DE69616300T2

DE69616300T2 - Optischer vorverstärker

Info

Publication number: DE69616300T2
Application number: DE69616300T
Authority: DE
Inventors: Ian Laming
Original assignee: Pirelli Cavi e Sistemi SpA
Current assignee: Pirelli and C SpA
Priority date: 1995-03-31
Filing date: 1996-03-29
Publication date: 2002-06-27
Anticipated expiration: 2016-03-30
Also published as: NZ304382A; CA2217015C; CA2217015A1; AU5155696A; DE69635388T2; US20010005277A1; DE69616300D1; EP0818088B1; ES2167552T3; WO1996031024A1; DE69635388D1; AU708559B2; EP0818088A1

Description

Diese Erfindung betrifft einen optischen Vorverstärker.
Datenübertragung bei Lichtleitfasern ist allgemein begrenzt durch den Energieverlust und die Pulsstreuung.
Der Fortschritt bei erbium-dotierten Verstärkern (Engl.: erbium-doped fibre amplifiers, EDFA) hat wirksam die Verlusteinschränkung für Systeme entfernt, die in dem dritten optischen Kommunikationsfenster betrieben werden (um 1,55 um), wobei die Pulsstreuung als ernst zu nehmende Einschränkung verbleibt, insbesondere für die für die Zukunft vorgeschlagenen optischen Mehrfachwellenlängennetzwerke hoher Kapazität.
Wichtiger noch zeigen die meisten installierten Fasern (d. h., Standard, nicht-dispersive phasenverschobene Fasern) eine Dispersion von Null bei ungefähr 1,3 um, und sie zeigen demnach eine hohe (~ (ungefähr) 17 ps/nm.km) (Pikosekunden pro Nanometer-Kilometer) Dispersion um 1.55 um (Mikrometer). Das Hochstufen dieser Faser zu höheren Bitraten führt zu der Anwendung von EDFA Einheiten und einer Verschiebung der Betriebswellenlänge zu 1.55 um, bei der eine Dispersionskompensation eine Anforderung wird.
Mehrere Techniken für eine Dispersionskompensation wurden vorgestellt, einschließlich einem Laser-Vorchirp-Vorgang, einer spektralen Version im Mittenbereich, der Ergänzung einer hochdispersiven Kompensationsfaser und Chirp- Fasergitter (siehe nachfolgende Publikationsreferenzen 1 bis 7), Chirp-Fasergitter sind von besonderem Interesse, da sie kompakt sind, einen geringen Verlust aufweisen, unempfindlich gegenüber einer Polarisation sind, und eine hohe negative Dispersion mit beliebigen und abstimmbarem Profil anbieten.
Bei einem Beispiel erfolgte das Einfügen eines Gitters, mit einem Chirp-Vorgang mittels eines linearen Temperaturgitters, in einem 2.5 Gbit/s direkt modulierten Übertragungssystem (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 4). In diesem Fall wurde das Gitter direkt nach dem Sender aufgenommen, da dieser Ort einen vernachlässigbaren Einfluss auf das Systemverlustbudget ausübt, da unmittelbar ein Leistungsverstärker folgt.
In anderen Worten ausgedrückt, haben Malo et al (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 5) ein festes Chirpgitter eingesetzt, um die Dispersion von 100 km einer Kern-Mantel- (Engl.: step index, SI)-Faser zu kompensieren.
Gemäß einer anderen Publikation von Garthe et al (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 6) erfolgt der Einsatz eines 5 cm dispersions-abstimmbaren Gitters zum Kompensiren von 160 km einer SI Faser, wohingehend Krug et al (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 7) ein 12 cm Chirp-Gitter zum Kompensieren der Dispersion von 270 km einer SI Faser eingesetzt haben. Bei all diesen Experimenten wurde das Gitter lediglich zum Bereitstellen der Dispersionskompensation eingesetzt.
Allgemein wird die Schmalbandnatur von Fasergittern als ein Problem wahrgenommen, und lange breitbandige Gitter werden angestrebt; jedoch könnten diese nicht realisierbar sein.
Optische Verbindungen mit hoher Datenrate und großer Reichweite setzen variabel eine optische Verstärkung ein. Zusätzlich wird bei hohen Datenraten (≥ 10 Gbit/s) ein optischer Vorverstärker allgemein eingesetzt, um das elektronische Empfängerrauschen zu überwinden und die Gesamtempfängerempfindlichkeit zu verbessern.
In dem Fall eines optischen Vorverstärkers mit hoher Verstärkung und bei Nichtvorliegen von Verzerrungen lässt sich das Empfangssignal zu Rausch-Energieverhältnis (SNPR) ausdrücken zu (anhand der nachfolgenden Publikationsreferenz 8):
mit G als Verstärkerverstärkung, P als Spitzensignal- Energieeingabe bei dem Verstärker, ueff als Verstärkerüberschussrauschfaktor, h als Planck'sche Konstante, ν als Signalfrequenz, Δν als optische Bandbreite für die verstärkte spontane Emission (Engl.: amplified spontaneus emission, ASE), die den Empfänger erreicht, und B als elektrische Empfängerbandbreite. Ein SPNR von 144 ist für eine 10&supmin;&sup9; Bit-Fehlerxate (BER) erforderlich.
Die Formel zeigt, dass sich ein verbesserter SNPR Wert und demnach eine verbesserte Empfängerempfindlichkeit erhalten lässt, indem die optische Bandbreite reduziert wird. Da EDFA- Einheiten im allgemeinen eine breite Bandbreite (10-30 nm, 1250-3800 GHz (Gigahertz)) aufweisen, wird allgemein ein optisches Filtern bei dem Empfängervorverstärker zum Reduzieren der ASE Bandbreite eingesetzt. Bis zu dem heutigen Datum wurde dies entweder mit Interferenzfiltern oder Fabry- Perot Filtern erzielt (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 9).
Unglücklicherweise ist es schwierig, schmalbandig Interferenzfilter mit Bandbreiten von weniger als ~ 1 nm herzustellen. Im Ergebnis sind Fabry-Perot Filter in den meisten Umständen bevorzugt, da sie schmalbandig sein können, 10-100 GHz, und leicht abstimmbar sind.
Idealerweise sollte es bei einem üblichen intensitätsmodulierten Übertragungssystem unter Einsatz eines Datenformats ohne Rückkehr zum Bezugspunkt (Engl.: non- return-to-zero, NRZ) möglich sein, die optische Bandbreite zu der Bitrate zu reduzieren, d. h. für einen 10 Gbit/s (Gigabit pro Sekunde) Datenkanal, Δν = 10 GHz. Jedoch geht dieses Kriterium von einer idealen sogenannten flachen Filterantwort aus. Unglücklicherweise ist die Antwort von Fabry-Perot- Filtern Lorentz-artig (Engl.: Lorentzian). Eine numerische Simulation hat gezeigt, dass im Fall von optischen Verstärkern mit Fabry-Perot-Filtern zum Reduzieren der Filterbandbreite unter das ~ 5-fache der Bitrate (d. h., für 10 Gbit/s ein 50 GHz Filter), obgleich das Rauschen reduziert wird, die Empfängerempfindlichkeit verschlechtert, da sein Ansprechverhalten das Signal verzerrt (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 10).
Zusammenfassend wurden bei bekannten optischen Verbindungen Fasergitter zum Zweck der Dispersionskompensation verwendet, jedoch Fabry-Perot- oder Interferenzfilter für das Rauschfiltern bei dem Empfängervorverstärker. Fabry-Perot- Filter weisen keine geeignete abgeflachte Filterantwort für diesen Zweck auf, und Interferenzfilter sind sehr schwierig mit einer geeigneten niedrigen Bandbreite herzustellen.
EP-A-0 607 782 offenbart eine Halbleitereinrichtung mit einem Chirp-Bragg-Gitter-Dispersionskompensator, und die Einrichtung ist bei einer Vorverstärkerkonfiguration anschließbar.
Diese Erfindung schafft einen optischen Empfängervorverstärker zum Verstärken von optischen Signalen, die über eine dispersive optische Übertragungsverbindung übertragen werden, und sie ist gekennzeichnet durch ein Chirp-Apodisations-Bragg-Gitter-Rauschfilter, und die Dispersion des Chirp-Apodisations-Bragg-Gitter-Rauschfilters wirkt gegen die Dispersion der optischen Übertragungsverbindung.
Die vorliegende Erfindung erkennt, dass durch Installieren des dispersionskompensierenden Chirp-Gitters bei dem Empfängervorverstärker sich eine Chirpdispersionskompensierendes Fasergitter einsetzen lässt, um die zusätzliche Funktion eines Rauschfilters zu erzielen. Im Ergebnis des Chirpvorgangs kann das Filter ein näherungsweise abgeflachtes Profil aufweisen, mit nahezu linearer Verzögerungscharakteristik über das Reflexionsband. Damit ein Gitter mit einer besonders scharfen Rauschfilterantwort verwendet werden kann (d. h., einer relativ kleinen Bandbreite), wird bevorzugt, dass das Chirp-Bragg- Gitterrauschfilter ein Gitterrauschfilter mit Wellenlängennachführung ist.
Bevorzugt steht die Frequenzbandbreite (Δν) des Chirp-Bragg- Gitterrauschfilters zu der Bitrate (BR) der über die Verbindung übertragenen Daten in einem Zusammenhang, wie sie durch folgende Formel gegeben ist:
BR ≤ Δν ≤ 5BR
Bevorzugt ist das Gitterrauschfilter mit einer Verstärkerstufe des Vorverstärkers eines optischen Zirkulators gekoppelt.
Die vorliegenden Erfindung betrifft auch ein optisches Kommunikationsgerät mit einem optischen Signalsender, gekoppelt zu einer optischen Verbindung, und einem Empfängergerät mit einem optischen Empfänger und einem Voverstärker, wie oben definiert. Bevorzugt wird der optische Sender bei einer Wellenlänge von ungefähr 1.55 um betrieben. Bevorzugt ist die Verbindung eine Einfachmodus- Lichtleitfaserverbindung.
Die vorliegende Erfindung wird nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung beschrieben, und durchgehend erfolgt ein Bezug auf gleiche Teile durch dieselben Bezugszeichen; es zeigen:
Fig. 1(a) schematisch das Reflexionsspektrum für ein Lineargitter mit 17 mm Länge;
Fig. 1(b) schematisch die Zeitverzögerungscharakteristiken für ein Lineargitter mit 17 mm Länge;
Fig. 2(a) ein schematisches Diagramm eines optischen Kommunikationsgeräts;
Fig. 2(b) schematisch das Ausgangsspektrum eines optischen Senders bei dem in Fig. 2(a) gezeigten Geräts;
Fig. 3(c) schematisch einen Temperaturgradienten entlang einem Chirp-Bragg-Gitter in dem in Fig. 2(a) gezeigten Gerät;
Fig. 3(a) und 3(b) schematisch typische Reflexionsspektren und Zeitverzögerungscharakteristiken, gemessen unter Verwendung eines Interferenz-Testblatts, in diesem Fall für eine Temperaturdifferenz von 15ºC/45 mm (15 Grad Celsius über 45 Millimeter);
Fig. 4 schematisch die gemessene Bandbreiten- Dispersionscharakteristik für ein abstimmbares Gitter in dem in Fig. 2(a) gezeigten Gerät;
Fig. 5 schematisch eine Empfänger-Penalty im Vergleich zu der Wechselempfindlichkeit (Engl.: back-to-back sensitivity) von -27 dBm (Dezibel relativ zu einem Milliwatt) bei 10&supmin;¹¹ BER zum Variieren der Reichweitenlängen;
Fig. 6 schematisch eine Bitfehlerraten (BER) Penalty als Funktion der Temperaturdifferenz für Reichweitenlängen in dem Bereich von 102.6-185.3 km;
Fig. 7 schematisch ein Gitter-Zirkulator- Übertragungsspektrum;
Fig. 8 schematisch die BER Penalty als Funktion der Fehlabstimmung der Gitter-Mitten-Wellenlänge über der Temperatur;
Fig. 9(a) schematisch einen Vorverstärker mit einem Chirp- Gitter-Filter; und
Fig. 9(b) schematisch einen Vorverstärker, direkt gefolgt durch ein Chirp-Gitter-Filter.
Nun werden Experimente erläutert, die unter Verwendung einer optischen Testverbindung (wie in Fig. 2(a) gezeigt) ausgeführt wurden, unter Bezug auf die Fig. 1 bis 8. Anschließend werden zwei Ausführungsformen der optischen Vorverstärker und der Bezug auf die Fig. 9(a) und 9(b) beschrieben, die in eine optische Verbindung mit aufgenommen sein können, ähnlich zu derjenigen der Fig. 2(a).

Hintergrund-Experimente

Die Fig. 1 zeigt eine Simulation des Reflektionsspektrums und der Zeitverzögerungscharakteristiken eines Lineargitters mit 17 mm Länge. Das Gitter zeigt eine ähnliche Bandbreite von 0.2 nm (25 GHz), wie vorgeführt. Wie sich anhand der Zeitverzögerungsskizze erkennen lässt, zeigt dieser Typ von Gitter eine Dispersion in einer geringfügig höheren Größenordnung (~ 300 ps) bei den Flanken des Reflexionsbands, was sich ungünstig auf das Systemleistungsvermögen auswirkt.
Ein optisches Kommunikationsgerät ist schematisch in Fig. 2(a) gezeigt und so ausgebildet, dass sich die Kompensation der linearen Dispersion für eine gesamte Reichweitenlänge bis zu 216 km untersuchen ließ.
Es wird ein extern modulierter 10 Gbit/s Sender 10 eingesetzt. Dieser zeigt ein negatives Chirp (α = 1), zum Maximieren der Übertragungsdistanz über die Kernmantelfaser. Hiernach folgen ein Leistungs-20, Leitungs-30 und Vorverstärker 40, sowie ein Empfänger 50. Dämpfungsglieder 60 wurden bei jedem Abschnitt so aufgenommen, dass bei Hinzufügen der Faser oder des Dispersionskompensators die Energieniveaus bei der Verbindung konstant beibehalten wurden, zum Eliminieren von Penalty-Variationen aufgrund von Verstärkerrauschvariationen. Die Empfängerempfindlichkeit wurde durch Variieren der Eingangsgröße bei dem kommerziellen Vorverstärker gemessen, mit einem integrierten Schmalband (Δν = 50 GHz) Nachführ-Fabry-Perot-ASE-Filter.
Zu sämtlichen Zeitpunkten gewährleisteten die Energieniveaus der Verbindung den Betrieb in dem linearen Bereich. Das Übertragungsspektrum ist schematisch in Fig. 2(b) dargestellt.
Die Dispersionskompensation der Verbindung wurde durch Einbeziehen eines Chirp-Faser-Gitters 70 erzielt, und zwar zwischen dem Sender und dem Leistungsverstärker. Da das Gitter mit Reflexion betrieben wird, wurde ein optischer Zirkulator 80 aufgenommen, zum Konvertieren derselben in eine übertragende Einrichtung.
Das lineare Fasergitter wurde mit einem Frequenz-gedoppelten Excimer Laser geschrieben, sowie mit einem Abtast- Interferometer, bei einer hydrierten Standard- Telekommunikationsfaser. Die Länge des Gitters beträgt näherungsweise 40 mm mit einem abgeflachten Profil und einer geringfügigen Apodisation an der Flanke. Das gemessene Reflexionsvermögen beträgt ~30%. Das Gitter wurde so montiert, dass sich ihre Mittenwellenlänge mechanisch abstimmen lässt, für ein Abgleichen zur derjenigen des Senders, während ein linearer Chirp über einen linearen Temperaturgradienen angewandt werden kann, wie in Fig. 2(c) zeigt.
Die Fig. 3(a) und (b) zeigen typische Reflexionsspektren und Zeitverzögerungscharakteristiken, die unter Verwendung eines Interferometeraufbaus gemessen wurden (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 12), für ein Temperaturdifferential von 15ºC (15ºC/45 mm). Es wurde eine 3dB Reflexionsbandbreite von 0.186 nm beobachtet; jedoch liegt eine Modulation in dem Spektrum aufgrund dem nahezu abgeflachten Profil des Gitters vor. Nichts desto Trotz wird eine nahezu lineare Zeitverzögerung gegenüber der Wellenlängencharakteristik über das gesamte Reflexionsband hinweg beobachtet, in diesem Fall mit einer Neigung von -1401 ps/nm. Es wurde keine Polarisationsempfindlichkeit gegenüber dieser Neigung beobachtet.
Die Fig. 4 zeigt die gemessene Bandbreiten- Dispersionscharakteristik für das Gitter. Wie antizipiert, ist das Bandbreiten-Dispersionsprodukt nahezu konstant und durch die Gitterlänge vorgegeben. Nach einem Chirp reduziert sich das Gitterreflexionsvermögen, und demnach zeigt bei einer typischen Bandbreite von 0.287 nm die Zirkulations- Gitter-Kombination einen Einfügeverlust von ~ 8.5 dB, jedoch hat dies bedingt durch ihre Stelle einen vernachlässigbaren Einfluss auf das Verbindungs-Energiebudget. Der polarisationsabhängige Verlust der Gitter-Zirkulator- Kombination wurde zu ~ 0.1 dB gemessen.
Die Fig. 5 zeigt schematisch die Empfänger-Penalty, im Vergleich zu der Wechselempfindlichkeit von -27 dEm, und gemessen für ein 2³¹-1 Datenmuster und bei einer 10&supmin;¹¹ BER, für variierende Reichweitenlängen. Die Ergebnisse wurden mit und ohne dem Gitter verglichen. Ohne dem Gitter wurde eine Verbesserung der Empfängerempfindlichkeit beobachtet (negative Penalty), für kurze Überbrückungslängen mit Vorliegen eines Minimums bei ungefähr 50 km aufgrund des negativ-gechirpten Senders. Für ein Erhöhen der Überbrückungslänge erhöhte sich die Penalty scharf, und es wurden 0 und 3.5 dB Penalties jeweils bei Spannweiten von 80 km und 102.6 km beobachtet.
Im Fall der dispersionskompensierten Verbindung wurde durch Variieren der Gitterdispersion und demnach der Bandbreite, wie angezeigt, eine große Spannbreitenvariation, 102.6-185.3 km, beobachtet, unter Erzielung einer Empfängerverbesserung von 4.5-5 dB.
Es wurde die Optimierung der Gitterdispersion in jedem Fall untersucht, wie in Fig. 6 gezeigt, in der die BER Penalty als Funktion des Temperaturdifferentials gezeigt ist. Aus dieser Figur und der Fig. 4 lässt sich folgern, dass bei weniger als dem 10-fachen der BER Penalty die Dispersion so kompensiert sein sollte, dass sie innerhalb ~ ± 150 ps/nm liegt.
Für die erhöhte Spannbreite von 215,8 km wurde eine Reduktion der Dispersionskompensation beobachtet. Im Fall der 185.3 und 215.8 km Spannbreiten entsprach die Gitter 3dB-Bandbreite von 0.144 nm der Sender 11.5 dB-Bandbreite, und demnach war das Einstellen der Gittermittenwellenlänge kritisch.
Die Fig. 7 zeigt das Gitter-Zirkulator-Kombinations- Übertragungsspektrum, gemessen in dem Fall mit einem ANDO AQ6315A optischen Spektrumanalysator mit einer 0.05 nm Auflösung. Es wurde ein nahezu abgeflachtes Antwortverhalten beobachtet, mit einer 0.144 nm (18 GHz) 3 dE Bandbreite. Diese Ergebnisse bestätigen, dass ein 0.144 nm (18 GHz) Bandbreiten-Chirp-Gitterfilter in einem 10 Gbit/s System verwendet werden kann, und zwar ohne Penalty im Vergleich zu Filtern mit größerer Bandbreite. Das Mitaufnehmen einer derartigen Einrichtung würde zum Filtern von mehr ASE Rauschen führen, als im Fall des 50Gz Fabry-Perot-Filters, und einem ähnlichen Rauschen wie dem 20 GHz Fabry-Perot-Filter (siehe nachfolgende Publikations-Referenz 9) bei geringerer Verzerrung.
Die Wellenlängenempfindlichkeit wurde durch Erhöhen der Gitterbandbreite reduziert, was die Dispersion verringert und demnach zu einer geringfügigen Penalty führt. In diesem Fall entsprach die 0.166 nm 3dB Gitterbandbreite der 14dB Senderbandbreite.
Die Fig. 8 zeigt die BER Penalty als Funktion der Fehlabstimmung der Gittermittenwellenlänge über die Temperatur. In dem Fall des 0.144 nm Bandbreitengitters ist eine gefolgerte Wellenlängengenauigkeit ± 0.005nm erforderlich. Das Erhöhen der Bandbreite zu 0.166 nm, obgleich bei Reduzieren der Dispersionskompensation (siehe Fig. 5), reduzierte die Wellenlängentoleranz zu ± 0,01nm.
Die Wellenlängentoleranzen, obgleich eng, sind nicht unvernünftig, solange das Wellenlängennachführen für das Gitter/den Sender vorgesehen ist. Sofern entwickelt, könnte ein derartiges Filter in dem Vorverstärker eingesetzt werden, zum Erzielen einer Rauschfilterung zusätzlich zu der Dispersionskompensation. In diesem Fall kann das abgeflachte spektrale Antwortverhalten eines Chirp-Filters vorrteilhaft im Vergleich zu dem Antwortverhalten von Fabry-Perot-Typ- Filtern sein.

Ausführungsformen des Vorverstärkers

Die oben beschriebenen Ergebnisse zeigen die Wirkungen unter Anwendung eines Nachführ-Chirp-Gitterfilters zum Erzielen einer Dispersionskompensation. Bei den nachfolgend zu beschreibenden Ausführungsformen ist ein derartiges Filter in den Empfängervorverstärker mit einbezogen. Aufgrund der zusätzlichen Vorteile der Rauschreduktion durch Filtern bei der Vorverstärkerstufe kann diese Anordnung einen Leistungsumfang erzielen, der sogar besser ist als der oben beschriebene.
Künftige Lichtleitfaserverbindungen erfordern eine Dispersionskompensation und ein Rauschfiltern. Zusätzlich kann ein Wellenlängen-Demultiplexen erforderlich sein. Die vorliegenden Ausführungsformen integrieren beide Funktionen in eine Einrichtung, einem neuen, nahezu eine feste Bandbreite und Dispersion aufweisenden, jedoch Wellenlängen nachführenden Chirp-Fasergitterfilter. Die Einrichtung ist bei dem Ende der Verbindung eingefügt, entweder Verstärkerstufen des Vorverstärkers, wie angezeigt in Fig. 9(a), oder nach einer Verstärkungsstufe des Vorverstärkers, wie angezeigt in Fig. 9(b).
Insbesondere zeigt die Fig. 9(a) eine erste Verstärkungsstufe 200, gekoppelt an einen optischen Zirkulator 210. Der optische Zirkulator ist gekoppelt zu dem Chirp-Gitter- Rauschfilter (von dem Typ, wie er oben unter Bezug auf die Fig. 1 bis 8 beschrieben ist), sowie mit einer zweiten Verstärkungsstufe 230. Der Ausgang der zweiten Verstärkungsstufe ist zu dem optischen Empfänger 50 gekoppelt. Die Fig. 9(b) zeigt eine ähnliche Anordnung mit der Ausnahme, dass lediglich eine einzige Verstärkungsstufe 250 verwendet wird, und der Ausgang des Zirkulators 210 ist direkt mit dem Empfänger 50 gekoppelt. Bei zweiten Ausführungsformen gemäß den Fig. 9(a) und 9(b) besteht keine Anforderung für ein Fabry-Perot- oder Interferenzfilter bei dem Vorverstärker, so dass dieses nicht vorgesehen ist.
Das Gitter wird so hergestellt, dass es eine nahezu feste Dispersion und Bandbreite aufweist, jedoch eine Abstimmbarkeit für die Mittenwellenlänge (für die Abstimmung zu der Mittenwellenlänge des optischen Senders). Bei diesen Experimenten wurde die Dispersion und die Bandbreite durch den Temperaturgradienten und die Gitterlänge festgelegt, während die Mittenwellenlänge unter Verwendung bekannter Techniken abgestimmt werden konnte, beispielsweise dem mechanischen Anspannen des Gitters oder über den Temperaturversatz. Alternativ lässt sich ein permanenter Chirp bei der Gitterherstellung festlegen, unter Verwendung von Techniken wie beispielsweise Stufen-Chirp-Phasen- Maskierungen (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 13); einer Faserdeformation während der TAT-Belichtung (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 14); oder der Bewegung der Phasenmaske während der Belichtung (siehe nachfolgende Referenz 17).
Verfahren wie die Technik mit geätzter Verjüngung (siehe nachfolgende Referenz 15) oder die Auslegerstabtechnik (siehe nachfolgende Referenz 6) sind weniger geeignet, da sie nicht die unabhängige Steuerung von Δλ und λ vereinfachen.
Als ein Beispiel des Entwurfs eines 40 mm Gitters mit leichter Apodisation, wie bei dem Experiment mit 0.144 nm 3dB Bandbreite und einer Dispersion 1550 ps/nm.km, erfolgt der Einsatz jedwedgen Entwurfs (Fig. 9 (a) oder 9 (b)) zum Kompensieren von ~100 km der SI Faser (D = 17 ps/nm.km) in einem 10Gbit/s System.
Ein längeres Gitter, ~80mm, könnte eingesetzt werden, zum Erzielen einer ähnlichen Dispersion, jedoch mit einer erhöhten Bandbreite von ~0.28Bnm. Alternativ könnte ein derartiges Gitter so entworfen sein, dass es eine 0.144 nm Bandbreite, jedoch eine Dispersion um 3100 ps/nm.km aufweist.
Das Dispersionsbandbreitenprodukt ist nahezu konstant und steht im Zusammenhang mit der Gitterlänge. Das exakte Profil des Gitters wird dies beeinflussen. Typischerweise haben abstimmbare Gitter, die in den Vorverstärker mit aufzunehmen sind, Bandbreiten in dem Bereich von 0.1-2 nm und eine Dispersion in dem Bereich von 100-10000 ps/nm.km, und somit haben sie eine Länge in dem Bereich von 5-400 mm. Das Abstimmen der Gittermittenwellenlänge lässt sich durch eine nahezu einheitliche Anspannung/Komprimierung, eine Temperaturerhöhung/Verringerung oder das Anlegen eines elektrischen Felds entlang der Einrichtung erzielen (siehe nachfolgende Publikationsreferenz 16).
Im Ergebnis erfolgte die Beschreibung einer Untersuchung des Abwägens der Bandbreiten-Dispersion für ein abstimmbares Linear-Chirp-Fasergitter mit fester (40 mm) Länge. Unter Verwendung eines derartigen Gitters kann der Empfängervorverstärker die Dispersion bei einem 10Gbit/s Übertragungsexperiment für Standardkern-Mantel (SI) Faserlängen irgendwo in dem Bereich von 103-216 km kompensieren, und das Rauschen bei dem Empfänger reduzieren. Für die längste Spannbreite und demnach die schmalste Bandbreite wurde festgestellt, dass eine Kompensation/ein Kompensator für deren Mittenwellenlänge wichtig ist (± 5ppm), jedoch deutlich innerhalb der Toleranz mit einer möglichen aktiven Stabilisierung.
Das Chirp kann dem Vorverstärkerfilter das gewünschte nahezu abgeflachte Profil mit nahezu linearer Verzögerungscharakteristik über das Reflexionsband verleihen. Durch Ausbilden des Filters als Nachführfilter kann ein besonders scharfes Rauschfilteransprechverhalten verwendet werden. Auf diese Weise lässt sich eine günstige Rauschreduktion durch das Empfängervorverstärker-Chirp- Gitterfilter erhalten, bevorzugt mit der folgenden Beziehung zwischen der Bitrate (BR) und der Filterfrequenz 3dB Bandbreite (Δν)
BR ≤ Δν ≤ 5BR
Ein derartiger Vorverstärker könnte anstelle des Vorverstärkers 40 in einer Verbindung vom in Fig. 2(a) gezeigten Typ verwendet werden, mit der Ausnahme, dass keine Anforderung für das Gitter 70, den Zirkulator 80 oder das Kompensationsdämpfglied 60 bestehen würde (die einfach zum Bereitstellen experimenteller Vergleichsgrößen verwendet wurden). In anderen Worten ausgedrückt, könnte der Sender 10 direkt mit dem Verstärker 20 verbunden werden. Weiterhin wäre bei einer Verbindung für eine tatsächliche (anstelle der experimentellen) Anwendung die BER Testeinrichtung selbstverständlich nicht erforderlich.

PUBLIKATIONS-REFERENZEN

1. R. Kashyap et al, Electr. Lett. Vol. 30, Nr. 13, Seiten 1078-1080, 1994.
2. K. O. Hill et al, Proc. OFC'94, PD2, Seiten 17-20.
3. J. A. R. Williams et al, Electr.Lett., Vol.30(12), 1994, Seiten 986-987.
4. UK Patentanmeldung Nr. 9501672.1
5. B. Malo et al, Proc. ECOC Vol.4 (Veröffentlichung nach Eingabeschluss), Seiten 23-26, 25.-29. Sept. 1994.
6. D. Garthe et al, Proc. ECOC Vol. 4 (Veröffentlichungen nach Eingabeschluss), Seiten 11-14, 25.-29. Sept. 1994.
7. P. A. Krug et al, Proc. OFC'95, Veröffentlichung nach Eingabeschluss PD27, 26. Februar - 3. März 1995.
8. R. I. Laming, "Optical fibre devices: vibrometer, current monitor & amplifier", PhD thesis, University of Southampton, 1989, Seite 208.
9. R. I. Laming et al, IEEE Pthotonics Technology Letters, Vol. 4, Seiten 1348-1350, 1992.
10. Y. E. Dallal, Proc. 3rd Topical Mtg. an Optical Amplifiers and their Applications, 24.-26. Juni 1992, Santa Fe, Seiten 127-130.
11. D. R. Huber, Proc. ECOC '92, Paper We P2.2, Vol. 1, Seiten 473-476, Berlin, 27. Sept. - 1. Okt. 1992.
12. S. Barcelos et al, Proc. IEE Colloquium an "Optical fibre gratings and their applications", Paper 5, London, 30. Januar 1995 & eingereicht zu ECOC '95,
13. Kashyap et al, Electr.Letts., Vol. 30, Seiten 996-998, 1994.
14. K. Sugden et al, Electr.Letts., Vol. 30, Seiten 440-442, 1994.
15. Britische Patentanmeldung Nr. 9503555.6.
16. T. Fujiwara et al, Proc. OFC '95, Veröffentlichung nach Eingabeschluss, PD6, San Diego, 26. Febr. - 3. März 1995.
17. Britische Patentanmeldung Nr. 9509874.5.

Claims

1. Vorverstärker für optischen Empfänger (200, 210, 220, 230) zum Verstärken optischer Signale, die über eine streuende optische Übertragungsverbindung übertragen sind, gekennzeichnet durch ein Chirp-Apodisations-Bragg- Gitter-Rauschfilter (220), derart, dass die Dispersion des Chirp-Apodisations-Bragg-Gitter-Rauschfilters gegen die Dispersion der optischen Übertragungsverbindung wirkt.

2. Vorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Chirp-Apodisations-Bragg-Gitter-Rauschfilter (220) ein Gitterrauschfilter mit Wellenlängennachführung ist.

3. Vorverstärker nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Chirp-Apodisations-Bragg- Gitter-Rauschfilter ein optisches Fasergitter ist.

4. Vorverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzbandbriete (Δν) des Chirp-Apodisations-Bragg-Gitter-Rauschfilters im Zusammenhang zu der Bitrate (BR) der über die Verbindung übertragenen Daten gemäß der Formel

BR ≤ Δν ≤ 5BR

steht.

5. Vorverstärker nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Chirp-Apodisations- Bragg-Gitter-Rauschfilter (220) mit einer Verstärkungsstufe des Vorverstärkers durch einen optischen Zirkulator (210) verbunden ist.

6. Optisches Empfängergerät mit einem optischen Empfänger, der mit einem optischen Vorverstärker nach einem der vorangehenden Ansprüche gekoppelt ist, zum Verstärken optischer Signale, die dem optischen Empfänger zugeführt werden.

7. Optisches Kommunikationsgerät mit einem Sender für ein optisches Signal, einem Empfängergerät nach Anspruch 6 und einer optischen Verbindung, die zwischen dem Sender für das optische Signal und dem Empfängergerät angeschlossen ist.

8. Optisches Kommunikationsgerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die optische Verbindung eine Einfachmodus-Lichtleitfaserverbindung ist.

9. Optisches Kommunikationsgerät nach Anspruch 7 oder Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der optische Sender mit einer Wellenlänge von ungefähr 1.55 um arbeitet.