DE69623314T2

DE69623314T2 - Gerät zur uberwachung der herzfrequenz das sich auf ekgsignale stützt

Info

Publication number: DE69623314T2
Application number: DE69623314T
Authority: DE
Inventors: Ying-Ching Lo; Show Tsai
Original assignee: Salutron Inc
Current assignee: Salutron Inc
Priority date: 1995-11-08
Filing date: 1996-11-07
Publication date: 2003-04-17
Anticipated expiration: 2016-11-08
Also published as: DE69623314D1; WO1997017015A1; EP0861045A1; EP1201186A1; US5738104A; EP0861045A4; EP0861045B1; CA2236877A1; US5876350A

Description

Die vorliegende Erfindung gehört zu dem Gebiet der Pulskontrollgeräte, und insbesondere zu dem Gebiet der Pulskontrollgeräte, die EKG-Signale verwenden, um die Pulsfrequenz zu messen.
Im Stand der Technik gibt es zwei Grundtypen von Pulsfrequenzkontrollgeräten. Der erste Typ verwendet sichtbare oder infrarote Strahlung, die durch die Haut gelenkt wird, um aus der Strahlung, die von Kapillaren unter der Haut reflektiert wurde oder durch diese gedrungen ist, Pulsierungen, bzw. Pulsschläge des Blutflusses zu messen. Normalerweise liegen diese Geräte in Form einer Digitaluhr mit einem Fotodetektor auf der Uhrenfläche vor oder als Tischeinheit oder als eine Einheit, die an einem Gürtel angeclipt wird, wobei der Clip mit einer Basiseinheit verbunden ist und, wobei der Clip zum Anbringen an einer Fingerspitze oder einem Ohrläppchen vorgesehen. Sichtbares oder infrarotes Licht, das durch die Haut dringt, wird von dem Fotodetektor gemessen und zeigt Pulsierungen eines Blutflusses in den Kapillaren an. Aus diesen Pulsierungen wird die Pulsfrequenz berechnet.
Es gibt zahlreiche Beispiele für diese Art von Pulskontrollgeräten, da diese im Allgemeinen bei Fitnessgeräten vorliegen, wie etwa Heimtrainer, bzw. Laufbänder, Standräder und Stufensteigegeräte. Ein weiteres Beispiel dieser Systemart ist eine Armbanduhr mit Pulskontrollgerät hergestellt von Casio. Diese Uhr liest sowohl den Blutdruck als auch den Puls ab. Die Uhr hat zwei Sensoren auf einer Oberseite der Uhr. Der Sensor auf der unteren linken Oberfläche der Uhr ist ein Fotosensor, der von dem rechten Zeigefinger des Trägers abgedeckt werden soll. Der andere Sensor soll von dem rechten Mittelfinger abgedeckt werden und ist eine Elektrode zur Aufnahme der EKG-Signale. Die Bodenplatte des Uhrenkörpers dient als die andere Elektrode.
Die Fotosensor-/Flusspulsierungs-Detektoren haben mehrere Nachteile. Erstens muss die Fingerposition auf dem Fotosensor stabil sein. Auch muss die Kraft, die den Finger oder das Ohrläppchen auf den Fotodetektor drückt, gering sein. Ist die Kraft zu hoch, wird der Blutfluss abgeschnitten und es kann keine Messung der Blutflusspulsierungen erfolgen. Ist die Kraft zu niedrig, kann jede geringfügige Bewegung zwischen dem Körper und dem Sensor ein ungenaues Auslesen erzeugen. Die Zuverlässigkeit der Auslesungen hängt auch von der Umgebungsbeleuchtung (außer eine seperate Fotodiode liefert Licht zur Transmission durch die Haut) und von der Wellenlänge ab. Ferner gleicht der Flusspuls in einer Kapillare der Gestalt einer sinusförmigen Wellenform. Dadurch wird es schwierig, zwischen richtigen Flusspulssignalen und sinusförmigen Rauschwellenformen zu unterscheiden.
Die zweite Art eines Pulsfrequenzkontrollgeräts ist der EKG-Typ. Diese Art von Pulskontrollgeräten arbeitet durch die Aufnahme eines EKG-Signals von dem Herzmuskel selbst und berechnen die Pulsfrequenz aus dem EKG-Signal. Ein Beispiel dieses Systemtyps ist eine Armbanduhr mit Pulsfrequenzkontrollgerät von Casio. Diese Uhr misst sowohl den Blutdruck als auch den Puls. Diese Uhr hat zwei Sensoren auf einer Oberseite der Uhr. Der Sensor auf der unteren linken Fläche der Uhr ist ein Fotosensor, der von dem rechten Zeigefinger des Trägers abgedeckt werden soll und der Fluktuationen des von Umgebungsquellen durch den .Finger strömenden Lichts misst, um zu bestimmen, wann Blutflusspulse auftreten. Der Sensor auf der unteren rechten Seite der Fläche ist einer der beiden Sensoren für ein EKG-Signal. Die Bodenfläche der Uhr ist der andere Sensor zur Aufnahme des EKG-Signals. Um diese Uhr zum Auslesen des Blutdrucks und des Pulses zu verwenden, muss der Anwender zuerst ein anderes unabhängiges Instrument zur Messung des Blutdrucks und des Pulses in einem Ruhestand verwenden. Diese Auslesungen werden dann in die Uhr eingegeben. Nach der Eingabe dieser Daten, braucht die Uhr ungefähr 10 bis 20 Herzschläge, während die Finger des Anwenders mit den beiden Kontakten auf der Fläche der Uhr in Kontakt sind. Während dieser 10 bis 20 Herzschläge lernt die Uhr den Zeitablauf zwischen den EKG-Signalen, die von den EKG-Kontakten aufgenommen wurden, und den entsprechenden Blutflusspulsen in einem Ruhezustand. Dieser Zeitablauf dient als Referenz zur Bestimmung des Blutdrucks. Das grundlegende Prinzip ist die Bestimmung des Zeitablaufs durch die Uhr zwischen dem EKG- Signal, das durch das Pumpen von Blut der linken Ventrikel erzeugt wird, und dem resultierenden Puls des Blutflusses, der von den Fotodetektoren in den Kapillaren der Fingerspitzen des Trägers gemessen wird.
Ein Nachteil dieser Ausführung ist es, dass der Zeitablauf zwischen dem EKG-Impuls und dem BlutflussPuls sich mit dem Konditionsniveau ändert, wenn der aerobe Effekt eintritt und neue Blutflusswege im Körper gebildet werden. Daher empfiehlt der Hersteller, dass die Grundruhedaten, die von einem unabhängigen Instrument ausgelesen werden, alle drei Monate aktualisiert werden. Dies ist aufwendig, wenn nicht der Uhrenbesitzer auch unabhängige Instrumente besitzt, um den Blutdruck und die Pulsfrequenz zu messen. Außerdem ist die Uhr nicht in der Lage nur die Pulsfrequenz zu messen, ohne auch den Blutdruck zu messen. Insbesondere EMG-Rauschen ist bei EKG-Pulskontrollgeräten problematisch, da seine Frequenz im gleichen Bereich wie die Frequenz des gesuchten EKG-Signals liegt. Daher muss eine besondere Signalverarbeitung durchgeführt werden, um das EMG-Rauschen von dem gewünschten EKG-Signal zu trennen. Eine Art eines Signalverarbeitungsverfahrens, das im Stand der Technik versucht wurde, ist die Autokorrelation. Das EKG-Signal wird von Fühlern aufgenommen, die normalerweise an den Griffen von Übungsgeräten angebracht sind, die der Anwender wahrend der Übung umfasst. Die von diesen Fühlern aufgenommenen Signale, die das EKG-Signal enthalten, werden durch einen Autokorrelator geleitet, der eine Korrelationsberechnung durchführt zwischen einem Signalstück, das durch die einem Pufferinhalt entsprechenden Digitalabtastungen dargestellt wird, und einem zeitlich angrenzenden Teil des Signals, der durch einen anderen Satz von Abtastungen dargestellt wird. Eine Signalanzeigelogik überwacht den Ausgang des Autokorrelators auf das Vorhandensein eines periodischen Signals und erzeugt ein synthetisches Kandidaten-Herzfrequenzsignal, das die gleiche Frequenz wie das periodische Signal im Ausgang des Autokorrelators hat. Die Schwierigkeit dieses Ansatzes ist es, dass die EMG-Signale während des Trainings auch periodisch sind und Spitzen in dem Autokorrelationsausgang erzeugen, die kein periodisches EKG-Signal darstellen.
Die Klasse der oben beschriebenen Produkte werden im Allgemeinen von gesundheitsbewussten Leuten während des Trainings verwendet. Aufgrund der Nachteile der oben beschriebenen Ansätze, besteht die Notwendigkeit eines zuverlässigen Pulskontrollgeräts, das klein ist und um das Handgelenk getragen werden kann oder an Übungsgeräten angebracht werden kann und kein Elektroden-Gel oder Feuchtigkeit oder ein Brustband benötigt und das ein EKG-Signal genau finden kann, trotz eines niedrigen Signal-zu-Rausch-Verhältnisses.
Die US-A-4938228 offenbart ein Gerät gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Die Erfindung wird durch Anspruch 1 dargelegt.
Ein angenehmes, kostengünstiges Herzfrequenzkontrollgerät kann durch Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung vorgesehen werden. In einer Ausführungsform umfasst eine digitale Filterstruktur einen Tiefpassfilter mit einer Stufe bei 60 Hz und einen Bandpassfilter, der Signale in einem Frequenzbereich von 10 bis 40 Hz verstärkt und der eine Spannung bei 60 Hz hat. Dieser Digitalfilter hat eine rekursive Struktur und verwendet ganzzahlige Koeffizienten, um die Berechnungen zu vereinfachen und zu beschleunigen. Ein Mikrocontroller mit 4 Bit kann den digitalen Filter implementieren. Der Ausgang des digitalen Filters wird einem Signalaufbereitungsprozess unterzogen, um. QRS-Komplexe zu betonen, die menschliche Herzschläge anzeigen.
Eine Ausführungsform eines Herzfrequenzkontrollgeräts kann umfassen wenigstens zwei elektrische Kontakte zur Bestimmung der elektrischen Signale, wenn sie in Kontakt mit dem Körper kommen, einen Analogschaltkreis zur Aufbereitung der elektrischen Signale, einen Analog/Digital-Wandler, der derart gekoppelt ist, dass er ein analoges Ausgangssignal von dem Analogschaltkreis empfängt und die analogen Signale in eine Vielzahl von Digitalabtastungen umwandelt, einen digitalen Filter zum Empfang der Digitalabtastungen und zur Unterdrückung von Rauschsignalen, die Frequenzen unterhalb von ungefähr 5 bis 15 Hertz haben, und von Signale mit Frequenzen über ungefähr 25 bis 40 Hertz, um gefilterte Daten zu erzeugen, wobei der digitale Filter ein rekursiver Filter mit ganzzahligen Koeffizienten ist, und einen Aufbereitungs- bzw. Anreicherungssignalprozessor, zum Empfang der gefilterten Daten und zum Hervorheben von Signalen in diesem, welche vorbestimmte Eigenschaften von QRS-Komplexe eines menschlichen Herzschlagsignals haben, um dadurch aufbereitete bzw. verbesserte, digitale Daten zu erzeugen.
Gemäß einem Verfahren für eine Ausführungsform zum Unterscheiden von durch Herzschläge erzeugten Pulsen von anderen Pulsen, kann das Verfahren Schritte umfassen, die Pulse aussortieren, die zu Zeiten auftreten, die mit einer plausiblen Schlag-zu-Schlag-Änderung in einer Herzschlagfrequenz nicht übereinstimmen, dass sie vielmehr Artefakte als Herzschläge darstellen, und Pulse aussortieren, die Amplituden aufweisen, welche mehr als einen vorbestimmten Wert von vorherigen Pulsen, die einen Herzschlag darstellen, abweichen.
Ein besseres Verständnis der Grundlagen und Vorteile wenigstens von bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung kann durch Bezug auf die folgenden Bereiche der Beschreibung und die beigefügten Zeichnungen erhalten werden.
Fig. 1 zeigt eine typische Anwendung in einer digitalen Armbanduhr als Herzfrequenzkontrollgerät vom EKG-Typ gemäß der Lehre der Erfindung.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform der Elektronik der Erfindung.
Fig. 3 ist eine Darstellung einiger der Wellenformen, die zur Darstellung einiger der Themen im Zusammenhang mit der Lehre der vorliegenden Erfindung herangezogen werden.
Fig. 4 ist ein Übersichtsflussdiagramm des Sofiware-Aufbaus gemäß der Lehre der Erfindung.
Fig. 5 ist ein Graph, der die Filterantwort eines digitalen Tierpassfilters darstellt, der in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
Fig. 6 ist ein Graph der Filterantwort eines digitalen Bandpassfilters, der in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
Fig. 7 ist ein Graph der Gesamtfilterantwort, die aus der Kombination der Wirkung des digitalen Tiefpassfilters und des digitalen Bandpassfilters resultieren.
Fig. 8 ist ein detaillierteres Flussdiagramm des Signalaufbereitungsprozesses des rechten Zweiges aus Fig. 4.
Fig. 9 ist eine Darstellung der Wellenformen, die die Arbeitsweise des Prozesses aus Fig. 8 zeigen.
Fig. 10 ist ein Flussdiagramm, welches Nachbearbeitungsschritte zur Bestimmung der Herzschlagfrequenz des Anwenders beschreibt.
Fig. 11 ist ein Flussdiagramm, das weitere Nachbearbeitungsschritte zur Bestimmung der Herzschlagfrequenz des Anwenders beschreibt.
Es wird auf Fig. 1 Bezug genommen, in der eine typische Anwendung einer digitalen Armbanduhr für ein EKG-Typ Herzfrequenzkontrollgerät entsprechend einer Ausführungsform gezeigt ist. Die digitale Uhr 10 umfasst eine Anzeige, wie eine LCD-Anzeige 12, die zur Anzeige der Zeit verwendet wird, und die Herzfrequenz des Anwenders zeigt, falls der Pulskontroll-Modus ausgewählt ist. In einigen Ausführungsformen kann eine separate Anzeige verwendet werden, um die Pulsfrequenz gleichzeitig mit der Zeit in der Anzeige 12 anzuzeigen. Die Ausführungsform der digitalen Uhr verwendet einen Ansatz mit drei Kontakten, um ein Eliminieren von Rauschen zu unterstützen. Zwei elektrische Kontakte 14 und 16 sind an einer Vorderseite der Uhr angeordnet, auf die der Anwender seine oder ihre Finger setzen soll, wenn der Puls-Modus eingegeben ist. Ein dritter elektrischer Kontakt ist auf der Hinterseite der Uhr angeordnet und ist nicht sichtbar mit 18 bezeichnet. Die drei Kontakte sind an einen Differentialverstärker innerhalb der Uhr angeschlossen, sodass ein allgemeines Modusrauschen unterdrückt wird. Es ist verständlich, dass die vorliegende Erfindung nicht auf drei Kontakte limitiert ist. Der Schaltkreisaufbau und die Software, die unten beschrieben sind, sind derart in die Uhr 10 aufgenommen, dass die Einheit unabhängig ist.
In Fig. 2 ist ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform gezeigt. Block 58 stellt die elektrischen Kontakte einer jeden oben diskutierten Ausführungsform dar. Block 60 ist ein Differentialverstärker oder ein Instrumentenverstärker, der über einen Bus 62 an die Kontakte gekoppelt ist. Der Differentialverstärker verstärkt die analogen Signale an den drei Verbindungen des Busses 62. Der gemeinsame Eingang am Bus 62 ist an eine analoge Erdung gekoppelt und die zwei verbleibenden Leiter sind an die Plus- und Minus-Eingänge des Differentialverstärkers gekoppelt. Der Differentialverstärker dient dazu, eine Verstärkung vorzusehen und gleichzeitig ein allgemeines Modusrauschen in dem Signal, wie etwa ein 60/50 Hertz Geräusch etc., zu eliminieren. Die Verstärkung des Differentialverstärkers wird auf eine vergleichsweise niedrige Zahl von 1 bis 10 gesetzt, um eine Sättigung der darin enthaltenen Arbeitsverstärker durch niedrige Frequenzen zu vermeiden, die immer noch in dem analogen Signal sind.
Als nächstes wird der Ausgang des Verstärkers durch einen aktiven analogen Bandpassfilter 64 gefiltert. Es werden aktive Filter, die RC-Komponenten verwenden, m den Arbeitsverstärkerschaltkreisen verwendet, um den Bandpassfilter zu implementieren. Das Durchgangsband dieses Filters ist auf Frequenzen zwischen 5 und 20 Hertz, vorzugsweise 10 bis 15 Hertz, zentriert und er hat ein Durchgangsband von ungefähr 5 bis 40 Hertz. Der Zweck dieses Bandpassfilters ist es, hohe Frequenzen aus dem Analogsignal zu entfernen, um ein Pseudosignal zu verhindern. Die untere Frequenzkante des Durchgangsbandes eliminiert auch DC- bzw. Gleichstrom-Komponenten und jegliche Niedrigfrequenzdrift der Grundlinie, die durch Muskelkontraktionen aufgrund von Atmung oder andere Muskelkontraktionen verursacht werden, wie sie normalerweise beim Training des Anwenders auftreten. Die Verstärkung des Bandpassfilters wird auf 1 und 10 bei der Mittelfrequenz festgelegt. Ein passiver Bandpassfilter könnte verwendet werden, wird aber im allgemeinen nicht bevorzugt, da er zu viele Komponenten benötigt und der Abfall nicht scharf genug ist. In der bevorzugten Ausrührungsform weist der Bandpassfilter zwei getrennte Hardware-Filter auf, einen Tiefpassfilter mit einem Abfall erster Ordnung und einer Eckfrequenz zwischen 25 bis 40 Hertz; und einen Hochpassfilter mit einem Abfall zweiter Ordnung mit einer Eckfrequenz von 5 bis 15 Hertz.. Der Grund dafür, dass die beiden Filter verschiedene Ordnungen im Abfall haben ist, dass es dem Differentiator ermöglicht wird, die hohen Frequenzkomponenten in dem Signal in der unten beschriebenen Weise zu betonen. Mit anderen Worten, sieht der steilere Abfall an der unteren Eckfrequenz eine bessere Selektivität vor, während der weniger steile Abfall an der hohen Eckfrequenz es ermöglicht, dass mehr hohe Frequenzkomponenten den Differentiator erreichen, sodass der Differentiator höhere Steilheitszahlen erzeugt aufgrund der scharfen Spitzen in dem Signal, das durch die den Differentiator erreichenden Daten dargestellt wird, und zwar aufgrund des höheren Inhaltes an hohen Frequenzkomponenten in den Analogsignalen, die den Analog/Digital-Wandler erreichen. Durch diese schärferen Ecken bzw. Kanten erzeugt der Differentiationsvorgang in den Bereichen des Schaltkreises zur digitalen Signalverarbeitung, die unten beschrieben werden, höhere Spitzen. Diese höheren Spitzen werden durch die Funktion einer gleitenden Mittelwertbildung herausgefiltert, doch bei der Verarbeitung steigt der Durchschnitt dadurch, wodurch die EKG-Signale gegenüber dem Hintergrundrauschen besser hervorstehen.
Als nächstes wird das Analogsignal in dem Verstärker 66 verstärkt, der eine Verstärkung von 50 bis 1.000 hat, sodass die insgesamte Verstärkung ungefähr 1.000 bis 10.000 beträgt.
Als nächstes wird der analoge Ausgang des Verstärkers 66 an den Eingang des Digital/Analog-Wandlers (nachfolgend AD-Wandler) 68 angelegt, der in der bevorzugten Ausführungsform auf dem Mikrocontroller integriert ist, der wiederum in den Schaltkreis integriert ist. Das analoge Signal wird in 8-Bit Digital-Abtastungen bei einer Abtastrate von 180 Hertz oder vorzugsweise ein anderes Vielfaches von 60 Hertz umgewandelt. Andere Abtastraten können ebenso verwendet werden, solange die Hochfrequenzkomponenten des realen Signals der Elektroden herausgefiltert wurden, bevor das reale Signal den Analog/Digital-Wandler erreicht. Wurden diese Hochfrequenzkomponenten nicht herausgefiltert, erscheinen Pseudosignale in dem EKG-Frequenzbereich, die durch das Zusammentreffen der Abtastrate mit den Hochfrequenzkomponenten entsteht. Deshalb wird die Verwendung eines analogen Bandpassfilters vor dem Analog/Digital-Wandler bevorzugt. Unterschiedliche Zahlen an Bits in jeder Abtastung könnten ebenso verwendet werden, wie eine höhere oder geringere Abtastrate, es werden jedoch 180 Hertz bevorzugt, um die digitale Filterung einfacher zu machen, da die 180 Hertz Abtastrate ein Vielfaches der 60 Hertz Frequenz einer allgemeinen Rauschquelle ist. Ferner sind die Koeffizienten für die unten beschriebenen digitalen Signalverarbeitungszustände auf eine Abtastrate von 180 Abtastungen pro Sekunde festgelegt, sodass bei der Verwendung anderer Abtastraten die Koeffizienten wieder optimiert werden müssen. In einigen Ausführungsformen ist der AD-Wandler ein Teil eines integrierten Mikrocontrollerschaltkreises 70. Der AD-Wandler sollte bei einer 3 Volt Versorgung oder einer Versorgungsspannung, die leicht durch Batterien erzeugbar ist, arbeiten und unter Berücksichtigung der Größe in einigen Ausführungsformen vorzugsweise einen Ausgangsdatenstrom mit seriellem Format haben, wenn der AD-Wandler nicht auf dem Mikrocontroller integriert ist.
Der digitale Datenstrom aus dem AD-Wandler wird zur weiteren Signalverarbeitung wie unten beschrieben in den Mikrocontroller 70 eingegeben. Der Mikrocontroller ist vorzugsweise ein 4-Bit oder 8-Bit Gerät, wie ein Samsung KS57C2408 oder ein Hitachi H8/3812 oder dergleichen. Diese Mikrocontroller haben eingebaute Analog/Digital-Wandler, Dualuhren, LCD- Treiber und Summen- bzw. Buzzer-Treiber. Es ist kein DSP auf der Platte oder ein separates DSP nötig, da die digitalen Filterkomponenten ganzzahlig sind, wodurch die Verarbeitung in den Softwarefilter-Modulen wesentlich vereinfacht und beschleunigt wird. Der Mikrocontroller ist auch an mehrere Schnittstellen-Peripheriegeräte gekoppelt, wie durch Block 72 dar gestellt ist. Die Anwender-Schnittstellen-Peripheriegeräte umfassen LCD-Anzeigen, Moduskontrollschalter, einen oder mehrere Summen bzw. Buzzer, Sensoren zur Überwachung der Spur-/Radgeschwindigkeit oder als Teil einer automatischen Rückmeldungsschleife, die einen höheren Widerstand am Rad/auf der Spur erzeugt, wenn die Herzfrequenz unter einen Zielbereich fällt, und Ausgangsanschlüsse, an die verschiedene Widerstände angeschlossen sein können, um die Verstärkung der Arbeitsverstärker zu verändern, Ausgangssignale, um automatische Eingabeänderungen in Ausführungsformen zu implementieren, bei denen der Widerstand auf den Band/Rad automatisch variiert wird, und zwar in Übereinstimmung mit der Herzfrequenz des Anwenders, wie etwa ein Schaltkreis, um den Gang eines Mountainbikes automatisch auf einen höheren Gang oder einen niedrigeren Gang basierend auf der Herzfrequenz des Anwenders zu wechseln, und Alarmeinheiten, um den Anwendern hörbare Alarme zu geben, wenn etwas nicht funktioniert oder eingestellt werden muss. hl dem Mikrocontroller ist eine Hauptuhr 74 aufgenommen, die in ausgeschaltetem Zustand heruntergefahren ist, während eine ebenso in dem Mikrocontroller aufgenommene unabhängige Digitaluhr während dem ausgeschalteten Modus nicht heruntergefahren wird.
In einigen Ausführungsformen dient ein separater integrierter Digitaluhrenschaltkreis 76 mit einer eigenen Uhr 78 dazu, die Zeit/das Datum etc. beizubehalten und deren Anzeige zu kontrollieren, m alternativen Ausführungsformen kann der digitale Uhrenchip ein beliebiger digitaler Uhrenchip sein, bei dem eine Anzeige 80 nur Zeit und Datum anzeigt, solange der digitale Uhrenchip eine Schnittstelle zu dem Mikrocontroller 70 hat, um die Herzfrequenzdaten zu empfangen. In der bevorzugten Ausrührungsform ist jedoch der Digitaluhren-IC 76 in dem Mikrocontroller aufgenommen und empfängt zur Anzeigedaten-Codierung die Herzfrequenzabfrage, verbrannte Kalorien, die Geschwindigkeit, die zurückgelegte Distanz, die Trainings-Zeit, etc. über die Leitungen des Busses 82 zur Anzeige auf der LCD-Anzeige 80.
Es folgt eine Diskussion über die digitale Signalverarbeitung, die durch die Firmware bzw. das Festprogramm implementiert ist, das Vorgänge des Mikrocontrollers 70 kontrolliert. Um jedoch den verwendeten Ansatz besser zu verstehen, wird zuerst ein typisches EKG-Signal und ein EKG-Signal mit Rauschen diskutiert. In Fig. 3 sind eine Anzahl von Wellenformen auf Zeitlinien (A) bis (G) gezeigt. Die Zeitlinie (A) zeigt ein typisches EKG-Signal, auf das manchmal als QRS-Komplex Bezug genommen wird. Ein EKG-Signal weist eine erste kleine positive Spitze auf, auf der Zeitlinie (A) als P bezeichnet, gefolgt von einer mit Q bezeichne ten negativen Spitze. Nach der negativen Q-Spitze folgt sofort eine sehr große positive Spitze, die auf der Zeitlinie (A) mit R bezeichnet ist. Der R-Spitze folgt sofort eine negative S-Spitze, die sofort von einer kleineren positiven T-Spitze gefolgt wird. Die Steilheit der R-Spitze ist auf beiden Seiten symmetrisch und hat einen einzigartigen charakteristischen Wert.
Die Zeitlinie (B) zeigt ein EKG-Signal, das mit einer 60 Hertz Interferenz überlagert ist. Die Zeitlinie (C) zeigt das Ergebnis, wenn das Signal der Zeitlinie (B) durch einen Potenz- bzw. Butterworth-Tiefpass-Filter zweiter Ordnung geschickt wird. Das Signal der Zeitlinie (C) zeigt immer noch etwas 60 Hertz Rauschen. Die Zeitlinie (E) stellt ein EKG-Signal dar, das mit einer Rauschquelle niedriger Frequenz überlagert ist, wie etwa Atmungs-EMG- oder Trainings-EMG-Signalen. Die Zeitlinie (F) zeigt das Ergebnis, wenn das Signal der Zeitlinie (B) durch einen Potenz- bzw. Butterworth-Hochpassfilter zweiter Ordnung geschickt wird, wobei die Signalverzerrung durch die Filteraktivität gezeigt ist. Die Zeitlinie (D) zeigt das resultierende Signal, wenn das Rauschsignal der Zeitlinie (B) durch einen Tierpassfilter mit ganzzahligen Koeffizienten geschickt wird, wie er in der Erfindung verwendet wird. Die Zeitlinie (G) zeigt das resultierende Signal, wenn das Signal der Zeitlinie (E) durch einen Hochpassfilter mit ganzzahligen Koeffizienten geschickt wird, wie er in der Erfindung verwendet wird. Sowohl der Hoch- als auch der Tierpassfilter mit ganzzahligen Koeffizienten wird in der Erfindung verwendet, um sowohl das 60 Hertz Rauschen als auch das Rauschen niedriger Frequenz zu eliminieren.
In Fig. 4 ist ein Flussdiagramm des Hauptarbeitsvorganges gezeigt, der von dem Mikrocontroller 70 mit den von dem AD-Wandler 68 empfangenen Abtastungen durchgeführt wird.
Die digitale Filterung, woraus die Signale der Zeitlinien (D) und (G) in Fig. 3 resultieren, wird von dem digitalen Filterblock 90 dargestellt. Die Funktion dieses Blocks ist es, aus den digitalen Abtastungen die hohen und niedrigen Rauschfrequenzen zu entfernen.
Die durch Block 90 dargestellten digitalen Filterschritte weisen in der bevorzugten Ausführungsform einen ersten Schritt auf, in dem die eingehenden Digitaldaten durch einen Tiefpassfilter mit einer Sperrung bei 60 Hertz tiefbassgefiltert werden, und dann die resultierenden gefilterten Daten durch einen Bandpassfilter geschickt werden, der die Signale in einem Frequenzbereich von 10 bis 40 Hertz verstärkt und eine Sperrung bei 60 Hertz hat. Der Grund dafür, dass ein Tiefpassfilterungsschritt vor dem Weiterleiten der Daten verwendet wird, ist es, dass verbleibende unerwünschte Hochfrequenzkomponenten in den eingehenden Daten entfernt werden, bevor die Signale zur Verstärkung und weiteren Filterung durch den Bandpassfilter geschickt werden.
Fig. 5 stellt die Frequenzantwort der bevorzugten Ausrührungsform für den digitalen Tiefpassfilter dar, der gemäß der bevorzugte Ausführungsform des digitalen Filterschrittes 90 in Fig. 4 implementiert ist. Diese digitale Filterung wird erreicht, indem ein rekursiver Filter mit ganzzahligen Koeffizienten implementiert wird, um die zur Implementierung des Filters benötigten Berechnungen zu vereinfachen und zu beschleunigen. Ein beliebiger digitaler oder analoger Filter, der eine Frequenzantwort implementiert, die im Groben gleich der Frequenzantwort aus Fig. 5 ist, wird jedoch ausreichen, um die Erfindung in die Praxis umzusetzen, d. h., nicht rekursive, rekursive mit unterschiedlichen ganzzahligen Koeffizienten oder Fließkommakoeffizienten, getrennte DSP etc., analoge oder jede Kombination der Vorhergehenden sind ausreichend. Tatsächlich kann der Tiefpassfilterschritt in manchen Ausführungsformen insgesamt eliminiert werden. Es ist der Zweck des digitalen Tiefpassfilters, das 60 Hertz Rauschen zu entfernen und das Signal-zu-Rausch-Verhältnis zu verbessern.
Fig. 6 stellt die Frequenzantwort der bevorzugten Ausführungsform des Bandpassfilters dar, der als eine zweite Stufe der digitalen Filterung implementiert ist und in der bevorzugten Ausführungsform durch Block 90 dargestellt ist. Diese digitale Filterfrequenzantwort wird erzeugt, indem ein rekursiver Filter mit ganzzahligen Koeffizienten zur Vereinfachung und Beschleunigung der zur Implementierung des Filters benötigen Berechnungen implementiert wird. Ein beliebiger digitaler Filter, der eine Frequenzantwort implementiert, die im Groben der Frequenzantwort aus Fig. 6 entspricht, ist jedoch ausreichend, um den Zweck der Erfindung zu erfüllen, d. h. nicht rekursive, rekursive mit verschiedenen ganzzahligen Koeffizienten oder Fließkommakoeffizienten, getrennte DSP etc. oder jede beliebige Kombination der Vorhergehenden sind ausreichend. Die Bandpassfilterfunktion kann ebenso durch einen Analogfilter durchgeführt werden. Eine Aufgabe des Bandpassfilters ist es, hoch- und niedrigfrequente EMG-Signale zu reduzieren, die durch Training, Atmung und Muskelbewegung erzeugt werden, und zusätzlich das 60 Hertz Netzrauschen weiter zu reduzieren. Einige der oben erwähnten EMG-Signale liegen außerhalb des Durchgangsbandes und werden daher unterdrückt. EMG- und andere Rauschsignale innerhalb des Durchgangsbandes werden durch einen lernenden adaptiven Schwellenwerterkennungsvorgang und den weiteren Einsatz von Grundregeln entfernt, die in der Software implementiert sind, um zu entscheiden, ob Pulse, die den adaptiven Schwellenwert übersteigen, richtige Herzschläge oder Artefakte oder Rauschen sind.
Der Schritt der Tiefpassfilterung kann in manchen alternativen Ausführungsformen eliminiert werden, da der Bandpassfilter auch die hohen Frequenzen entfernt. Der Tiefpassfilter wird jedoch bevorzugt, denn fehlt dieser, ist das Herausfiltern des 50 Hertz Rauschens weniger effektiv, welches nur dann notwendig ist, wenn die Erfindung in einem beliebigen europäischen oder anderem Land verwendet wird, in dem eine 50 Hertz Energie verwendet wird.
Zurück zu der Betrachtung der digitalen Gesamtsignalverarbeitung, dargestellt durch Fig. 4, dort werden nachdem die digitale Filterung durchgeführt wurde, zwei unterschiedliche Arbeitsschritte durchgeführt, um das EKG-Signal in den gefilterten Daten zu finden. In der bevorzugten Ausführungsform wird nur der Signalanreicherungsvorgang, dargestellt durch Block 92, durchgeführt. In anderen Ausführungsformen wird auch eine Schablonenanpassung oder eine Kreuzkorrelation verwendet, um alternative Ergebnisse zu erhalten, die mit den Ergebnissen des Signalanreicherungsvorgangs verglichen werden können.
In Fig. 8 ist ein Flussdiagramm der Grundvorgänge gezeigt, die in dem Signalaufbereitungsverarbeitungsblock 92 durchgeführt werden. Der erste Schritt ist eine Differentiation, dargestellt durch Block 96. Der Grund der Durchführung dieses Differentiationsvorgangs ist, dass der Filterungsprozess einiges des Informationsinhaltes des EKG-Signals entfernt hat, aber immer noch ein ausreichend hoher Spektralinhalt an Hochfrequenz-Fourier-Komponenten des EKG-Signals vorhanden ist, der durch die Q-, R- und S-Spitzen gegeben ist und innerhalb des Durchgangsbandes sowohl des Analog- als auch des Digitalfilters liegt. Um diese Komponente anzureichern, wird der Differentiationsprozess in dem Abtastdatenbereich durchgeführt, um die Steilheiten aller in den Daten vorhandenen Spitzen zu finden. Die eingehenden gefilterten Daten haben eine Signalwellenform, die wie die Wellenformen der Zeitlinie A in Fig. 9 aussehen kann. Der Differentiationsvorgang empfängt diese Wellenform und gibt eine Wellenform aus, die wie das Signal der Zeitlinie B in Fig. 9 aussieht.
Die Steigungen der beiden Seiten jeder Signalspitze auf der Zeitlinie A sind zunehmend positiv und dann negativ. Da ein gleitender Mittelwert (ein Integrationsschritt) zur Glättung des Ausgangs des Signalverarbeitungsvorgangs und zur Aufbereitung des Signal-zu-Rausch- Verhältnisses berechnet werden muss, sind negative Spitzen unerwünscht, da sie positive Spitzen auslöschen und das Signal-zu-Rausch-Verhältnis verschlechtern. Um die negativen Spitzen zu eliminieren und möglicherweise das Signal-zu-Rausch-Verhältnis zu verbessern, wird in der bevorzugten Ausführungsform ein durch Block 98 dargestellter Quadrierungsvorgang durchgeführt. Der Quadrierungsvorgang gibt eine Wellenform aus wie die der Zeitlinie C der Fig. 9. Es ist zu beachten, dass alle negativen Spitzen in positive Spitzen umgewandelt werden.
Da für die Quadrierung eine Multiplikation notwendig ist und die Multiplikation langsam ist und zuviel Rechenplatz verbraucht, wird diese in der bevorzugten Ausführungsform durch eine Tabelle ersetzt, welche die Quadrate aller Werte beinhaltet, die wahrscheinlich in dem Eingangssignal gefunden werden, um den bei der Multiplikation notwendigen Vorgang zu vermeiden. Dies ist viel schneller als die Multiplikation tatsächlich durchzuführen. In einer alternativen Ausführungsform kann ein Schritt für einen "absoluten Wert" in Block 98 durchgeführt werden. Dieser Vorgang für den absoluten Wert empfangt sowohl die positiven als auch die negativen Spitzen und gibt ein Signal mit ausschließlich positiven Spitzen aus, wovon jede den absoluten Wert der Größe einer entsprechenden positiven oder negativen Spitze darstellt. Die Quadrierung wird bevorzugt, da diese den Effekt aufweist, dass diese die Größe der Signalspitzen vervielfältigt, wodurch das Signal-zu-Rausch-Verhältnis verbessert, bzw. aufbereitet wird. Es kann mehr als ein Quadrierungsvorgang angewendet werden, vorzugsweise zwei, um das Signal-zu-Rausch-Verhältnis weiter zu verbessern, bzw. anzureichern.
Letztlich wird eine gleitende Mittelwertbildung berechnet, wie durch Block 100 dargestellt ist. Der Sinn der Berechnung dieses beweglichen Durchschnitts ist es, Spitzen mit einer sehr scharfen Spitzenform im Ausgang des Quadrierungsvorgangs oder des Absolutwertschritts zu glätten. Die Berechnung der gleitenden Mittelwertbildung ähnelt einer Integration, welche die Fläche unter jeder Ausgangsspitze von dem Quadrierungsschritt oder dem Absolutwertschritt berechnet. Der Schritt für die gleitende Mittelwertbildung erhöht ebenfalls das Signal-zu- Rausch-Verhältnis, indem jedes Spitzenpaar in dem Ausgangssignal des Blocks 98 herangezogen wird und die Fläche unter jeder Kurve aufsummiert wird. Dies erhöht die Amplitude der resultierenden einzelnen Spitze, die sich aus jedem Paar von angrenzenden Signalspitzen auf der Zeitlinie C ergibt. Beispielsweise resultiert die Spitze 102 in dem Ausgang des Schritts für die gleitende Mittelwertbildung aus der Integration oder Filterung des Spitzenpaars 104 und 106, die von dem Quadrierungsschritt geliefert werden. Die gleitende Mittelwertbildung wird berechnet, indem eine vorbestimmte Anzahl an sequentiellen Abtastungen herangezogen werden, deren Werte addiert werden und dann die Summe durch die Anzahl der so addierten Abtastungen dividiert wird. Die individuellen Abtastungen in jeder gleitenden Mittelwertbildung können in manchen Ausführungsformen gewichtet werden. Dieser Vorgang wird kontinuierlich für jede benachbarte Abtastgruppe durchgeführt.
Die unten stehende Gleichung (1) stellt den mathematischen Ausdruck dar, der die digitale Signalverarbeitung vollständig bestimmt, welche den Schritt mit dem rekursiven Tiefpassfilter aus Block 90 in Fig. 4 mit einer Sperrung bei 60 Hertz implementiert.
Gleichung (1): Yn = 1/8·(2Yn-1 - Yn-2 + Xn - 2Xn-4 + Xn-8)
Der Y-Term stellt vorhergehende Ausgangssignale derart dar, dass Yn-1 das am nächsten gelegene vorhergehende Ausgangssignal darstellt, während Yn-2 das am zweitnächsten gelegene vorhergehende Ausgangssignal darstellt. Die X-Terme stellen aktuelle Daten dar, außer dass, das Ergebnis der Berechnung des vorhergehenden Zustands, d. h. Yn in Gleichung 1 zu einem Rohdatenpunkt Xn für den nächsten Zustand wird, d. h. Xn in unten stehender Gleichung (2) ist eigentlich das Ergebnis Yn aus dem durch Gleichung (1) dargestellten Berechnungsvorgang. Beispielsweise stellt Xn die am nächsten gelegenen Daten dar, während Xn-4 die am viertnächsten gelegenen vorhergehenden Daten darstellt usw. Es ist zu beachten, dass alle Koeffizienten der durch Gleichung (1) dargestellten rekursiven Filterbestimmung ganzzahlig sind, wodurch die Berechnung stark beschleunigt und vereinfacht wird. Es gibt viele verschiedene Koeffizientenkombinationen, die annehmbare Filterübertragungsfunktionen ergeben. Es kann auch andere Filterbestimmungen geben mit mehr Punkten oder verschiedenen Indizierungen, die annehmbare Filterantworten ergeben. Die Gleichung (1) stellt nur ein annehmbares Beispiel dar und jede Alternative ist vorstellbar, die einen ähnlichen Frequenzbereich des in Fig. 5 gezeigten Durchgangsbandes und vergleichbare Verstärkungsniveaus hat. Der Faktor 1/8 in dem Ausdruck der Gleichung (1) ist ein Normalisierungsfaktor, basierend auf der Verstärkung des Filters.
Gleichung (2) stellt den mathematischen Ausdruck dar, der die digitale Signalverarbeitung vollständig bestimmt, welche den Schritt des rekursiven Bandpassfilters aus Block 90 in Fig. 4 mit einer Sperrung bei 60 Hertz implementiert.
Gleichung (2): Yn = 1/12·(2Yn-1 - 3Yn-2 + 2Yn-3 + Xn - 2Xn-6 + Xn-12)
Das über andere mögliche Alternativen bei der Gleichung (1) Vorgetragene gilt auch für die Filterbestimmung der Gleichung (2). Der Faktor 1/12 in dem Ausdruck der Gleichung (2) ist ein Normalisierungsfaktor, basierend auf der Verstärkung des Filters.
Gleichung (3) stellt den mathematischen Ausdruck dar, welcher die digitale Signalverarbeitung vollständig bestimmt, die den Differentiationsschritt 96 in Fig. 8 implementiert.
Gleichung (3): Yn = 1/4·(2·Xn + Xn-1 - Xn-3 - 2·Xn-4)
Viele andere Kombinationen von Gewichtungskoeffizienten, Abtastpunktzahlen und möglicherweise auch verschiedenen Indizierungen sind möglich. Beispielsweise wird der Hauptnenner 4 in Gleichung (3) derart ausgewählt, dass das Ergebnis des Differentiationsvorgangs größer wird, sodass die Eingangsdaten für den Quadrierungsvorgang größer sind. Daraus ergibt sich ein größerer dynamischer Bereich. Es gibt jedoch andere Hauptnennerfaktoren, die verwendet werden können, ohne von der in den Ansprüchen definierten Erfindung abzuweichen. Jede solche Kombination, die eine Filterbestimmung ergibt, die den gleichen relativen Frequenzbereich innerhalb der ersten Hauptschleife der Übertragungsfunktion hat, in der die Hauptarbeit durchgeführt wird, ist zur Durchführung der Erfindung annehmbar. Beispielsweise sind unterschiedliche Anzahlen an Abtastpunkten mit verschiedenen Teilern zur Durchführung der Erfindung ebenso denkbar.
Gleichung (4) stellt den mathematischen Ausdruck dar, der die digitale Signalverarbeitung vollständig bestimmt, die den Schritt 100 für die gleitende Mittelwertbildung in Fig. 8 implementiert.
Die Funktion der gleitenden Mittelwertbildung hat den Effekt, die niedrigen Frequenzkomponenten zu verstärken. Die Anzahl an Punkten, die für das "Fenster", über das die gleitenden Mittelwertbildung berechnet wird, ist insofern wichtig, als sie bestimmt, wo die erste Sperrung in der Übertragungsfunktion ist, welche dadurch charakterisiert ist, dass sie die Höhe der Amplitude der resultierenden Spitze der gleitenden Mittelwertbildung bestimmt. In der bevorzugten Ausführungsform wurden acht Punkte ausgewählt, um das Signal-zu-Rausch- Verhältnis durch einen Anstieg der Spitzenamplitude zu verbessern, die sich aus jedem Spitzenpaar in dem Signal der Quadrierung oder des Absolutwertvorgangs aus Block 98 in Fig. 8 ergibt. Andere Werte für ein Signal-Rausch-Verhältnis funktionieren ebenfalls, jedoch vielleicht nicht so gut. Beispielsweise würden 16 Punkte den Ausgang mehr glätten, die Amplitude der Spitze ist jedoch niedriger. Eine Anzahl an Punkten kleiner als 8 kann eine schärfere Spitze mit mehr angrenzendem Rauschen ergeben, wodurch sich ein niedrigeres Signalzu-Rausch-Verhältnis ergibt. Der Faktor 1/64 vor der Summation ist ein Skalierungsfaktor, der als digitaler Verstärkungskontrollfaktor verwendet werden kann. In manchen Ausführungsformen wird der adaptive Lernvorgang verwendet, um diesen digitalen Verstärkungskontrollfaktor basierend auf in den Abtastdaten gefundenen Charakteristiken zu beeinflussen.
Wieder mit Bezug zu Fig. 4 wird in einer alternativen Ausführungsform eine zweite Art der Signalverarbeitung der digitalen Daten nach der digitalen Filterung kreuzweise mit den Ergebnissen des Signalanreicherungsvorgangs oder einer Alternative dazu überprüft. Die Alternative oder zusätzliche Verarbeitung wird durch Block 108 symbolisiert und bezieht in der bevorzugten Ausführungsform einen Musterabgleich bzw. "Template Matching" oder eine Kreuzkorrelation mit ein, wobei ausreichend Verarbeitungsleistung für die zu der Kreuzkorrelationsberechnung gehörenden Multiplikationen vorhanden ist. Die Filterung durch Musterabgleich bzw. "Template Matching" ist grundsätzlich ein grober aber schneller Weg, um eine rudimentäre Kreuzkorrelation zur Bestimmung des Gleichheitsgrades zwischen zwei Wellenformen durchzuführen. Der Musterabgleich wird detaillierter in der Stammanmeldung US NO 08/554,373 diskutiert.
Die Vorgänge der Blöcke 108 und 92 in Fig. 4 haben die Wirkung, Artefakte und Rauschen zu entfernen und die Spitzen in den eingehenden Daten auf zu bereiten, die wahrscheinlich tatsächliche QRS-EKG-Wellenformen sind. In dem Vorgang von Block 92 neigt der Diffe rentiationsschritt aus Block 96 in Fig. 8 dazu, EMG-Spitzen zu entfernen oder zu Unterdrücken und EKG-Spitzen auf zu bereiten, weil die EKG-Spitzen steilere Steigungen und schärfere Spitzenpunkte als typische EMG-Wellenformen haben. Daraus ergibt sich, dass der Diffentiator eine größere Anzahl von EKG-Signalen, die differenziert wurden, als von EMG- Signalen ausgibt. Diese Tatsache führt zu höheren Spitzen sowohl bei den positiven als auch den negativen Signalamplituden der Zeitlinie B aus Fig. 9, die vielmehr die Differentiatorergebnisse aus der Differentiation von EKG-QRS-Wellenformen darstellen, als die sich aus der Differentiation eines typischen EMG-Impulses ergeben. Dadurch wird ein EMG-Rauschen weiter unterdrückt und das Signal-zu-Rausch-Verhältnis weiter verbessert.
Der Vorgang der Musterabgleichung oder der Kreuzkorrelation des Blocks 108 entfernt Artefakte aufgrund der Unterdrückung von Spitzen, die nicht die Form der Schablone haben. Das Muster ist derart ausgebildet, dass sie die Form der QRS-Wellenform in einer typischen EKG- Wellenform annähernd simuliert. In einigen Ausführungsformen wird die Form des Musters "im Flug" angeglichen, nachdem tatsächliche EKG-Signale für einen bestimmten Anwender isoliert wurden, sodass sie der Form der QRS-Wellenform dieses bestimmten Anwenders noch näher angeglichen wird. Die Unterdrückung von EMG-Wellenformen und anderem Rauschen und Artefakten entsteht, weil diese unechten bzw. parasitären Signale nicht die gleiche Form wie das Muster haben und daher Spitzen mit einer niedrigeren Korrelation in den Ausgangsdaten des Musterabgleichungsvorgangs resultieren.
Nach der Anreicherung der digitalen Daten und der Entfernung von so vielen Artefakten wie möglich in dem Anreicherungsvorgang entweder durch den Vorgang aus Block 92 oder Block 108 in Fig. 4, werden die resultierenden digitalen Daten analysiert, um die aktuelle Herzfrequenz des Anwenders zu bestimmen. Dies wird von einem Nachverarbeitungsmodul 109 für die Herzfrequenzbestimmung in Fig. 4 durchgerührt. Der durch Block 109 dargestellte Vorgang kann ein beliebiger aus einer großen Zahl von verschiedenen Typen von Unterscheidungs- und Untersuchungsroutinen sein, um zu entscheiden, welche der Pulse in den gefilterten, angereicherten Daten entweder aus Pfad 110 oder Pfad 112 in Fig. 4 die aktuellen Herzschläge darstellen und, um daraus die Herzfrequenz zu berechnen.
Fig. 10 ist ein Flussdiagramm, das die Schritte der Nachverarbeitung beschreibt, um die Herzfrequenz des Anwenders in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegen den Erfindung zu bestimmen. Fig. 10 zeigt Schritte, in denen zuerst eine Serie an Pulsen, die mit dem Herzschlag des Anwenders korrespondieren, erzeugt werden. Die Schritte aus Fig. 10 stützen sich sowohl auf die Amplituden als auch die Positionen der Pulse, um zu erreichen, dass eine Pulsserie Herzschlägen entspricht, im Gegensatz zu Rauschartefakten, welche die vorhergehenden Verarbeitungsstufen überlebt haben. Bei Schritt 1002 empfängt das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung den ersten Puls oberhalb eines vorbestimmten Amplitudenschwellenwertes. In einer Ausführungsform ist dieser Schwellenwert ein Viertel des vollen Skalenwertes des A/D-Wandler-Ausgangs. Wenn dieser Puls ankommt, sucht das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung nach einem zweiten Puls mit einer Amplitude innerhalb 50% der Amplitude des ersten Pulses und der zu einer Zeit ankommt, die für eine Herzschlagfrequenz realistisch ist, d. h. zwischen 40 und 240 bpm.
Kommt kein zweiter Puls an, der diese Kriterien erfüllt, kehrt der Verarbeitungsvorgang zu Schritt 1002 zurück, um wieder auf einen ersten Puls zu warten. Es ist zu beachten, dass falls ein zweiter Puls ankommt, aber die Kriterien für einen zweiten Puls nicht erfüllt sind, er die Kriterien für einen ersten Puls erfüllen kann und Schritt 1002 übersprungen wird. Wenn ein zweiter Puls mit diesen Kriterien ankommt, legt dies nahe, dass sowohl der erste als auch der zweite Puls Herzschläge sind. In Schritt 1006 wartet das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung auf einen dritten Puls mit 50% der Amplitude der Durchschnittsamplitude aus dem ersten und zweiten Puls und der zu einer Zeit ankommt, die durch eine Zwischenpulsperiode mit einer Länge von 6,75% des Intervalls zwischen dem ersten Puls und dem zweiten Puls bestimmt ist.
Kommt kein solcher dritter Puls an, werden die ersten beiden Pulse aussortiert und der Verarbeitungsvorgang kehrt zu Schritt 1002 zurück, um auf einen neuen ersten Puls zu warten. Kommt ein die Kriterien erfüllender dritter Puls an, beginnt das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung einen Bestätigungsvorgang für die aktuell gemessene Herzfrequenz, indem ein vierter Puls erwartet wird. Das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung verwendet jedoch besondere Vorsicht darauf sicher zu stellen, dass der vierte Puls kein Rauschen ist. Bei Schritt 1008 wartet das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung zuerst auf 50% einer Durchschnittsperiode, welche durch den Durchschnitt der Periode zwischen dem ersten und dem zweiten Puls und der Periode zwischen dem zweiten und dem dritten Puls bestimmt ist.
Das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung sucht dann nach einem Rauschpuls, der vor der erwarteten Ankunft eines vierten Pulses beginnen könnte und sich in die erwartete Ankunftsperiode hineinerstreckt. In einer Ausführungsform beginnt der Schwellenwert zur Bestimmung eines solchen Rauschpulses bei ungefähr 50% der Hauptamplitude der ersten drei Pulse und fallt in vier Schritten auf ungefähr 19% der Hauptamplitude ab. Bei Schritt 1010 verwendet das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung die nächsten 12,5% (oder ein Viertel der verbleibenden Zeit) der Periode bis zur erwarteten Ankunft des vierten Pulses auf die Überprüfung, ob Rauschpulse mit einer Amplitude oberhalb des Anfangsrauschpulsschwellenwertes von 50% vorhanden sind. Beginnt ein solcher Puls, aber endet nicht während dieser Unterperiode, dann setzt das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung bei Schritt 1012 eine Rauschpulskennzeichnung. Kommt kein solcher Puls an oder nach Schritt 1012 überprüft das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung, ob ein vorhergehender Rauschpuls während dieser Unterperiode endet, ohne dass ein neuer anfängt, bei Schritt 1014. Endet ein vorhergehender Puls, dann wird die Rauschpulskennzeichnung bei 1016 entfernt. Nach der Entfernung der Rauschpulskennzeichnung oder wenn die Rauschpulskennzeichnung nicht entfernt wurde, wird der Rauschpulsschwellenwert für die nächste Unterperiode von 50% der letzten Periode bei Schritt 1018 vor der erwarteten Ankunft des vierten Pulses gesenkt. Dann überprüft das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung bei Schritt 1020, ob die nächste 12,5%-Unterperiode die letzte vor der erwarteten Ankunft des vierten Pulses ist. Ist die nächste Unterperiode nicht die letzte, kehrt das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung zu Schritt 1010 zurück, um die Rauschpulskennzeichnung anzupassen.
Ist die nächste 12,5%-Unterperiode die letzte, wird bei Schritt 1022 von einer bevorzugten Ausführungsform die Rauschpulskennzeichnung basierend auf einer beliebigen gemessenen Pulsaktivität gesetzt oder entfernt. Der Rauschpulsschwellenwert ist nun auf sein Minimum heruntergestuft. Sobald die letzten 6,75% der erwarteten Zwischenpulsperiode erreicht sind, kann ein neuer Puls der erwartete Herzschlag sein. Kommt bei Schritt 1026 ein Puls innerhalb der 6,75% der erwarteten Ankunftszeit an und hat er eine Amplitude innerhalb von 50% des Durchschnitts der ersten drei qualifizierten Pulse und ist die Rauschpulskennzeichnung entfernt, dann wird dieser als vierter qualifizierter Puls betrachtet und die Herzfrequenz wird basierend auf den ersten vier qualifizierten Pulsen bei Schritt 1028 aus gelesen. Das Erforder nis einer entfernten Rauschpulskennzeichnung eliminiert Artefakte, die durch frühere Rauschpulse entstehen, welche in die erwartete Ankunftszeit des vierten Pulses hineinragen. Kommt kein solcher vierter Puls an, werden die ersten drei Pulse aussortiert und das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung fährt mit Schritt 1002 fort, um einen neuen ersten Puls zu erwarten.
Nach Schritt 1028 kann das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung als in einem Grundzustand angesehen werden, in dem eine aktuell angezeigte Herzfrequenz auf einer aktuellen Durchschnittsperiode zwischen den Pulsen basiert. Das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung fährt jedoch mit der Überwachung von fehlerhaftem Auslesen aufgrund von Rauschen fort. Der Vorgang der Qualifizierung von nachfolgenden Pulsen als Herzschläge ist den Schritten der Qualifizierung des vierten Pulses aus Fig. 10 ähnlich. Tatsächlich sind die Schritte 1102, 1104, 1106, 1108, 1110, 1112 und 1114 im wesentlichen identisch mit den Schritten 1002 bis 1020 aus Fig. 10. In Fig. 11 sucht das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung nach Rauschpulsen wahrend der letzten 50% der Periode zwischen dem letzten Herzschlag und der erwarteten Ankunftszeit des nächsten Herzschlages, wie er von der Hauptzwischenpulsperiode bestimmt ist. Während der letzten 12,5% dieser Zwischenpulsperiode fahrt das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung bei Schritt 1116 mit dem Festsetzen und Entfernen der Rauschpulskennzeichnung basierend auf den empfangenen Rauschpulsen fort, wartet aber auch auf den nächsten Herzschlagpuls während der letzten 6,75% der Zwischenpulsperiode. Bei Schritt 1118 bestimmt das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung, ob ein Puls innerhalb von 50% der Mittelamplitude, innerhalb 6,75% der Durchschnittsperiode und während die Rauschpulskennzeichnung entfernt ist, ankommt. Kommt solch ein Puls an, fährt die Herzfrequenzanzeige bei Schritt 1120 fort.
Kommt kein solcher Puls an, überprüft dann das Nachverarbeitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung bei Schritt 1122, ob tatsächlich ein qualifizierter Puls innerhalb der letzten 5 Sekunden angekommen ist. Ist kein qualifizierter Puls innerhalb der letzten 5 Sekunden angekommen, ist es notwendig, den Herzschlag bei 1124 wieder aufzunehmen, indem die Schritte von Fig. 10 wiederholt werden. Ist innerhalb der letzten 5 Sekunden ein qualifizierter Puls angekommen, fahrt die Herzschlaganzeige bei Schritt 1120 fort und das Nachverar beitungsmodul 109 zur Herzfrequenzbestimmung wiederholt die Schritte aus Fig. 11, wobei nach einem neuen qualifizierten Puls zur nächsten erwarteten Ankunftszeit gesucht wird. In der vorhergehenden Beschreibung wurde die Erfindung mit Bezug auf deren bestimmte exemplarische Ausführungsformen beschrieben. Es ist jedoch offensichtlich, dass verschiedene Zusätze und Änderungen durchgeführt werden können.

Claims

1. Vorrichtung zur Bestimmung der Herzfrequenz aus innerhalb eines Körpers erzeugten elektrischen Signalen, umfassend:

wenigstens zwei elektrische Kontakte (58) zur Messung der elektrischen Signale, wenn sie mit dem Körper in Kontakt gebracht werden;

einen Analogschaltkreis (60), (64), (66), der die elektrischen Signale aufbereitet;

einen Analog/Digital-Wandler (68), der derart gekoppelt ist, dass er ein analoges Ausgangssignal von dem Analogschaltkreis empfängt und die analogen Signale in eine Vielzahl von Digitalabtastungen umwandelt;

einen digitalen Filter zum Empfang der Digitalabtastungen und zur Unterdrückung unerwünschter Signale (70);

einen Anreicherungssignalprozessor (92) zum Empfang der gefilterten Daten und zum Hervorheben von Signalen in diesem, welche vorbestimmte Eigenschaften oder QRS-Komplexe in Signalen des menschlichen Herzschlags haben, um angereicherte digitale Daten zu erzeugen;

dadurch gekennzeichnet, dass der Anreicherungssignalprozessor aufweist:

ein Differenzierglied (96) zur Bestimmung der Steilheit von Spitzen in den gefilterten Daten und zur Erzeugung eines Steilheitssignals, das die Größe und das Vorzeichen der Steilheit eines jeden Bereichs von jeder Spitze definiert;

einen Quadratprozessor (98) zur Quadrsatbildung der Ergebnisse aus dem Differenzierglied; und

einen Prozessor für eine gleitende Mittelwertbildung (100) zur Berechnung einer gleitenden Mittelwertbildung nur der Signale mit positivem Wert und zum Ausgeben eines Signals der gleitenden Mittelwertbildung, das die gleitende Mittelwertbildung über die Zeit definiert.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Analogschaltkreis aufweist:

einen Differentialverstärker (60) mit einer Versträrkung von ungefähr 1-10 gekoppelt an die elektrischen Konatkeinheiten zum Verstärken beliebiger Signale, die von den elektrischen Kontakteinheiten gemessen werden, und zum Unterdrücken jeglicher allgemeiner Rauschmoden; und

einen Analogbandpassfilter (64), der zum Empfang des Ausgangssignals des Differentialverstärkers angekoppelt ist und ein Durchgangsband von annähernd 5 bis 40 Hz aufweist, wobei der Bandpassfilter einen Tiefpass-Analog-Aktivfilter mit einer Abfall-Charakteristik erster Ordnung mit einer Eckfrequenz zwischen 25 und 40 Hz und einen Hochpass-Analog-Aktivfilter mit einer Abfall-Charakteristik zweiter Ordnung mit einer Eckfrequenz zwischen 5 und 15 Hz aufweist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Analog/Digital-Wandler (68) eine Abtastfrequenz verwendet, die ein Vielfaches der AC-Netzspannungsfrequenz ist.

4. Vorrichtung nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Digitalfilter (90) die Digitalabtastungen empfängt und Rauschsignale unterdrückt, die Frequenzen unter 5-15 Hz haben, und Signale mit Frequenzen über circa 25- 40 Hz unterdrückt, um gefilterte Daten zu erzeugen, wobei der Digitalfilter ein rekursiver Filter mit ganzzahligen Koeffizienten ist.

5. Vorrichtung nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Differenzierglied ein digitaler Signalprozessor ist, der den mathematischen Ausdruck berechnet:

Yn = [2Xn + Xn-1 - Xn-3 - 2Xn-4]/4,

wobei

Yn = die Steilheit zu einer beliebigen bestimmten Abtastzeit N darstellt,

2Xn = das Doppelte der Amplitude der jüngsten Digitaldatenabtastung aus dem Ausgangssignal des vorhergehenden Filters darstellt,

Xn-1 = die Amplitude der folgenden am nächsten gelegenen Digitaldatenabtastung aus dem Ausgangssignal des vorhergehenden Filters darstellt,

Xn-3 = = die Amplitude der am drittennächsten gelegenen Digitaldatenabtastung in dem Strom von Ausgangssignalen des vorhergehenen Filter darstellt, und

2Xn-4 = das Doppelte der Amplitude der am viertnächsten gelegenen Digitaldatenabtastung aus dem Ausgangssignal des vorhergehenden Filters darstellt.

6. Vorrichtung nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Prozessor für die gleitende Mittelwertbildung die gleitende Mittelwertbildung berechnet als einen Strom von Digitaldatenabtastungen bei dem die am nächsten gelegenen Digitaldatenabtastung die durch Yn dargestellte gleitende Mittelwertbildung darstellt und, wobei jeder Yn in dem Datenstrom der gleitenden Mittelwertbildung berechnet wird durch Summation der 8 am nächsten gelegenen Datenproben in dem Strom von Datenproben, der die gefilterten Daten darstellt, und durch Division der Summe durch 64.

7. Vorrichtung nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, die weiter aufweist einen Signalprozessor zur Bestimmung der Herzfrequenz nach der Verarbeitung, der zur Analyse der Digitaldaten vorgesehen ist, um daraus die Herzfrequenz zu bestimmen.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, die weiter aufweist eine Anzeige zum Anzeigen der Herzfrequenz, die durch die Signalprozessoreinheit zur Bestimmung der Herzfrequenz nach der Verarbeitung (109) bestimmt ist wird.

9. Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 6, die weiter eine Bestimmungseinheit für den Herzschlag nach der Verarbeitung aufweist, die zur Unterscheidung von Herzschlagpulsen von anderen Pulsen in einer Weise konfigueriet ist, um:

Pulse auszusortieren, die zu Zeiten auftreten, die unvereinbar mit einer plausiblen Schlag-zu-Schlag Variation der Herzschlagfrequenz ist, und welche eher Artefakte als Herzschläge darstellen; und

Pulse mit Amplituden auszusortieren, die um mehr als einen vorbestimmten Umfang von vorher empfangenen Pulsen variieren, welche Herzschläge darstellen.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, der weiter ausgelegt ist:

zur Identifizierung eines Artefaktpulses, der vor einer erwarteten Ankunftszeit eines Herzschlagpulses ankommt; und

zur Identifizierung eines Pulses, der zu der erwarteten Ankunftszeit als ein Herzschlagpuls ankommt, nur falls der Artefaktpuls abgeklungen ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 9 oder 10, die zum Aussortieren von Pulsen ausgelegt ist, die zu einer Zeit ankommen, die eine Änderung der Periode zwischen Herzschlägen anzeigt, die größer ist als ungefähr 6,75%.

12. Vorrichtung nach Anspruch 9, 10 oder 11, die zum Aussortieren von Pulsen ausgelegt ist, die Amplituden haben, die um mehr als 50% von vorher empfangenen Pulsen variieren, welche Herzschläge darstellen.

13. Vorrichtung nach Anspruch 10, die ausgelegt ist, um:

nach ungefähr 50% einer Periode zwischen einem letzten Herzschlagpuls und der erwarteten Ankunftszeit eines Herzschlagpulses einen Rauschpulsschwellenwert zur Messung von Artefaktpulsen zu setzen;

den Rauschpulsschwellenwert zu senken bis zu der erwarteten Ankunftszeit; und

Nicht-Herzschlagpulse oberhalb des Rauschpulsschwellenwerts als Artefaktpulse zu erkennen.

14. Verfahren zum Messen einer Herzschlagfrequenz unter unerwünschten Signalen, das die Schritte aufweist:

Aufnehmen von Signalen von einem Körper durch Verwendung von Elektroden, die mit der Haut des Körpers in Kontakt sind;

Verstärken der Signale;

Herausfiltern von Rauschen unterhalb und überhalb dem Frequenzbereich, in dem die gewünschte Herzschlagfrequenz liegen wird, um ein gefiltertes Analogsignal vorzusehen;

Umwandeln des gefilterten Analogsignals in eine Vielzahl von Digitalabtastungen;

digitales Filtern der Digitalabtastungen zum Entfernen unerwünschter Signale, um gefilterte Digitalsignale zu erzeugen;

digitales Verarbeiten der gefilterten Digitalabtastungen zur Anreicherung darin enthaltener Herzschlagspitzen, um angereicherte Digitalabtastungen vorzusehen,

gekennzeichnet durch

Differenzierung der gefilterten Digitalabtastungen oben zur Bestimmung der Steilheit der darin codierten Spitzen, um Differenzierglied-Digitalabtastungen vorzusehen;

Quadratbildung der Amplitude der in der Differenzierglied-Digitalabtastung codierten Signale, um quadrierte Digitalabtastungen vorzusehen; und

Berechnung einer gleitenden Mittelwertbildung aus den quadrierten Digitalabtastungen; und Verarbeitung der angereicherten Digitalabtastungen, um die Herzschlagfrequenz zu bestimmen.

15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Schritt des digitalen Filterns der Digitalabtastungen den Schritt aufweist, die Probendaten rekursiv zu filtern, die aus den von dem Körper aufgenommenen Signalen abgeleitet sind, entsprechend der folgenden rekursiven Filterbeschreibung, rekursives Tiefpassfiltern nach der Gleichung:

Yn = 1/8(2Yn-1 - Yn-2 + Xn - 2Xn-4 + Xn-8)

wobei

Yn die Ausgangs-Digitalabtastung jeder Iteration darstellt,

Yn-1 und Yn-2 vorhergehende Ausgangssignale derart darstellt, dass Yn-1 das jüngste vorhergehende Ausgangssignal darstellt, während Yn-2 das am zweitnächsten gelegene vorhergehende Ausgangssignal darstellt,

und wobei

X Terme wie z. B. Xn, Xn-4, Xn-8 die vorhergehenden Rohdateneingänge derart darstellen, dass Xn den jüngsten vorhergehenden Rohdateneingang darstellt, Xn-4 den am viertnächsten gelegenen vorhergehenden Rohdateneingang darstellt und Xn-8 den am achtnächsten gelegenen vorhergehenden Rohdateneingang darstellt, und rekursives Bandpassfiltern nach der Gleichung:

Yn = 1/12(2Yn-1 - 3Yn-2 + 2Yn-3 + Xn - 2Xn-6 + Xn-12)

wobei

Yn die Ausgangs-Digitalabtastung des Bandpassfilterungsschrittes bei jeder Iteration darstellt, und

Yn-1 und Yn-2 vorhergehende Ausgangs-Digitalabtastungen des Bandpassfilterungsschrittes derart darstellt, dass Yn-1 das jüngste vorhergehende Ausgangssignal darstellt, während Yn-2 das am zweitnächsten gelegenen vorhergehende Ausgangssignal darstellt, und Yn-3 das am drittnächsten gelegenen vorhergehende Ausgangssignal darstellt,

und wobei

X Terme wie z. B. Xn, Xn-4, Xn-8 die vorhergehenden Probeneingänge darstellen, wie etwa Proben abgeleitet aus Roh- oder Analogfilterdaten oder Digitalabtastungsergebnissen einer vorhergehenden Zustandsberechnung, wie dem digitalen Tiefpassfilterungsschritt.

16. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Schritt der digitalen Filterung weitere Fragmente von Frequenzen über- oder unterhalb des Frequenzbereichs entfernt, in dem der Herzschlag liegt, und ein Netzgeräusch unterdrückt bei circa 50-60 Hz.

17. Verfahren nach Anspruch 16, wobei der Schritt der Berechnung der gleitenden Mittelwertbildung die Schritte aufweist:

Einsatz eines Computers zur Berechnung einer gleitenden Mittelwertbildung der quadrierten Digitalabtastungen gemäß dem mathematischen Ausdruck,

wobei,

Yn die gleitende Mittelwertbildung zu einer beliebigen bestimmten Abtastzeit N darstellt,

XN-i die Amplitude der Digitaldatenabtastung zur Zeit N - i darstellt.

18. Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Quadratbildung der Amplitude durch Nachschlagen von Quadratbildungen in Nachschlagetabellen durchgeführt wird.

19. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 13 bis 18, das zudem das Unterscheiden von Pulse aufweist, die durch Herzschläge von anderen Pulse verursacht sind, durch die Schritte:

(a) Aussortieren von Pulsen, die zu Zeiten auftreten, die unvereinbar sind mit einer plausiblen Schlag-zu-Schlag Variation der Herzschlagfrequenz, sondern welche eher Artefakte als Herzschläge darstellen; und

(b) Aussortieren von Pulsen mit Amplituden, die um mehr als einen vorbestimmten Umfang von vorher empfangenen Pulsen, welche Herzschläge darstellen, variieren.

20. Verfahren nach Anspruch 19, das zudem die Schritte aufweist:

(c) Identifizierung eines Artefaktpulses, der vor einer erwarteten Ankunftszeit eines Herzschlagpulses ankommt; und

(d) Identifizierung eines Pulses, der zu der erwarteten Ankunftszeit als ein Herzschlagpuls ankommt, nur falls der Artefaktpuls abgeklungen ist.

21. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20, wobei Schritt (a) das Aussortieren von Pulsen aufweist, die zu einer Zeit ankommen, die eine Änderung der Periode zwischen Herzschlägen anzeigt, die größer ist als ungefähr 6,75%.

22. Verfahren nach Anspruch 19, 20 oder 21, wobei Schritt (b) das Aussortieren von Pulsen aufweist, die Amplituden haben, die um mehr als 50% von vorher empfangenen Pulsen, welche Herzschläge darstellen, variieren.

23. Verfahren nach Anspruch 20, wobei Schritt (c) die Schritte aufweist:

nach ungefähr 50% einer Periode zwischen einem letzten Herzschlagpuls und der erwarteten Ankunftszeit eines Herzschlagpulses wird ein Rauschpulsschwellenwert zum Messen eines Artefaktpulses gesetzt;

Senken des Rauschpulsschwellenwert bis zu der erwarteten Ankunftszeit; und

Identifizierung von Nicht-Herzschlagpulsen oberhalb des Rauschpulsschwellenwerts als Artefaktpulse.