DE69623714T2 - Abgestimmtes Schaltnetzteil mit Stromregelung - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil.
• Ein übliches abgestimmtes Schaltnetzteil (SMPS) enthält eine Reihenschaltung einer Induktivität und eines bidirektionalen steuerbaren Schalters, die zum Empfang einer Eingangsbetriebsspannung an Eingangs-Betriebsspannungsklemmen angeschlossen ist. Der Schalter besteht aus einer Parallelschaltung eines Transistors und einer Dämpfungsdiode. Ein Abstimmkondensator ist an die Induktivität angeschlossen und bildet einen Schwingkreis. Eine Treiber- oder Steuerschaltung liefert Schaltimpulse zur Steuerung des Schalters abwechselnd in den leitenden und den nicht leitenden Zustand, wobei die Dauer des leitenden Zustands des Schalters in Abhängigkeit von der durch Gleichrichtung der während der Zeitperioden, wo der Schalter gesperrt ist, gewonnenen Ausgangsspannung steuerbar ist.
• In einem derartigen abgestimmten SMPS entsteht eine im wesentlichen sinusförmige Schwingung mit einer Resonanzimpulsspannung großer Amplitude in der Induktivität. Die Frequenz der Schwingung ist durch die Resonanzfrequenz des Schwingkreises bestimmt. Nach Beendigung einer Halbperiode der Schwingung leitet die Diode und beendet die Halbperiode der Schwingung. Der Transistor wird eingeschaltet, wenn die Diode bereits leitend ist. Daher wird während des Übergangintervalls in dem Transistor eine Spannung von null Volt über dem Transistor aufrechterhalten. Auf diese Weise werden Schaltverluste verringert. Zusätzlich verhindert der Schwingkreis, daß die Spannung, die über dem Transistor entsteht, wenn der Transistor gesperrt ist, übermäßig groß wird.
• Ein Modulator in einer Regelschaltung einiger bekannter abgestimmter SMPS's wird durch ein Fehlersignal gesteuert, das in einem Fehlerverstärker erzeugt wird, zur Änderung der Länge eines Intervalls, wenn der bidirektionale Schalter leitend ist. Dadurch wird die Stromspitze in der Induktivität gesteuert. Auf diese Weise wird die Amplitude der Resonanzimpulsspannung, die entsteht, wenn der bidirektionale Schalter gesperrt ist, zur Bildung einer Regelung der Ausgangsspannung gesteuert.
• In nachteiliger Weise wird in einigen bekannten abgestimmten SMPS's die Änderung der Eingangsbetriebsspannung in einer relativ langsamen Weise kompensiert. Die langsame Ansprechzeit der Steuerschaltung eines derartigen SMPS ist im wesentlichen durch das Ansprechverhalten der Rückkopplungsschleife bestimmt. Es kann erwünscht sein, die Ansprechzeit des abgestimmten SMPS zu beschleunigen.
• Die EP-A-0 086 521 beschreibt eine selbstschwingende Netzteilschaltung zur Umsetzung einer Eingangsspannung in eine Ausgangsgleichspannung, die weitestgehend unabhängig ist von Änderungen der Eingangsspannung, mit einem ersten Transistorschalter in Reihe mit einer Transformatorwicklung und einem zweiten Transistorschalter zur Abschaltung des ersten Schalters. Ein passives Netzwerk parallel zu der Transformatorwicklung dient zur Begrenzung der Spannung über dem ersten Schalter nach dem Abschalten und zur Begrenzung der Anstiegsrate der Spannung über diesem Schalter.
• Ein abgestimmtes SMPS mit einem erfindungsgemäßen Merkmal arbeitet mit Stromsteuerung auf der Basis mit Steuerung Stromimpuls für Stromimpuls. Der in einem Schalter fließende Strom endet, wenn er einen durch ein Fehlersignal gebildeten Schwellwert erreicht. Das Fehlersignal steuert den Spitzenstrom in einer Induktivität, die an den Schalter angeschlossen ist. Auf diese Weise korrigiert die Steuerschaltung unverzüglich in einer Vorwärtssteuerung die Änderungen der Eingangsspannung, ohne den Dynamikbereich des Fehlerverstärkers zu benutzen. Auf diese Weise werden die Vorteile einer Stromregelung und eines abgestimmten SMPS erreicht.
• Eine Vorrichtung mit einem abgestimmten Schaltnetzteil mit einem Aspekt der Erfindung enthält eine Quelle einer Eingangsbetriebsspannung und einen abgestimmten Schwingkreis. Der Schwingkreis enthält eine Kapazität und eine Induktivität, die an die Quelle der Eingangsbetriebsspannung angeschlossen sind. Ein erster Transistorschalter ist an die Induktivität angeschlossen und wird durch ein periodisches Schaltersteuersignal zur Erzeugung von Stromimpulsen in der Induktivität gesteuert, um Resonanzimpulse in dem Schwingkreis zu erzeugen. Die Resonanzimpulse werden zur Erzeugung eines Ausgangs des Netzteils einer Lastschaltung zugeführt. Wenn der erste Transistorschalter eingeschaltet wird, wird eine Spannung im wesentlichen mit dem Wert null zwischen einem Paar von Anschlußklemmen für den Hauptstromleitung des ersten Transistorschalters aufrechterhalten. Eine Quelle eines zweiten Signals dient zur Steuerung des Ausgangs des Netzteils durch das zweite Signal. Ein Modulator wird durch einen bestimmten Stromimpuls und das zweite Signal gesteuert, um das Schaltersteuersignal zu erzeugen. Der Ausgang des Netzteils ist in Abhängigkeit von dem zweiten Signal auf einer Steuerbasis Stromimpuls für Stromimpuls stromgeregelt.
• Gemäß einem erfindungsgemäßen Merkmal enthält der Modulator ein Paar von Transistoren, die einen regenerativen oder rückgekoppelten Schalter bilden zur Erzeugung eines Teils des Steuersignals des Transistorschalters, der bewirkt, daß der Transistorschalter abgeschaltet wird. Der rückgekoppelte Schalter bildet einen Zwischenspeicher oder ein sogenanntes Latch, das durch ein Signal ausgelöst oder getriggert wird, das durch den Stromimpuls in dem Transistorschalter gebildet wird. In vorteilhafter Weise wird der Übergang des Steuersignals durch die positive Rückkopplung oder Mitkopplung in dem Latch beschleunigt.
• Gemäß einem anderen erfindungsgemäßen Merkmal wird ein Fehlersignal, das die Differenz zwischen der Ausgangsspannung des Netzteils und einem Referenzwert anzeigt, einem Transistor des Paares von Transistoren zur Bildung des Auslöseschwellwerts des Latch zugeführt. Auf diese Weise arbeitet ein Transistor des Transistorpaares in vorteilhafter Weise als ein Komparator.
• Gemäß einem weiteren erfindungsgemäßen Merkmal bildet die Induktivität eine erste Wicklung eines Transformators zur Transformatorkopplung der Eingangsbetriebsspannung zu einer Steuerklemme des Transistorschalters, wenn der Transistorschalter leitend ist, im Sinne einer positiven Rückkopplung oder Mitkopplung. Die transformatorgekoppelte Eingangsbetriebsspannung hält den Transistorschalter leitend, solange der Strom in dem Transistorschalter den Schwellwert des regenerativen oder rückgekoppelten Schalters nicht übersteigt. Der Resonanzimpuls wird transformatorisch zu dem Latch gekoppelt, um den regenerativen Schalter abzuschalten. Der Resonanzimpuls wird außerdem in einer positiven Rückkopplung oder Mitkopplung transformatorisch an die Steuerklemme des Transistorschalters angekoppelt und umgeht den regenerativen Schalter, um den Transistorschalter nichtleitend zu halten, nachdem der regenerative Schalter abgeschaltet worden ist.
• Fig. 1 zeigt ein abgestimmtes SMPS mit einem Aspekt der Erfindung, und
• Fig. 2a, 2b und 2c zeigen Kurvenformen zur Erläuterung des abgestimmten SMPS von Fig. 1.
• Fig. 1 zeigt ein abgestimmtes SMPS 100 mit einem Aspekt der Erfindung. In Fig. 1 enthält ein Metallloxid-Halbleiter (MOS)-Leistungstransistor Tr vom N-Typ, der als Transistorschalter arbeitet, eine Drainelektrode, die über eine Primärwicklung L1 eines Transformators T1 mit einer Klemme 20 einer Eingangs-Betriebsgleichspannung (DC) B+ verbunden ist. In einer nicht dargestellten Schaltungskonfiguration kann der Transformator als ein Trenntransformator oder Isoliertransformator dienen. Die Spannung B+ wird zum Beispiel von einem Siebkondensator abgeleitet, der mit einem nicht dargestellten Brückengleichrichter verbunden ist, der eine Netzspannung gleichrichtet.
• Die Sourcelektrode des Transistors Tr ist mit einem Stromabtastwiderstand R12 verbunden. Eine als Schalter arbeitende Dämpfungsdiode D6 liegt parallel zu dem Transistor Tr und in demselben Gehäuse mit dem Transistor Tr, um einen bidirektionalen Schalter 22 zu bilden. Ein Kondensator C6 liegt parallel zu der Diode D6 und in Reihe mit der Wicklung L1 und bildet mit der Induktivität der Wicklung L1 einen Schwingkreis 21, wenn der Schalter 22 nichtleitend ist.
• Eine Sekundärwicklung L2 des Transformators T1 ist mit der Anode einer Spitzengleichrichterdiode D8 und Erde verbunden und erzeugt eine Ausgangsspannung VOUT an einem Siebkondensator C10, der an die Kathode der Diode D8 angeschlossen ist. Die Spannung VOUT ist an eine nicht dargestellte Lastschaltung angelegt. Ein Fehlerverstärker 23 enthält einen Vergleichstransistor Q4, dessen Basiselektrode an einen Spannungsteiler für die Spannung VOUT mit den Widerständen R15 und R17 angeschlossen ist, wo eine Spannung VSENSE entsteht. Die Spannung VSENSE ist gleich einem entsprechenden Teil der Spannung VOUT und somit proportional zu der Spannung VOUT.
• Die Emitterelektrode des Transistors Q4 ist über einen die Verstärkung bestimmenden Widerstand R16 mit einer Zenerdiode D9 verbunden, die eine Referenzspannung VREF des Fehlerverstärkers 23 liefert. Die Diode D9 wird über in Reihe geschaltete Widerstände R13 und R14 von der Spannung VOUT gespeist. Ein Fotokoppler IC1 enthält eine lichtemittierende Diode zwischen dem Kollektor des Transistors Q4 und einem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R13 und R14. Die Emitterelektrode des Transistors des Fotokopplers IC1 ist mit einer negativen Gleichspannung V3 über einen Widerstand R4 verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors des Fotokopplers IC1 ist mit einem Kondensator C3 verbunden. In einer nicht dargestellten Schaltungskonfiguration kann der Optokoppler zur Isolation oder galvanischen Trennung dienen. Ein Fehlerkollektorstrom Ie des Optokopplers IC1 ist eine Anzeige eines Betrags, um den die Spannung VSENSE größer ist als die Referenzspannung VREF und somit gleich deren Differenz.
• Ein Vergleichstransistor Q2 ist mit seiner Basiselektrode über einen Widerstand R11 mit dem Verbindungspunkt zwischen der Sourceelektrode des Transistors Tr und des Stromabtasttransistors R12 verbunden. Der Transistor Q2 vergleicht die Basisspannung VBQ2 des Transistors Q2 mit einer Fehlerspannung VEQ2 am Emitter des Transistors Q2. Die Spannung VBQ2 enthält einen ersten Teil, der zu dem Source/Drain-Strom ID des Transistors Tr proportional ist. Eine Gleichspannung V2 ist über einen Widerstand R6 an die Basis des Transistors Q2 angelegt und bildet einen zweiten Teil der Spannung VBQ2 über dem Widerstand R11.
• Die Gleichspannung V2 ist außerdem über den Widerstand R5 an ein durch den Kondensator C3 gebildetes Rückkopplungsfilter angeschlossen und bildet eine Stromquelle, die den Kondensator C2 auflädt. Der Fehlerstrom Ie wird dem Kondensator C3 zugeführt und entlädt den Kondensator C3. Eine Diode D5 liegt zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und Erde. Die Diode D5 begrenzt die Spannung VEQ2 auf die Flußspannung der Diode D5 und begrenzt den Maximalstrom in dem Transistor Tr.
• Die Kollektorelektrode des Transistors Q2 ist mit der Basiselektrode des Transistors Q1 und die Kollektorelektrode des Transistors Q1 zur Bildung eines regenerativen Schalters 31 mit der Basiselektrode des Transistors Q2 verbunden und bildet einen regenerativen oder rückgekoppelten Schalter 31. Eine Steuerspannung VB des Transistors Tr entsteht an dem Emitter des Transistors Q1, der eine Ausgangsklemme des regenerativen Schalters 31 bildet und über einen Widerstand R10 mit der Gateelektrode des Transistors Tr verbunden ist.
• Eine Sekundärwicklung L3 des Transformators T1 ist über einen Widerstand R9 angeschlossen und erzeugt eine Wechselspannung (AC) V1. Die Spannung V1 wird über eine Wechselspannungskopplung mit einem Kondensator C4 und einem Widerstand R8 dem Emitter des Transistors Q1 zugeführt und erzeugt eine Treiberspannung VB des Transistors Tr. Eine wechselspannungsgekoppelte Spannung V1 ist über einen Kollektorwiderstand R7 mit der Kollektorelektrode des Transistors Q2 und der Basiselektrode des Transistors Q1 verbunden. Die Spannung V1 wird außerdem durch eine Diode D2 gleichgerichtet und erzeugt eine Spannung V3, und erzeugt über eine Diode D3 eine Spannung V2.
• Ein Widerstand R3 zwischen der Quelle der Spannung B+ und einer Klemme 30 des Kondensators C4, die der Wicklung L3 abgewandt ist, lädt beim Anlegen der Betriebsspannung oder beim Einschalten den Kondensator C4. Wenn die Spannung VG an der Gatelektrode des Transistors Tr die Schwellwertspannung des MOS- Transistors Tr übersteigt, wird der Transistor Tr leitend und bewirkt, daß die Drainspannung VD des Transistors tr abnimmt. Als Ergebnis wird die Spannung V1 positiv und bewirkt, daß die Spannung VG den Transistor Tr im Sinne einer positiven Rückkopplung vollständig eingeschaltet bleibt.
• Fig. 2a-2c zeigen Kurvenformen zur Erläuterung der Wirkungsweise des abgestimmten SMPS 100 von Fig. 1. Gleiche Symbole und Bezugszeichen in den Fig. 1 und 2a-2c bezeichnen gleiche Teile oder Funktionen.
• Während eines Intervalls t0-t1 einer bestimmten Periode T von Fig. 2c steigt der Strom ID des leitenden Transistors Tr von Fig. 1 rampenförmig an. Demzufolge steigt ein entsprechender, nicht in Resonanz befindlicher Stromimpulsteil eines Strom IL1 in der Wicklung L1 rampenförmig an und speichert magnetische Energie in der Induktivität der Wicklung L1 des Transformators T1. Zu Zeit t1 von Fig. 2c übersteigt die Spannung VBQ2 von Fig. 1 mit dem von der Spannung über den Widerstand R12 abgeleiteten rampenförmig ansteigenden Teil einen Auslösewert des regenerativen Schalters 31, der durch die Spannung VEQ2 bestimmt ist, und schaltet den Transistor Q2 ein. Der Stromfluß in die Basis des Transistors Q1 und des regenerativen Schalters 31 bilden eine niedrige Impedanz an der Gateelektrode des Transistors Tr. Demzufolge wird die Spannung VG an der Gateelektrode von Fig. 2a auf nahezu null Volt verringert und schaltet den Transistor Tr von Fig. 1 ab. Wenn der Transistor Tr abgeschaltet ist, steigt die Drainspannung VD von Fig. 2b an und bewirkt, daß die Spannung V1 von Fig. 1, die von der Wicklung L3 zugeführt wird, ablenkt. Die in der Gate/Source-Kapazität CG gespeicherte Ladung hält den Latch-Betriebsmodus bis zur Zeit t2 von Fig. 2a aufrecht.
• Gemäß einem erfindungsgemäßen Merkmal nimmt eine Vorwärtsleitung an der Basiselektrode des Transistors, wenn die Spannung VG kleiner wird, als sie zur Aufrechterhaltung eines ausreichenden Kollektorstroms in dem Transistor Q1 von Fig. 1 benötigt wird, ab, und demzufolge wird der Latch-Betriebsmodus in dem regenerativen Schalter 31 abgeschaltet oder gesperrt. Danach bewirkt die Spannung V1, die weiterhin abfällt, daß ein negativer Teil 40 der Spannung VG von Fig. 2 dem Transistor Tr von Fig. 1 abgeschaltet hält.
• Wenn der Transistor Tr abgeschaltet ist, steigt die Drain-Spannung VD an, wie es während des Intervalls t1-t2 von Fig. 2b dargestellt ist. Der Kondensator C6 von Fig. 1 begrenzt die Anstiegssteilheit der Spannung VD, so daß der Transistor Tr vollständig nichtleitend ist, bevor die Spannung VD nennenswert über null Volt ansteigt. Dadurch werden Schaltverluste und Schaltstörstrahlungen in vorteilhafter Weise verringert.
• Der Schwingkreis 21 mit dem Kondensator C6 und der Wicklung L1 schwingt während des Intervalls t1-t3 von Fig. 2b, wenn der Transistor Tr von Fig. 1 abgeschaltet ist. Der Kondensator C6 begrenzt den Spitzenwert der Spannung VD. Daher werden in vorteilhafter Weise keine Snubber-Diode und kein Widerstand benötigt, so daß die Effizienz verbessert und Schaltstörungen verringert werden.
• Die Abnahme der Spannung VD vor der Zeit t3 von Fig. 2b bewirkt, daß die Spannung V1 von Fig. 1 eine positive Spannung wird. Zur Zeit t3 von Fig. 2b ist die Spannung VD in der Nähe von null Volt und geringfügig negativ und bewirkt, daß die Dämpfungsdiode D6 von Fig. 1 eingeschaltet wird und die Spannung VD von Fig. 2b auf ungefähr null Volt klemmt. Dadurch enthält der Schwingkreis von Fig. 1 eine Halbperiode der Schwingung. Nach der Zeit t3 von Fig. 2b wird die Spannung VG von Fig. 2a zunehmend positiver, und zwar wegen der vorgenannten Polaritätsänderung der Spannung V1 von Fig. 1.
• In vorteilhafter Weise wird die folgende Einschaltung des Transistors Tr um eine Verzögerungszeit verzögert, die durch die Zeitkonstante des Widerstands R8 und der Gatekapazität CG gebildet ist, bis nach der Zeit t3 von Fig. 2b, wenn die Spannung VD bei nahezu null Volt liegt. Daher entstehen minimale Einschaltverluste, und Schaltstörungen werden verringert.
• Die Regelung der Spannung VOUT durch eine negative Rückkopplung oder Gegenkopplung erfolgt durch Änderung der Spannung VEQ2 an dem Siebkondensator C3. Wenn die Spannung VSENSE, die proportional zu der Spannung VOUT ist, größer ist als die Spannung VREF, entlädt der Strom Ie den Kondensator C3 und verringert die Spannung VEQ2. Daher nimmt der Schwellwert des Vergleichstransistors Q2 ab. Demzufolge werden der Spitzenwert des Stroms ID in dem Transistor Tr und die zu der nicht dargestellten Lastschaltung gelieferte Leistung verringert. Andererseits ist, wenn die Spannung VSENSE kleiner ist als die Spannung VREF, der Strom Ie null, und der Strom in dem Widerstand R5 erhöht die Spannung VEQ2. Daher werden der Spitzenwert des Stroms ID in dem Transistor Tr und die an die nicht dargestellte Lastschaltung gelieferte Leistung erhöht.
• Gemäß einem anderen erfindungsgemäßen Merkmal arbeitet das abgestimmte SMPS 100 mit einer Stromregelung auf einer Regelbasis Stromimpuls für Stromimpuls. Der Stromimpuls des Stroms ID während des Intervalls t0-t1 von Fig. 2c, der in dem Transistor Tr von Fig. 1 fließt, endet zur Zeit t1 von Fig. 2c, wenn er den Schwellwert des Transistors Q2 von Fig. 1 erreicht, der durch die Spannung VEQ2 bestimmt ist und durch den ein Fehlersignal bildenden Fehlerstrom Ie gebildet wird. Das Fehlersignal regelt den Spitzenstrom des Stromimpulses des Stroms ID, der in der Induktivität der Wicklung L1 fließt. In vorteilhafter Weise korrigiert die Regelschaltung unverzüglich im Sinne einer Vorwärtsregelung die Änderungen der Eingangsspannung B+, ohne den Dynamikbereich des Fehlerverstärkers 23 auszunutzen. Auf diese Weise werden die Vorteile einer Stromregelung und eines abgestimmten SMPS erreicht.
• Wie bereits erläutert, wird die Gleichspannung V2 über den Widerstand R6 der Basis des Transistors Q2 zugeführt und bildet den zweiten Teil der Spannung VBQ2 über dem Widerstand R11. Während des Intervalls t0-t1 von Fig. 2c ist die Spannung V2 von Fig. 1 gleich der Spannung B+, multipliziert mit dem Übersetzungsverhältnis der Wicklungen L3 und L1 des Transformators T1.
• Gemäß einem weiteren erfindungsgemäßen Merkmal ändert sich der Schwellwert des Transistors Q2 mit der Spannung V2 und daher auch mit der Spannung B+. Dadurch ändert sich der Spitzenwert des Stroms ID außerdem mit der Spannung B+. In vorteilhafter Weise hält dieses Merkmal die Fähigkeit aufrecht, eine konstante Leistung des SMPS 100 so zu liefern, daß bei einer hohen Netzspannung keine übermäßige Leistung geliefert werden kann (nicht dargestellt).
• Gemäß einem weiteren erfindungsgemäßen Merkmal wird ein Start oder Anlaufen bei einer anormal niedrigen Eingangsspannung B+ durch eine Diode D4 verhindert, deren Anode mit der Basis des Transistors Q1 und deren Kathode mit einem Verbindungspunkt 35 eines Spannungsteilers 36 verbunden ist. Der Spannungsteiler 36 liegt zwischen der Spannung B+ und Erde und enthält die Reihenschaltung eines Widerstands R1, einer Zenerdiode D1 und eines Widerstands R2 derart, daß die Klemme 35 zwischen der Zenerdiode D1 und dem Widerstand R2 liegt. Bei einer niedrigen Eingangsspannung B+ wird die Zenerdiode D1 gesperrt, und eine Spannugn V4 an der Klemme 35 bewirkt, daß die Diode D4 in einer solchen Weise leitet, daß der Transistor Q1 eingeschaltet und der Transistor Tr gesperrt wird. Andererseits ist bei normalen Werten der Spannung B+ die Diode D1 leitend und die Diode D4 in Sperrichtung vorgespannt und hat keine Wirkung auf den Betrieb der Schaltung.

Claims (14)

1. Vorrichtung mit einem abgestimmten Schaltnetzteil mit:

einer Quelle (155 V) einer Eingangsbetriebsspannung,

einem abgestimmten Schwingkreis mit einer Kapazität (C6) und einer Induktivität (L1), der an die Quelle der Eingangsbetriebsspannung angeschlossen ist,

einem an die Induktivität angeschlossenen ersten Transistorschalter (Tr), der durch ein periodisches Schaltsteuersignal (VG) gesteuert wird und Stromimpulse (IL1) in der Induktivität und Resonanzimpulse (VD) in dem Schwingkreis erzeugt, wobei die Stromimpulse in der Induktivität einer Lastschaltung zugeführt werden und einen Ausgang (VOUT) des Netzteils erzeugen, die Resonanzimpulse durch eine Rückkopplung zu einer Steuerklemme (Gate) des ersten Transistors geführt werden, wenn der erste Transistorschalter abgeschaltet ist, zur Steuerung, wann der erste Transistor eingeschaltet wird,

einem mit dem ersten Transistorschalter (Tr) verbundenen zweiten Schalter (D6) zum Bilden einer niedrigen Impedanz zwischen den Anschlußklemmen des Hauptstromweges des ersten Schalters, um eine Spannung von im wesentlichen null zwischen den Anschlußklemmen des Hauptstromweges des ersten Transistorschalters aufrechtzuerhalten, wenn der erste Transistorschalter eingeschaltet ist, so daß dann, wenn der Strom in dem ersten Transistorschalter zu fließen beginnt, eine Spannung von im wesentlichen null zwischen den Anschlußklemmen des Hauptstromweges des ersten Transistorschalters aufrechterhalten wird, um eine Umschaltung bei null Volt zu bilden,

einer Quelle eines zweiten Signals (VEQ2) zur Steuerung des Ausgangs des Netzteils durch das zweite Signal und

einem Modulator (31, R12), der durch einen bestimmten Stromimpuls (IL1) und durch das zweite Signal (VEQ2) gesteuert wird, zum Erzeugen des zweiten Schaltsteuersignals (VG), derart, daß der Ausgang des Netzteils durch das zweite Signal (VEQ2) auf einer Regelbasis Stromimpuls für Stromimpuls stromgeregelt ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei in einer bestimmten Schaltperiode des ersten Transistorschalters (Tr) der Resonanzimpuls (VD) eine Halbperiode der Schwingung in dem Schwingkreis bildet.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der zweite Schalter (D6) eine Dämpfungsdiode parallel zu dem ersten Transistorschalter (Tr) enthält.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einem Widerstand (R12) in Reihe mit dem ersten Transistorschalter zur Erzeugung einer rampenförmigen Spannung, die einen rampenförmigen Teil des Stromimpulses anzeigt, derart, daß das Schaltsteuersignal (VG) bewirkt, daß sich der Zustand des ersten Transistorschalters während des rampenförmigen Teils des bestimmten Stromimpulses ändert, wenn der bestimmte Stromimpuls einen Wert übersteigt, der durch das zweite Signal (VEQ2) bestimmt ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei eine Änderung in dem zweiten Signal (VEQ2) die Länge eines Intervalls zwischen aufeinanderfolgenden Resonanzimpulsen wesentlich mehr und die Impulsbreite des Resonanzimpulses wesentlich weniger beeinflußt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Modulator (31, R12) einen Komparator, einen zweiten Transistor (Q2) mit einer durch den Stromimpuls (IL1) gesteuerten Steuerklemme (Basis), eine durch den Ausgang des Netzteils gesteuerte erste stromführende Klemme (Emitter) und eine zweite stromführende Klemme (Kollektor), die mit einem dritten Transistor (Q1) durch eine positive Rückkopplung verbunden ist und damit eine regenerativen Schalter (31) bildet, der mit der Steuerklemme (Gate) des ersten Transistorschalters (Tr) verbunden ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei sich der Stromimpuls (IL1) rampenförmig ändert und einen Schaltübergang in dem regenerativen Schalter (31) erzeugt, wenn der Stromimpuls einen Schwellwert übersteigt, der durch das zweite Signal (VEQ2) bestimmt ist, so daß der regenerative Schalter in einem Latch- Betriebsmodus arbeitet, und wobei der Resonanzimpuls (VD) dem regenerativen Schalter zugeführt wird und eine entgegengesetzte Änderung des Zustands in dem regenerativen Schalter erzeugt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei der Resonanzimpuls (VD) dem regenerativen Schalter (31) zugeführt ist und den Latch-Betrieb sperrt.

9. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Quelle des zweiten Signals (VEQ2) einen Komparator (Q4) enthält, der durch den Ausgang (VOUT) des Netzteils und durch ein Signal mit einem Referenzwert (VREF) gesteuert wird, zum Erzeugen eines Fehlersignals (Ie), das über ein Rückkopplungsfilter (C3) dem Modulator (31, R12) zugeführt wird und ein zweites Signal (VEQ2) an einem Ausgang des Filters bildet.

10. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei eine Kapazität (CG), die an eine der Anschlußklemmen des Hauptstromwegs (Source) des ersten Transistors (Tr) angeschlossen ist, die Änderungssteilheit der Spannung zwischen dem Paar von Anschlußklemmen für den Hauptstromweg nennenswert ändert, wenn der erste Transistorschalter gesperrt wird.

11. Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einem regenerativen Schalter (31), der durch den Stromimpuls (IL1) gesteuert wird und mit einer Steuerklemme (Gate) des ersten Transistorschalters (Tr) verbunden ist, wobei dann, wenn der Stromimpuls einen Schwellwert (VEQ2) des regenerativen Schalters übersteigt, der als Latch arbeitende regenerative Schalter ausgelöst wird, und wobei der Resonanzimpuls (über R9) dem regenerativen Schalter zugeführt wird, um den Latch-Betrieb in dem regenerativen Schalter zu sperren, und außerdem der Steuerklemme des ersten Transistorschalters derart zugeführt wird, die den regenerativen Schalter (über R10) umgeht, um den ersten Transistorschalter nach einer Zeit, wenn der Latch-Betrieb gesperrt ist, in einem zweiten Zustand zu halten.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei der Resonanzimpuls (VD) den ersten Transistorschalter (Tr) solange in dem zweiten Zustand hält, wie die Größe des Stromimpulses innerhalb eines Wertebereichs liegt, und einen Schaltübergang erzeugt, wenn die Größe des Resonanzimpulses außerhalb des Wertebereichs (> RAW B+) liegt.

13. Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einem Transformator (T1) mit einer ersten Wicklung (L3) wobei die Induktivität (L1) eine zweite Wicklung ist, die mit einem (Drain) der Anschlüsse des Hauptstromweges des ersten Transistorschalters (Tr) und mit der Quelle der Eingangsbetriebsspannung (RAW B+) verbunden ist, für eine Transformatorkopplung der Eingangsbetriebsspannung zu der Steuerklemme (Gate) des ersten Transistorschalters über die erste Wicklung in einer positiven Rückkopplung, um das Steuersignal (VG) bei einem ersten Zustand ("1") während eines ersten Teils einer Periode zu erzeugen, wobei der Resonanzimpuls der Steuerklemme des ersten Transistorschalters über die erste Wicklung in einer positiven Rückkopplung zugeführt wird, um das Steuersignal bei einem zweiten Zustand ("0") während eines zweiten Teils der Periode zu erzeugen.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13 mit einem regenerativen Schalter (31), der durch den Stromimpuls (IL1) gesteuert wird und mit der Steuerklemme des ersten Transistorschalters (Tr) verbunden ist, wobei während des ersten Teils der Periode, wenn der Stromimpuls einen Schwellwert des regenerativen Schalters übersteigt, der regenerative Schalter als ein Latch arbeitet, das in einer ersten Richtung (ON) ausgelöst wird, und wobei der Resonanzimpuls (VD) dem regenerativen Schalter zugeführt wird, um den Latch-Betrieb zu sperren, und außerdem der Steuerklemme zugeführt wird, um den Schalter nach einer Zeit, wenn der Latch-Betrieb gesperrt ist, in dem zweiten Zustand zu halten.