass die ausgewählte
Ausgabe 72 einen Walsh-Code 39 indiziert, der
der empfangenen Walsh-Code-Gruppe RW 68 entspricht, die in den FHT 70 eingegeben
wird. Im Allgemeinen hat die ausgewählte Ausgabe 72 aus
dem Satz von frühen Ausgaben
einen anderen Index als die ausgewählte Ausgabe 72 aus
dem Satz von späten
Ausgaben. Der berechnete Unterschied zwischen der ausgewählten Ausgabe 72 aus
dem späten
Ausgabensatz und der ausgewählten
Ausgabe 72 aus dem frühen Ausgabensatz,
verlässt
den Komparator 100 bei der Linie 101. Dieser berechnete
Unterschied kann durch jede beliebige Zahl von Bits dargestellt
werden, wird jedoch vorzugsweise durch ein einzelnes Bit dargestellt,
das mit dem Vorzeichen des Unterschiedes verknüpft ist, das als ein Timingmaß bezeichnet
wird.
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Nach
einigen zusätzlichen
Verarbeitungsschritten bei den Elementen 131, 133 und 140 (weiter unten
diskutiert) wird das Timingmaß in
die Sucher-/Timingeinstellschaltung 300 eingegeben, die das
rechtzeitige Offset OT 400 einstellt, so dass der Empfänger 60 auf
dem Signal R(T) 18 bei dem Zeitoffset, das die ideale Zeit
des Empfangs des R(T) 18 annähert,
gesperrt bleibt (ebenso weiter unten diskutiert).
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In
einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann ein Speicher 110, der z.
B. ein kommerziell verfügbarer
Schreib-/Lesespeicher sein kann, an einem Punkt in dem Empfänger 60 angeordnet
sein, um Timingmaße
zu speichern, die aus dem Komparator 100 bei der Linie 101 ausgegeben werden.
Für jedes
Diversity-Element in dem Empfänger 60 wird
vorzugsweise ein getrennter Speicher 110 zur Verfügung gestellt.
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Der
Komparator 100 berechnet vorzugsweise den Unterschied zwischen
den Energiewerten, die mit jedem Paar von entsprechenden Indizes
in dem Satz von späten
Ausgaben und dem Satz von frühen Ausgaben
verknüpft
sind, wobei die Timingmaße,
die sich aus jedem der vierundsechzig Vergleiche ergeben, gespeichert
werden. Alternativ kann der Speicher 110 weniger als alle
vierundsechzig Timingmaße
speichern, die durch den Komparator 100 je empfangenem
Walsh-Code 68 erzeugt werden. Zum Beispiel kann es sein,
dass der Speicher 110 nur eine Teilmenge (z. B. ein oder
acht oder sechzehn) der Timingmaße speichert.
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Die
Timingmaße
können
durch jede beliebige Zahl von Bits dargestellt werden, werden aber
vorzugsweise durch ein einzelnes Bit dargestellt, das mit einem
Vorzeichen des berechneten Unterschiedes verknüpft ist. Für eine einzelne Leistungssteuergruppe
in dem IS-95A Rückkanal,
die sechs empfangene Walsh-Codes RW 68 umfasst, kann der
Speicher 110 als eine Matrix von Timingmaßen angesehen
werden, die vierundsechzig Zeilen und sechs Spalten hat. Der Speicher 110 kann
jedoch kleiner oder größer sein
und kann z. B. Timing maße
für einen
vollständigen
IS-95A Rückkanalrahmen
speichern.
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Der
Selektor 130 empfängt
vorzugsweise das demodulierte Signal 81 aus dem Decodierblock 76,
das bei dem Neucodierblock 28 neucodiert worden sein kann.
Eine Rahmendemodulation wird wahrscheinlich für sechzehn Leistungssteuergruppen
durchgeführt,
so dass das Signal 81 sechsundneunzig neucodierte Indizes 35 umfasst.
Für jeden der
sechsundneunzig Indizes 35 adressiert der Selektor 130 die
geeignete Zeile und Spalte in dem Speicher 110, um das
verknüpfte
Timingmaß abzufragen,
das vor der Verfügbarkeit
des demodulierten Signals 81 berechnet worden sein kann.
Nach einigen zusätzlichen
Verarbeitungsschritten bei den Elementen 131, 133 und 140 (weiter
unten diskutiert) wird das ausgewählte und neuerlangte Timingmaß in die
Sucher/Timingeinstellschaltung 300 eingegeben.
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In
einer ersten mit der zweiten Ausführungsform verknüpften Alternative
kann der Maximum-Likelihood-Decodierer 77 einmal pro Leistungssteuergruppe
betrieben werden (d. h. für
sechs aufeinander folgende Sätze
von rechtzeitigen Ausgaben), um einen Satz von „siegreichen" sechs Indizes bei
der Linie 79 zu erzeugen. Für jeden der sechs Indizes kann der
Selektor 130 die angemessene Zeile und Spalte in dem Speicher 110 adressieren,
um das verknüpfte Timingmaß neu zu
erlangen.
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In
einer zweiten mit der zweiten Ausführungsform verknüpften Alternative
kann der Maximum-Likelihood-Decodierer 77 einmal pro Leistungssteuergruppe
betrieben werden, um eine Zahl von wahrscheinlichen Sätzen von
sechs Indizes bei der Linie 79 zu erzeugen. Für jedes
Diversity-Element, wie z. B. ein RAKE-Empfänger-Finger, werden die ausgewählten Sätze von
Indizes kombiniert und es wird ein insgesamt wahrscheinlichster
Satz erzeugt. Vor dem Kombinieren kann außerdem eine Kanalkorrektur
auf die ausgewählten
Sätze von
Indizes angewendet werden. Ein geeignetes Verfahren zur Kanalkorrektur
wird in der US-Patentanmeldung Nr. 08/582,856 mit dem Titel „Method
and Apparatur for Coherent Channel Estimation in a Communication System" dem Abtretungsempfänger der
vorliegenden Erfindung erteilt. Der resultierende Satz von Indizes hat
die höchste
Wahrscheinlichkeit die übertragenen Indizes
darzustellen und wird verwendet, um die angemessenen Zeilen und
Spalten in dem Speicher 110 zu adressieren, um die verknüpften Timingmaße neu zu
erlangen.
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In
einer dritten mit der zweiten Ausführungsform verknüpften Alternative
kann ein Satz von rechtzeitigen Ausgaben in dem provisorischen Indexabschätzkasten 85 eingegeben
werden, der die rechtzeitigen Energiewerte der entsprechenden Indizes aus
jedem Diversity-Element in dem Empfänger 60 kombiniert
und den Index ausgibt, der bei der Linie 87 den maximalen
kombinierten Energiewert hat. Der Selektor 130 kann den
Ausgang bei der Linie 87 verwenden, um den Speicher 110 zu
adressieren, um das verknüpfte
Timingmaß neu
zu erlangen.
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Das
(Die) Timingmaß(e),
das (die) aus dem Selektor 130 oder dem Komparator 100 ausgegeben wird
(werden), zeigt (zeigen) an, ob das rechtzeitige Offset 400 durch
die Sucher-/Timingeinstellschaltung 300 verzögert oder
vorgerückt
werden soll. 5 stellt
eine ideale Zeit T 408 zum Empfangen eines Einzelimpulses
des R(T) 18 dar. Es wird deutlich, dass das rechtzeitige
Offset OT 400 verzögert
werden muss, um die ideale Zeit des Empfangs T 408 anzunähern. In
diesem Falle ist die Energie des R(T) bei dem späten Offset 404 (d.
h. Ausgabe 72 aus dem Satz der späten Ausgaben) größer ist
als die Energie des R(T) bei dem frühen Offset 402 (d.
h. Ausgabe 72 aus dem Satz der frühen Ausgaben) und der Unterschied
ist im Mittel positiv. Das Timingmaß gibt das positive Vorzeichen
des Unterschiedes wider, welches anzeigt, dass das rechtzeitige
Offset OT 400 früher
als die ideale Zeit des Empfangs T 408 ist und verzögert werden
muss.
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Wenn,
andererseits, das rechtzeitige Offset OT 400 vorgerückt werden
soll, um T 408 anzunähern,
ist die Energie des R(T) bei dem späten Offset 404 geringer
als die Energie des R(T) bei dem frühen Offset 402 und
die Unterschiede sind im Mittel negativ. Das Timingmaß gibt das
Vorzeichen des Unterschiedes wider, wobei angezeigt wird, dass das rechtzeitige
Offset OT 400 später
ist als die ideale Zeit des Empfangs T 408 und vorgerückt werden muss.
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Wenn
das rechtzeitige Offset OT 400 richtig ist, ist der Unterschied
zwischen der Energie des R(T) bei dem späten Offset 404 und
bei dem frühen Offset 402 im
Mittel gleich Null. Das Timingmaß ist Null, wodurch angezeigt
wird, dass das rechtzeitige Offset OT 400 nicht geändert werden
muss.
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Es
wird wieder auf 4 Bezug
genommen, darin können
die Timingmaße,
die aus dem Speicher 110 durch den Selektor 130 neugewonnen
wurden, sowie die Timingmaße 101,
die beide vorzugsweise ein Bit breit sind, bei der Schaltung 131 durch
eine programmierbare Schleifenverstärkung ≠ 135 skaliert werden und das
resultierende Produkt kann bei der Schaltung 133 mit den
Inhalten eines Timingmaßakkumulators 140 summiert
werden. Wenn der Akkumulator 140 einen vorbestimmten positiven
oder negativen Schwellenwert erreicht, kann über die Leitung 141 ein
Timingeinstellbefehl an die Sucher-/Timingeinstellschaltung 300 ausgegeben
werden.
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Ein
geeigneter Wert von ≠ ist
Drei, obwohl der Wert von ≠ auf
jeden beliebigen anderen geeigneten Wert programmierbar ist, z.
B. einen Wert zwischen Eins und Acht. Die Signalausgabe aus der Schaltung 131 hat
eine Bitbreite, die gleich der Bitbreite von ≠ ist, die vorzugsweise mindestens
drei Bit breit ist. Die Bitbreite bei dem Akkumulator 140 ist vorzugsweise
programmierbar, z. B. auf drei, vier oder fünf Bits. Zusätzlich können aus
den ganzzahligen Schleifenverstärkungen
durch periodisches Schalten zwischen Verstärkungswerten gebrochene Schleifenverstärkungen
gewonnen werden. Ebenso kann ≠ einen
Anfangswert beim Start und danach eine andere, Dauerbetriebsverstärkung haben.
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
eines Verfahrens zum Empfangen eines Signals in einem digitalen
Radiofrequenzkommunikationssystem wird in dem Flussdiagramm von 6 dargelegt. Das Verfahren
beginnt bei dem Block 500 und geht zu dem Block 502 weiter,
wo ein erster Schritt ein Eingeben eines empfangenen Symbols, das
mit einem übertragenen
Symbol verknüpft
ist, in einen Demodulator bei einer ersten Zeit umfasst, um einen
Satz von frühen Ausgaben
zu erzeugen. Der nächste
Schritt, bei dem Block 504, umfasst ein Eingeben des empfangenen Symbols
in den Demodulator bei einer zweiten Zeit, um einen Satz von rechtzeitigen
Ausgaben zu erzeugen. Der Schritt des Eingebens des empfangenen Symbols
in den Demodulator bei einer dritten Zeit, um einen Satz von späten Ausgaben
zu erzeugen, wird bei dem Block 505 gezeigt. Der Schritt
bei dem Block 506 führt
zu einem Vergleichen von mindestens einer Ausgabe in dem Satz von
frühen
Ausgaben mit mindestens einer Ausgabe in dem Satz von späten Ausgaben,
um ein Timingmaß zu
erzeugen. Schließlich
wird, bei dem Block 508, eine Zeit zum Empfangen des Signals
basierend auf dem Timingmaß eingestellt.
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In
einer zweiten Ausführungsform
wird das Timingmaß,
das in einem Satz von Timingmaßen
enthalten sein kann, in einem Speicher gespeichert. Als nächstes wird
eine vorbestimmte Zahl von Ausgaben in dem Satz von rechtzeitigen
Ausgaben in einen Abschätzer
eingegeben, der das übertragene
Symbol erzeugt. Basierend auf dem übertragenen Symbol wird das
Timingmaß aus
dem Speicher ausgewählt. Dann
wird, basierend auf der Auswahl, die Zeit zum Empfangen des Signals
eingestellt.
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Obwohl
der Empfänger 60 hierin
hinsichtlich spezifischer logisch/funktionaler Schaltkreise und Beziehungen
beschrieben worden ist, wird bedacht, dass der Empfänger 60 in
verschiedenen Weisen konfiguriert werden kann, z. B. mit programmierten Prozessoren
oder anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen (ASICs). Es
ist außerdem
klar, dass, wenn ein Element für
ein anderes Element empfindlich ist, die Elemente direkt oder indirekt
gekoppelt sein können.
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Es
wird bedacht, dass Zwischenentscheidungen bezüglich des demodulierten Signals 81,
die in dem Decodierblock 76 getroffen werden, verwendet
werden können.
Zusätzlich
kann das demodulierte Signal 81, z. B. durch Verwenden
einer Schaltung, wie die in 2 dargestellte
Schaltung, erneut moduliert werden, um Spreizsequenzen zu erzeugen.
In dieser Art und Weise können
FHT-Ressourcen geschont werden und die Timingmaße können mehr Bits enthalten.
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Der
IS-95 Rückverbindungskanal
ist hierin im Besonderen berücksichtigt
worden, aber die vorliegende Erfindung ist auf jeden beliebigen
digitalen Kanal anwendbar, ein schließlich, ohne darauf beschränkt zu sein,
des Vorwärtsverbindungs-IS-95-Kanals
und aller Vorwärts-
und Rückverbindungs-TDMA-Kanäle, in allen
TDMA-Systemen, wie z. B. Group Special Mobile (GSM), ein europäisches TDMA-System,
Pacific Digital Cellular (PDC), ein japanisches TDMA-System und
Interim Standard 54 (IS-54), ein US-amerikanisches TDMA-System.
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Die
Prinzipien der vorliegenden Erfindung, die sich auf zellular-basierte
digitale Kommunikationssysteme beziehen, können sich auch auf andere Arten
von Kommunikationssystemen beziehen, einschließlich, ohne darauf beschränkt zu sein,
personaler Kommunikationssysteme, gebündelter Systeme, Satellitenkommunikationssysteme
und Datennetzwerke. Ebenso beziehen sich die Prinzipien der vorliegenden
Erfindung, die sich auf alle Arten von digitalen Radiofrequenzkanälen beziehen,
auch auf andere Arten von Kommunikationskanälen, wie z. B. Radiofrequenzsignalisierungskanäle, elektronische Datenbusse,
Wireline-Kanäle,
optische Faserverbindungen und Satellitenverbindungen.
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Es
ist außerdem
klar, dass andere und weitere Formen der Erfindung und Ausführungsformen, abweichend
von den oben beschriebenen spezifischen Ausführungsformen, ersonnen werden
können,
ohne dabei von dem Umfang der angehängten Ansprüche abzuweichen, und daher
soll der Umfang der vorliegenden Erfindung durch die folgenden Ansprüche bestimmt
werden.