DE69616781T2

DE69616781T2 - Mittels solenoid erregter magnetischer kreis mit luftspalt sowie deren verwendung

Info

Publication number: DE69616781T2
Application number: DE69616781T
Authority: DE
Inventors: Rodolfo E. Diaz
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1995-05-18
Filing date: 1996-05-03
Publication date: 2002-08-01
Anticipated expiration: 2016-05-04
Also published as: WO1996036979A1; JP3801639B2; US5993164A; JPH11505400A; US5675306A; EP0826226B1; DE69616781D1; AU5675296A; CA2221363A1; EP0826226A1; CA2221363C; US6200102B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein elektromagnetische Verstärkungssysteme und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung für den Vortrieb von Objekten unter Verwendung elektromagnetischer Felder und basiert auf der US-A-4,392,786.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Bewegung von Objekten durch einen Einfluss elektromagnetischer Felder stellt eine weit verbreitete technische Praxis mit vielen Vorteilen gegenüber mechanischen Alternativen dar. Eine Anwendung dieser Praxis ist das elektromagnetische Schweben von Metallen zur schmelztiegelfreien Verarbeitung. Bei dieser Anwendung schwebt ein Metallkörper im Raum durch die Abstoßung induzierter Wirbelströme zwischen dem Metall und einem geeignet geformten magentischen Wechselfeld. Das Schmelzen wird dadurch bewirkt, dass die Wirbelströme intensiv genug gemacht werden, oder wird durch die Anwendung eines zusätzlichen HF-Feldes bewirkt. Das geschmolzene Metall wird anschließend verarbeitet und getrennt, während es im Raum schwebt, so dass es niemals in Kontakt mit einem Schmelztiegel kommt. Auf diese Art und Weise werden sehr reine, nicht kontaminierte Metallprodukte erhalten.
Ein spezifisches elektromagnetisches Schwebeschmelzsystem, das dazu ausgebildet ist, die Schmelz-, Schmelzebehandlungs- und Gießverfahrensweisen in einen einzelnen Vorgang zu kombinieren, wurde an der Universität von Alabama entwickelt und ist beschrieben in Levitation- Melting Method Intrigues Investment Casters (März 1991) Advanced Materials and Processes, 42-45. Wie in Fig. 1 schematisch gezeigt ist, ruht ein Metall 101, das verarbeitet werden soll, zu Beginn an einem oberen Bereich einer Basisplatte 102, die ein Loch 103 in ihrem Zentrum aufweist, wobei der Durchmessers des Loches geringfügig kleiner als derjenige des Metallblockes ist. Wenn an einen Satz von Induktionswicklungen 104 Energie angelegt wird, wird in dem Metall 101 ein Strom induziert, was zur Folge hat, dass sich dieses aufheizt und allmählich schmilzt, wobei es von oben nach unten schmilzt. Das elektromagnetische Kraftfeld, das durch die Wechselwirkung des induzierten Stromes und seines zugehörigen Magnetfeldes erzeugt wird, weist eine Drehkomponente auf, die die Schmelze umrührt. Die nicht drehende Komponente des Feldes drückt an die Außenfläche der Schmelze. Wenn das Zentrum des Bodens des Blockes schmilzt, tropft das flüssige Metall durch das Loch 103 in eine Form 105.
Ein zweiter Typ einer damit in Verbindung stehenden Anwendung ist eine elektromagnetische Pumpe, bei der ein leitendes Fluid entlang eines Kanals durch die Wechselwirkung induzierter Ströme und statischer oder wechselnder Magnetfelder angetrieben wird. Eine Übersicht über derartige Vortriebssysteme ist gegeben durch D.L. Mitchell et al. in einem Artikel mit dem Titel Induction-Drive Magnetohydrodynamic (MHD) Propulsion im Journal of Superconductivity, 6 (4) (1993) 227-235. Die Autoren beschreiben den frühen Versuch der Anwendung von MHD-Vortriebssystemen an Hochseeschiffe während der 60er durch die gegenwärtige Entwicklung unter Verwendung der supraleitenden Magnettechnologie mit starkem Feld.
Die US-A-4,392,786 offenbart eine spezifische elektromagnetische Pumpe. Die offenbarte Pumpe weist einen offenen Magnetkreis mit einer Anregungswicklung auf, die mit einer AC-Quelle verbunden ist. In dem Luftspalt des Kreises befindet sich eine Rohrleitung, die ein elektrisch leitfähiges Fluid führt. In der Pumpe ist ein Mittel enthalten, um einen elektrischen Kontakt mit dem leitfähigen Fluid herzustellen.
Genauer offenbart die US-A-4,392,786 insbesondere in den Fig. 2 und 8 und in der Zusammenfassung einen verstärkenden elektromagnetischen Kreis mit einem offenen Kreis aus verlustbehaftetem magnetischem Material, der durch eine Länge des Magnetmaterials und einen Spalt definiert ist, einem Solenoid, das um einen ersten Abschnitt der Länge des Magnetmaterials gewickelt ist, und einer AC-Spannungsquelle, die mit dem Solenoid verbunden ist.
Ein dritter Anwendungstyp ist als Maglev bekannt. Ganze Transportfahrzeuge (beispielsweise Züge) können über Führungsschienen schweben, um einen nahezu reibungslosen Hochgeschwindigkeitstransportmodus zu erzielen. Eine vierte Klasse von Anwendungen betrifft den plötzlichen Austausch von Energie von einer elektromagnetischen Form in eine kinetische Form oder umgekehrt. Das erstere ist die Grundlage von Rail-Gun- Kinetic-Energy-Waffen. Das letztere ist die bevorzugte Methode zur Erzeugung von MegaGauss-Feldem in kleinen Bereichen durch explosive Flusskompression.
Das allgemeinste verwendbare Kraftgesetz für die obigen Anwendungen ist die Lorentz-Kraft zwischen einem Strom und einem Magnetfeld: F = · dl. Die Effizienz einer derartigen Kraft zur Erzielung des Vortriebs von Stoff ist dann allgemein proportional zum Quadrat des magnetischen Feldes. Dies wird deutlich, wenn der Strom I durch das Magnetfeld B selbst induziert wird. Da die verschwendete Leistung proportional zu der Jouleschen Wärme (Stromwärme) des leitenden Materials ist, ist es sogar, wenn der Strom durch eine separate Quelle geliefert wird, vorteilhafter, ein System mit hohem B-Feld und niedrigem Strom anstatt ein System mit niedrigem B-Feld und hohem Strom zu haben. Dann lässt sich für eine konstante Kraft F, da sich die verlorene Leistung als I²R = [F/(Bl)]²R ausdrücken lässt, der Vorteil auch als das Quadrat des Magnetfeldes ausdrücken. Aus diesem Grunde ist es erwünscht, die stärkstmöglichen Magnetfelder zu erzeugen.
Derzeit verwenden die effizientesten Magnetfelderzeugungssysteme Supraleiter, die in der Lage sind, Tausende von Ampere mit vernachlässigbaren Verlusten zu leiten. Ihre Hauptnachteile sind das Erfordernis nach einer kryogenen Kühlung und die schließliche Einschränkung, dass hohe Feldstärken im supraleitenden Zustand auftreten. Die Alternative der Verwendung herkömmlicher Leiter wird als nicht praktikabel betrachtet, da die hohen Ströme, die erforderlich sind, um ein starkes Magnetfeld in einem gegebenen Bereich eines Raumes zu erzeugen, schließlich die Leiter zum Schmelzen bringen würden.
Aus dem Vorhergehenden wird offensichtlich, dass ein Bedarf nach einem Verfahren besteht, durch welches das Magnetfeld, das durch einen elektrischen Strom erzeugt wird, bezüglich der Amplitude auf die gewünschte Stärke vervielfacht (multipliziert) werden kann, so dass hohe Feldstärken durch Strom führende Leiter mit minimaler Jouleschen Erwärmung der Leiter erzeugt werden können.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung wendet das gut bekannte Prinzip der Spannungsverstärkung in elektrischen LRC-Schaltungen auf magnetische LmRmCm-Kreise an, wodurch eine Vorrichtung und ein Verfahren für die Verstärkung von Magnetfeldern geschaffen werden. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie die Stromlasten an den Metallleitern in einem elektromagnetischen System unter der Annahme verringert, dass die Erfordernisse bezüglich der Magnetfeldstärke konstant gehalten werden. Dieser Vorteil lässt sich darauf zurückführen, dass die Joulesche Wärmelast von den herkömmlichen Drähten auf die Keramikferrite übertragen wird, die die Feldverstärkung bewirken.
Kurz gesagt besteht ein resonanter Magnetfeldverstärker gemäß einer Ausführungsform der Erfindung aus einer Wechselspannungsquelle, die eine Spannung über die Anschlüsse eines Solenoides liefert, das um einen nichtleitenden permeablen Kern gewickelt ist, wobei der Kern einen Spalt umfasst. Ein Abschnitt des permeablen Kernes ist um einen Abschnitt eines dielektrischen Kernes gewickelt, wobei der dielektrische Kern eine sehr hohe reale Permittivität aufweist. Der Verstärkungsfaktor dieser Ausführungsform ist gleichwertig zu dem Verhältnis von ωLm zu Rm, wobei ω die Winkelfrequenz ist und Lm und Rm die Gesamtmagnetinduktanz bzw. der Gesamtmagnetwiderstand des elektromagnetischen Systems sind. Um den maximalen Nutzen des Verstärkungsfaktors zu erzielen, muss der Spalt gemäß der Erfindung ausgebildet sein. Ein verbessertes Schmelzschwebesystem wird unter Verwendung der Magnetfeldverstärkung in dem Spalt vorgesehen.
Bei einer zweiten Ausführungsform der Erfindung ist ein Solenoid um einen Abschnitt eines nichtleitenden permeablen Kernes gewickelt. Eine Wechselspannungsquelle ist mit dem Solenoid verbunden. Ein Abschnitt des permeablen Kerns ist eine erste Anzahl von Windungen um einen Abschnitt eines dielektrischen Kerns gewickelt, wobei der dielektrische Kern eine sehr hohe reale Permittivität aufweist. Ein zweiter nichtleitender permeabler Kern ist eine zweite Anzahl von Windungen um einen zweiten Abschnitt des dielektrischen Kerns gewickelt. Der zweite permeable Kern umfasst einen Spalt. Der Verstärkungsfaktor dieser Ausführungsform ist durch das Verhältnis der zweiten Anzahl von Windungen zu der ersten Anzahl von Windungen definiert. In dem Spalt wird unter Verwendung der Magnetfeldverstärkung ein verbessertes Schmelzschwebesystem vorgesehen. Bei einer separaten Ausführungsform der Erfindung wird das oben beschriebene System dazu verwendet, die magnetische Impedanz einer Übertragungsleitung an diejenige einer Spannungsquelle anzupassen.
Ein weiteres Verständnis der Beschaffenheit und der Vorteile der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die restlichen Abschnitte der Beschreibung und der Zeichnung erreicht.

ZEICHNUNGSKURZBESCHREIBUNG

Fig. 1 ist eine schematische Darstellung eines elektromagnetischen Schwebeschmelzsystems nach dem Stand der Technik;
Fig. 2 ist eine Darstellung eines einfachen Magnetkreises nach dem Stand der Technik;
Fig. 3 ist eine Darstellung eines magnetischen Kreises, bei dem ein Abschnitt des Magnetkernes um einen dielektrischen Kern mit sehr hoher realer Permittivität gewickelt worden ist;
Fig. 4 ist eine Darstellung eines magnetischen Aufwärtstransformators;
Fig. 5 ist ein Diagramm der scheinbaren Permeabilität gegen die Winkelfrequenz für ein spezifisches System von Leitern;
Fig. 6 ist eine Darstellung eines magnetischen Aufwärtstransformators, der so ausgebildet ist, um als eine Fluidpumpe zu wirken;
Fig. 7 ist eine Darstellung eines Viertelwellen-resonanten Verstärkers;
Fig. 8 zeigt die in Fig. 7 gezeigte Struktur mit einer kleinen mmf, die in der Nähe des kurzgeschlossenen Endes eingeführt wird;
Fig. 9 ist eine Darstellung eines Viertelwellen- Resonanzverstärkers, der so ausgebildet ist, um als eine einfache Schwebeeinrichtung zu dienen;
Fig. 10 ist eine Darstellung der Beendigung der Spaltenden für ein Schmelzschwebesystem.
Fig. 11 ist eine Darstellung der Flusslinien für den in Fig. 10 gezeigten Spalt;
Fig. 12 ist eine Darstellung eines Flusskonzentrators;
Fig. 13 ist eine Darstellung der Wirbel, die in dem Flusskonzentrator von Fig. 12 infolge des magnetischen Flusses in dem Spalt induziert werden;
Fig. 14 ist eine Schnittansicht des Spaltes und des Konzentrators, die in den Fig. 10-13 gezeigt sind, wobei eine Metallprobe an der Stelle schwebt;
Fig. 15 ist eine Darstellung der Spalte in der Primärwicklung des magnetischen Aufwärtstransformators, der in Fig. 4 gezeigt ist, wenn er als ein resonanter Transformator betrieben wird;
Fig. 16 ist eine Darstellung einer magnetischen Übertragungsleitung;
Fig. 17 ist eine Darstellung des Fundamentalmodenfeldes (fundamental mode field) der in Fig. 16 gezeigten Struktur;
Fig. 18 ist eine Darstellung einer Zuführanordnung für die Übertragungsleitung von Fig. 16;
Fig. 19 ist eine Darstellung eines Aufwärtstransformators mit einem Windungsverhältnis von drei.
Fig. 20 ist eine Darstellung eines Viertelwellenresonators zum Pumpen von Meerwasser und zum Vortrieb.
Fig. 21 ist eine Darstellung eines Zuführmechanismus für den in Fig. 20 gezeigten Resonator; und
Fig. 22 ist eine Darstellung eines herkömmlichen elektromagnetischen Schubtriebwerkes.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Das Konzept von magnetischen Kreisen wird vorteilhaft bei der Konstruktion von Magneten und elektromagnetischen Maschinen verwendet. Bei derartigen Anwendungen ist es üblich, eine Analogie zwischen einer elektrischen DC-Schaltung und einer Anordnung von permeablen Materialien in der Anwesenheit einer Magnetfeldquelle (beispielsweise einem Solenoid) zu ziehen. Diese Analogie zieht eine Äquivalenz zwischen der DC- Spannungsquelle, die eine elektromotorische Kraft emf vorsieht, und der magnetomotorischen Kraft der Solenoidwicklung. Somit wird auf dieselbe Art und Weise, wie die Spannung einer Spannungsquelle über Reihenwiderstände in ihrem Weg absinkt, die magnetomotorische Kraft über die Serienreluktanzen in ihrem Weg abgesenkt. Daher ist die Reluktanz gegeben durch den Ausdruck R = 1/(uA), wobei u die Permeabilität des Materials ist, das den magnetischen Fluss führt, 1 dessen Länge ist und A dessen Querschnittsfläche ist. Deutlicher weist ein Luftspalt (d. h. u = u&sub0;) in Reihe mit einem hochpermeablen Kern (d. h. u > > u&sub0;) eine signifikante Wirkung auf die Gesamtreluktanz des Kreises auf.
Die herkömmliche Analogie zwischen Reluktanz und Widerstand hat sich als ungeeignet herausgestellt, da sie nur funktioniert, wenn der Kreis/die Schaltung im Grenzzustand betrachtet wird, wenn die Frequenz Null wird. Um eine richtige Analogie zu erhalten, muss die vollständige Dualität zwischen dielektrischen Materialien und magnetischen Materialien hergestellt werden. Dies wurde ursprünglich 1892 durchgeführt von Oliver Heaviside, Electric Papers, Kap. XXX, Abschnitt III, 441 (2. Ausgabe 1970). Heaviside hat sich eine Größe analog dem elektrischen Strom vorgestellt, die er als magnetischen Strom bezeichnet hat. Er definierte den magnetischen Strom als G = fH + [u/(4π)][δH/δt]. Der zweite Term auf der rechten Seite der Gleichung ist die herkömmliche Änderungsrate der magnetischen Induktion. Heaviside führte den ersten Term ein: den magnetischen Leitungsstrom, der nur vorhanden sein kann, wenn eine spezifische magnetische Leitfähigkeit f vorhanden ist.
Obwohl bei einer Frequenz von Null (d. h. DC) noch nie eine spezifische magnetische Leitfähigkeit beobachtet worden ist, ist es klar, dass diese in Anwesenheit von Wechselströmen vorhanden sein kann. Insbesondere, wenn das Magnetfeld harmonisch mit einer Zeitabhängigkeit ejωt ist und u = u' und ωu" = 4πf ist, dann kann die Gleichung für den magnetischen Strom umgestellt werden in:
4πG = ωu"H + jωu'H = jωH(u' - ju")
Es ist auch klar, dass sich ein Material mit einer komplexen Permeabilität, das einen verlustbehafteten oder imaginären Teil u" umfasst, so verhält, als würde es einen magnetischen Leitungsstrom führen.
Obwohl Heaviside angenommen hat, dass die spezifische magnetische Leitfähigkeit klein ist, nimmt die vorliegende Ableitung an, dass sie sehr groß ist. Es wird angenommen, dass die spezifische magnetische Leitfähigkeit groß genug ist, um die Eigenschaften des Materiales auf dieselbe Art und Weise zu überwinden, wie die spezifische Leitfähigkeit von Metall seine dielektrischen Eigenschaften überwindet. Es ist dann einfach zu zeigen, dass ein derartiges Material getrieben durch eine harmonische magnetomotorische Kraft dazu veranlasst werden kann, viele Eigenschaften analog zu denjenigen zu zeigen, die bei Elementen einer elektrischen AC-Schaltung gefunden werden. Daher wird genauso, wie die elektrische Schaltung aus Induktivität - Kapazität - Widerstand (LRC) die Grundlage eines weiten Feldes praktischer Anwendungen bildet, ein neuer Kreis aus magnetischer Induktivität - magnetischer Kapazität - magnetischem Widerstand (LmRmCm) als Grundlage für die vorliegende Erfindung vorgeschlagen.

I. Duale Schaltuns-/Kreisparameter

Der magnetische Kreis von Fig. 2 nach dem Stand der Technik besteht aus einer Wechselspannungsquelle 1, die eine Spannung V liefert und über die Anschlüsse eines Solenoides 2 mit einer Höhe h&sub1; mit N&sub1;. Windungen verbunden ist, die den Strom I&sub1; führen. Das Solenoid 2 ist auf einen nichtleitenden permeablen Kern 3 mit komplexer Permeabilität u gewickelt, wobei u gleichwertig zu u' - ju" ist, und wobei u' der Realteil der komplexen magnetischen Permeabilität ist und u" der Imaginärteil ist. Der permeable Kern 3 weist eine Gesamtlänge 1, einen Querschnittsradius p auf und seine beiden Enden sind parallel zueinander, aber durch einen Spalt 4 der Länge g getrennt.
Das Solenoid 2 sieht eine magnetomotorische Kraft mmf&sub1; = I&sub1;N&sub1; vor, die über den gesamten Flussweg gleich dem Umlaufintegral des Magnetfeldes sein muss. Unter der Annahme, dass keine Leckage in den umgebenden Raum erfolgt, muss der Fluss, der durch den Kern 3 fließt, den Spalt 4 unverändert überqueren. Wenn wir daher zur Vereinfachung annehmen, dass die Endflächen des Kernes 3 und Spaltes 4 denselben Radius aufweisen, wie der Querschnittsradius des Kernes ist, ist das B-Feld in dem Kern 3 und Spalt 4 gleich (wie durch die elektromagnetische Grenzbedingung an dem normalen B-Feld gefordert ist). Damit ergibt sich
(1) mmf&sub1; = I&sub1;N&sub1; = · = (B/u)1 + (B/u&sub0;) g
Durch Multiplikation des Zählers und Nenners jedes Termes auf der rechten Seite mit der Winkelfrequenz ω und der komplexen Zahl j = (-1)1/&sub2; und durch Trennung der Kernpermeabilität in reale und imaginäre Teile wird Gleichung 1 zu:
(2) mmf&sub1; = [jωu'H1 + ωu"H1)/(jωu' + ωu")] + [(jωu'Hg + ωu"Hg)/(jωu&sub0;)]
Nun wird das magnetische permeable Material so gewählt, dass es eine natürliche oder induzierte Spinnresonanz bei oder gerade unterhalb der Betriebsfrequenz aufweist, wodurch ermöglicht wird, dass u" wesentlich größer als u' ist. Derartige Materialien sind in der Natur vorhanden, wobei Spinnresonanzen gewöhnlich im Bereich von Kilohertz (beispielsweise Mangan-Zink-Ferrite) bis in den Megahertz-Bereich (beispielsweise Nickel- Zink-Ferrite) liegen. Eine spezifische magnetische Leitfähigkeit σm = ωu" ist so definiert, dass eine magnetische Leitungsstromdichte Jm definiert werden kann als Jm = σmH.
Damit vereinfacht sich die Gleichung 2 zu:
(3) mmf&sub1; = [(Jm1)/σm] + [(Jmg)/(jωu&sub0;)]
Eine Multiplikation der Zähler und Nenner mit der Querschnittsfläche des Kernes 3 (d. h. uρ²), einer Umstellung der Terme und einem Einsetzen des Gesamtmagnetströme als Im = Jmπρ² erzielt:
(4) mmf&sub1; = Im/Gm + Im/(jωCm)
wobei Gm die gesamte duale magnetische Leitfähigkeit ist, die sich reziprok zu dem gesamten dualen magnetischen Widerstand verhält,
(5) Gm = (σmπρ²)/1 = 1/Rm
und Cm ist die duale magnetische Kapazität des Spaltes
(6) Cm = (m&sub0;πρ²)/ g
Damit diese Schaltungselemente verwendbar sind, müssen sie bemessbar sein. Eine Vielzahl von Werten muss durch Geometrie und Materialauswahl erhalten werden können, um zu ermöglichen, dass ein erforderlicher Schaltungsbetrieb in einer gegebenen Anwendung erfolgen kann. Offensichtlich kann das Kernmaterial und die Geometrie dazu verwendet werden, eine Vielzahl von magnetischen Widerständen zu erhalten. Es existieren magnetische Materialien, die im Bereich von sehr hohem Verlust bis zu gänzlich Verlustlos liegen. Aus dem obigen wird jedoch nicht klar, dass für eine gegebene Wahl des magnetischen Widerstandes die magnetische Kapazität richtig bemessbar ist.
Dieser Zweifel ist darauf zurückzuführen, dass, wenn der Spalt, wie beschrieben ist, in Luft eingetaucht ist, der Kapazitätsterm eine minimale Grenze aufweist. Dies bedeutet, dass, wenn ermöglicht wird, dass die beiden Seiten des Spalten beliebig getrennt werden, wir nur die Gesamtkapazität zu der Reihensumme der Eigenkapazität jeder Seite zu unendlich absenken können, die in der Größenordnung von πu&sub0;ρ liegt. Der Versuch, die Kapazität unter diese Grenze durch Verengen der Spaltflächen zu drücken (lokale Verringerung der Querschnittsfläche) funktioniert nicht, da der Fluss immer noch über eine größere Fläche ausleckt. Jedoch ist es durch den Vorteil der Wirbelströme, die in Leitern durch das magnetische Wechselfeld in dem Spalt induziert werden, möglich, die magnetische Kapazität unter diesen Wert zu drücken. Wenn beispielsweise eine Metalltafel mit einem Loch, das kleiner als die Querschnittsfläche des Kernes ist, in den Spalt eingesetzt wird, wird der magnetische Fluss durch die in der Tafel induzierten Wirbelströme dazu gedrängt, durch diese kleinere Fläche zu fließen. Dieser Effekt wird bei der vorliegenden Erfindung beispielsweise durch Eintauchen des Spaltes in ein leitendes Fluid ausgenutzt. Unter Verwendung dieser Technik können kleine magnetische Kapazitäten erhalten werden. Große Kapazitäten sind nicht schwierig zu erreichen, da der Spalt beliebig klein gemacht werden kann.
Alles, was von dem gewünschten LmRmCm-Kreis fehlt, ist die magnetische Induktivität. Diese wird wie folgt abgeleitet.
Der sich ändernde magnetische Fluss innerhalb des Kernes 3 induziert ein zirkulierendes elektrisches Feld innerhalb des Kernes und in dem umgebenden Raum. Durch die Maxwell-Gleichungen wird dieses Feld durch eine umlaufende elektromotorische Kraft (emf) angetrieben, so dass:
Da alle Größen in der Zeit harmonisch sind, bildet das sich ändernde elektrische Feld dann einen sich ändernden elektrischen Verschiebungsfluss, so dass infolge von:
eine induzierte Gegen-mmf vorhanden ist.
Diese Gegen-mmf weist eine interne Komponente infolge dessen auf, dass der Verschiebungsfluss das Innere des Kernes 3 kreuzt (der eine wesentliche dielektrische Konstante im Bereich von 10 bis 104 haben kann) und weist eine externe Komponente von dem Gesamtfluss in dem umgebenden Raum auf. Mit der Annahme, dass die Betriebsfrequenz im MHz-Bereich liegt, wäre die Kernauswahl ein Nickel-Zink-Typ eines Ferrits mit einer natürlichen Spinnresonanz im MHz-Bereich und einer dielektrische Relaxation im kHz-Bereich. In diesem Fall läge die relative Permittivität des Kernes 3 in der Größenordnung von 10, was den internen Beitrag minimiert. Wie die Wahl der Materialien auch ausfällt, ist es klar, dass diese Gegen-mmf von Gleichung 8 vollständig äquivalent zu der Gegen-emf ist, die Drähte in Anwesenheit von Wechselströmen infolge einer Selbstinduktivität erfahren. Mit anderen Worten sieht ein Kern mit hoher imaginärer Permeabilität, der einen wechselnden magnetischen Strom führt, auch eine magnetische Induktivität.
Um diesen Term zu maximieren, beachte die Konfiguration von Fig. 3, wo ein Abschnitt eines Magnetkernes 10 um einen dielektrischen Kern 11 mit sehr hoher realer Permittivität gewickelt worden ist. Damit wird ein magnetischer Kern 10 ein duales Solenoid von n&sub1; Windungen, dem inneren Radius r&sub1; und der Länge hm.
Das elektrische Feld innerhalb des Solenoides ist durch die gesamtelektromotorische Kraft n&sub1;Im gegeben, die über die Länge Im des dielektrischen Kerns 11 abfällt.
(9) E = (n&sub1;Im)/lm
Der wechselnde Verschiebungsvektor ist dann:
(10) D = (&epsi;n&sub1;Im)/lm
Dies führt zu einer Gesamtgegen-mmf, die über den n&sub1; Windungen angesammelt wird, von:
(11) mmfind = n&sub1;·jω[(&epsi;n&sub1;Im)/lm]πr&sub1;²
wobei wir die magnetische Induktivität als Lm = (&epsi;n&sub1;²πr&sub1;²)/lm setzen. Der Wert dieser Induktivität wird klarerweise durch das Material und die Geometrie gesteuert, die für den dielektrischen Kern gewählt sind. Daher ist der magnetische Kreis von Fig. 3 der gewünschte LmRmCm-Kreis und ist mit der folgenden Gleichung resonant:
(12) mmf = ImRm - [j/(ωCm)]Im + jωLmIm
wobei alle induktiven Terme einschließlich der eigeninduktiven in Lm zusammengefasst sind. Wenn nach dem gesamtmagnetischen Strom aufgelöst wird, ergibt sich:
(13) Im = (I&sub1;N&sub1;)/[Rm - j/(ωCm) + jωLm]
Die Wirkung dieses magnetischen Stromes auf die Antriebsspannungsquelle kann wie folgt schlussgefolgert werden. Mit der Annahme, dass die Kombination aus Spannungsquelle und Solenoid eine vernachlässigbare Schaltungskapazität aufweist, muss dann die von der Quelle 1 gelieferte Spannung über den Ohmschen Widerstand des Solenoiddrahtes und die entgegenwirkende Gegen-emf der Induktivität des Solenoides absinken. Das letztere ist ein Ergebnis von Gleichung 7. Für N&sub1; Drahtwindungen ist die gesamte induzierte Spannung:
Vind = N&sub1; {-jωBπρ²} = N&sub1;{-jω(u' - ju")Hπρ²} &sim; N&sub1;{-ωu"Hπρ²}
so dass:
(14) Vind = -N&sub1;Im
Zusammen ergeben die Gleichungen 13 und 14 die Beziehung zwischen den magnetischen dualen Schaltungselementen und der Spannungsquelle:
(15) V&sub1; = I&sub1;{RDraht + [N&sub1;²/(Rm - j/(ωCm) + jωLm)]}

II. Verfahren für die Verstärkung von Magnetfeldern

1. Der Resonanzverstärker

Der magnetische LmRmCm-Kreis, der durch Gleichung 13 definiert ist, kann als ein resonanter magnetomotorischer Verstärker analog zu den resonanten elektrischen LRC-Schaltungen verwendet werden. Bei herkömmlichen LRC-Schaltungen ist es bekannt, dass, wenn der induktive Term und der kapazitive Term einander gleich gemacht werden, der elektrische Strom in der Schaltung nur durch den kleinen Widerstand des Drahtes begrenzt ist. Der Fluss dieses großen Stromes durch die Reaktanzen des Induktors und des Kondensators kann eine große Spannung entwickeln. Das Erfordernis einer Spannungsverstärkung ist, dass die Reaktanzen des Induktors und der Kondensators größer als der Widerstand des Drahtes sind (mit anderen Worten, dass das Q der Schaltung groß ist). Dasselbe Prinzip gilt in dem Fall des dualen magnetischen Resonanzkreises.
Als ein Beispiel eines dualen magnetischen Resonanzkreises wird die Anordnung von Fig. 3 betrachtet, wobei 1, die Gesamtlänge des Kerns 10, λ/71 ist und wobei λ = 2πc/ω ist. 1 ist so klein wie möglich und liegt in der Größenordnung von 1 &sim; 3hm + n&sub1;2πr&sub1;. r&sub1;, der Innenradius des dualen Solenoides, ist gleich 10ρ.
Wenn hm = n&sub1;2ρ ist, dann kann durch Wickeln beider Seiten des Magnetkernes 10 um den dielektrischen Kern 11 lm kleiner als oder gleich 2hm gemacht werden.
Und wir haben 1 = 69n&sub1;ρ, was zur Folge hat, dass ρ = λ/4899 n&sub1;.
Nun beträgt das Verhältnis zwischen ωLm und Rm:
(16) Qm = [(ωn&sub1;²&epsi;πr&sub1;²)/2hm] [(ωu"πρ²)/1] = (ω²&epsi;&sub0;u&sub0;n&sub1;²π²ur"&epsi;r100ρ&sup4;)/(2n&sub1;²138ρ²) = 141,1 [(ur"&epsi;rπ²)/λ²]
Mit 1 = λ/71 wird das magnetische Qm:
(17) Qm = 5,93 · 10&supmin;&sup6; [(ur"&epsi;r)/n&sub1;²]
Schließlich nehmen wir zur Vereinfachung nur eine Windung des dualen Solenoides (d. h. n&sub1; = 1) an, und wenn die relative Permeabilität des Kernes 10 in der Größenordnung von 5000 liegt und die relative Permittivität des dielektrischen Kernes 11 auch gleich ist (beispielsweise Bariumtitanat- Keramik), dann ist Qm = 147. Mit anderen Worten:
(18) ωLm = 147Rm, was bei Resonanz auch gleich sein muss zu 1/(ωCm).
Die Bedingung für Resonanz ist dann:
(19) g/(ωu&sub0;πρ²) = 147[1/ωur"u&sub0;πρ²)]
So dass,
(20) g &sim; 0,02941 &sim; 2p.
Daher ist ein Magnetkreis mit den oben angegebenen Konstruktionsparametern in Resonanz, wenn ein Spalt 4 in der Größenordnung des Durchmessers des Magnetkernes 10 mit einem Qm von 147 liegt. Qm ist der Verstärkungsfaktor des Magnetfeldes. Dies hat sich wie folgt erwiesen.
Durch die Kontinuität eines normalen B und der Vernachlässigung einer Randeinschnürung muss sich der Fluss innerhalb des magnetischen Kernes 10 in dem Spalt 4 fortsetzen. D. h.
(21) -ju"HKernπρ² = u&sub0;HSpaltπρ² oder HSpalt = -jur"HKern
Da bei Resonanz die gesamte magnetomotorische Kraft über den Rm-Term abfällt, ist
(22) HKern = (I&sub1;N&sub1;)/1 = (I&sub1;N&sub1;)/33,7 g
und Gleichung 21 wird zu:
(23) HSpalt = -j147 [(I&sub1;N&sub1;)/g]
Wenn anstelle dieses resonanten, magnetisch leitenden Kernes ein herkömmlicher Kern mit einer realen Permeabilität und ohne Resonanz in der in Fig. 2 vorgeschlagenen Konfiguration verwendet worden wäre, ist es gut bekannt, dass die gesamte mmf, die durch den Strom geliefert wird, über den Spalt abfallen würde. Somit ist bei herkömmlichen Anordnungen das Magnetfeld, das durch den Strom I&sub1; in dem Spalt der Größe g erzeugt wird:
(24) Hherkömmlich = (I&sub1;N&sub1;)/g
Daher ist eine Verstärkung des Qm - Faktors durch die offenbarte Erfindung erreicht worden. Der Strom durch den Drahtsolenoid ist nicht erhöht worden. Die erhöhte Energiedichte des Magnetfeldes kommt von einer erhöhten Energiedichte des elektrischen Feldes an der liefernden Spannungsquelle, da die Spannung, die erforderlich ist, höher als diejenige gemäß Gleichung 15 ist, um I&sub1; durch den Drahtwiderstand zu leiten.
Offensichtlich erhöhen größere Werte der Permeabilität, Permittivität und der Gesamtlänge des magnetischen Kreises relativ zu der Wellenlänge des freien Raumes alle den Qm-Verstärkungsfaktor proportional. Jedoch muss, um eine Resonanz sicherzustellen, wenn Qm erhöht wird, die magnetische Kapazität entsprechend kleiner ausgebildet werden. Bei elektrischen Schaltungen existiert für diese Verfahrensweise eine Begrenzung, da, wenn zwei Kondensatorplatten getrennt werden, die Schaltungskapazität nicht auf Null geht, aber zu der Grenze einer Hälfte der Eigenkapazität zwischen jeder Platte und unendlich tendiert. Bei den magnetischen Schaltungen der vorliegenden Erfindung ist es jedoch möglich, durch Verwendung leitfähiger Fluide unter diese Grenze zu kommen.

2. Magnetomotorischer Aufwärtstransformator

Das zweite Beispiel der Verstärkung von Magnetfeldern weist Parallelen zu der Verstärkung von Spannungen in Aufwärtstransformatoren auf. Dazu wird der magnetische Kreis von Fig. 4 betrachtet. Die Spannungsquelle 1 treibt einen elektrischen Strom I&sub1; durch den Solenoid, was eine magnetomotorische Kraft mmf&sub1; = I&sub1;N&sub1; bildet, die einen magnetischen Strom Im1 in einem ersten magnetisch leitenden Kern 15 treibt. Es wird angenommen, dass der Kern 15 einen geschlossenen Kreis bildet und in n&sub1; Windungen um eine dielektrische Ringspule 16 mit einem Querschnittsradius r&sub1; und einer Permittivität &epsi; gewickelt ist. Es wird angenommen, dass bei dem ersten Kern 15 der ωLm-Term größer als sein Rm-Term ist und das Verhalten dominiert. Ein zweiter magnetisch leitender Kern 17 ist mit n&sub2; Windungen um die Ringspule 16 gewickelt und an einem Spalt 4 der Größe g offengelassen.
Es ist durch Gleichung 10 bereits gezeigt worden, dass die dielektrische Verschiebung innerhalb der Ringspule 16 infolge des fließenden Im1 D = (&epsi;n&sub1;Im1)/lm ist. Dieser Verschiebungsvektor, der durch die Querschnittsfläche der Ringspule innerhalb des dualen Solenoides wechselt, das durch den zweiten magnetischen Kern 17 gebildet wird, induziert durch Gleichung 11 eine magnetomotorische Kraft mmf&sub2; = n&sub2;·jω[(&epsi;n&sub1;Im1)/lm]πr&sub1;² an dem zweiten Solenoid. Wenn der kapazitive Term des Spaltes in dem zweiten Kern so ausgebildet werden kann, um das Verhalten zu dominieren, dann wird diese gesamte mmf&sub2; über den Spalt 4 abfallen. Die Erkenntnis, dass der erste Kern durch ωLm dominiert wird, bedeutet, dass mmf&sub1; = n1·jω[&epsi;n&sub1;Im1)/lm]πr&sub1;²:
(25) HSpalt = mmf&sub2;/g = [n&sub2;/n&sub1;] [mmf&sub1;/g] = [n&sub2;/n&sub1;] [I&sub1;N&sub2;)/g] = [n&sub2;/n&sub1;]Hherkömmlich
Wiederum ist das Magnetfeld innerhalb des Spaltes größer ausgebildet worden, als mit demselben Strom einer herkömmlichen Anordnung erreicht werden könnte. Zu diesem Zeitpunkt ist der Verstärkungsfaktor das Windungsverhältnis n&sub2;/n&sub1;.
Der Erfolg dieses Aufwärtsschemas zur Verstärkung liegt in der Fähigkeit, die duale Reaktanz der Komponente der magnetischen Kapazität so auszubilden, dass sie die Schaltung des zweiten permeablen Kernes dominiert. Um dies zu erreichen, muss der Term Cm so klein wie möglich gemacht werden. Wie vorher beschrieben wurde, ist dies in einer Freiraumumgebung unmöglich, da die untere Grenze von Cm in der Größenordnung von πu&sub0;ρ liegt. Um dies zu beweisen, ist zu beachten, dass die kapazitive Reaktanz in der Größenordnung von 1/(ωπu&sub0;ρ) liegt, während die induktive ωLm = (ω&epsi;n&sub2;²πr&sub1;²)lm ist. Wenn lm = 2hm2 = 4ρn&sub2; und r&sub1; = 10ρ ist, wie vorher, und P als das Verhältnis der kapazitiven Reaktanz zu der induktiven definiert wird, dann folgt:
(26) 1/(ωCm) = PωLm oder P = [1/(ωπu&sub0;ρ)] [(lm/(ω&epsi;n&sub2;²πr&sub1;²)] = (4 ρn&sub2;)/(ω²u&sub0;&epsi;&sub0;&epsi;rn&sub2;²π²100ρ³)
was unter Verwendung der Konstruktionsparameter von Abschnitt II[1], wie oben beschrieben ist, reduziert wird auf:
(27) PFreiraum = 0,98/n&sub2;
Da n&sub2; größer als 1 ist, ist es klar, dass wir im Freiraum die Anforderung von P > 1 nicht erfüllen können, und der kapazitive Term dominiert nicht. Wenn jedoch der Spalt in ein leitende Fluid eingetaucht ist, induziert der magnetische Fluss in dem Spalt eine elektromotorische Kraft, die volumetrische Wirbelströme in dem Fluid antreibt.
Bei einer derartigen Anordnung wirkt die treibende emf in der Größenordnung von Im gegen eine Impedanz gleich der Summe des Widerstandes durch das Fluid plus der Eigeninduktivität des zirkulierenden Stromes. Wenn die Eigeninduktivität des zirkulierenden Stromes als LWirbel definiert wird, dann folgt:
(28) IWirbel &sim; Im/(RWirbel + jωLWirbel)
Und dieser IWirbel bildet die Gegen-mmf auf den Magnetkreis. Wenn die spezifische Fluidleitfähigkeit hoch genug ist, ist der Strom induktanzbegrenzt und IWirbel &sim; Im/(jωLWirbel). Wenn dieser Term zu den anderen Gegen-mmf's in Gleichung 12 addiert wird, folgt:
(29) mmf = ImRm - [j/(ωCm)]Im + jωLmIm - [j/(ωLWirbel)]Im
Aus Gleichung 29 wird offensichtlich, dass der Wirbelstromterm in dem leitenden Fluid in Phase mit der magnetischen kapazitiven Reaktanz ist und diese daher erhöht. Tatsächlich können wir die beiden Terme in einen kombinieren und die magnetische kapazitive Reaktanz 1/(ωCm) so definieren, dass sie in der Größenordnung von 1/(ωu(ω)ρ) liegt. Hierbei ist u(ω) die effektive Permeabilität des leitenden Mediums als eine Funktion der Frequenz.
Für ein System von Leitern (wie beispielsweise laminierten Metallmagnetkernen) mit einer charakteristischen Abmessung t weist u(ω) das Verhalten auf, das in Fig. 5 gezeigt ist. Fig. 5 zeigt, dass, wenn die Frequenz so ist, dass die charakteristische Abmessung in der Größenordnung von zwei Skintiefen (Eindringtiefe) liegt, die reale Permeabilität auf die Hälfte des Freiraumwertes abgefallen ist und eine imaginäre Komponente in etwa derselben Größe entsteht. Diese Frequenz ist die sogenannte Wirbelfrequenz fe, die gleich ωe/(2π) ist. Wenn die Frequenz ansteigt, fällt sowohl u' als auch u" als 1/ω1/&sub2; ab. Wenn daher die Frequenz erheblich größer als die Wirbelfrequenz ist, folgt daher u(ω) u&sub0;(ωe/ω)1/&sub2;.
Wenn das leitende Fluid Meerwasser ist (d. h. spezifische Leitfähigkeit etwa 5 mhos/Meter, wobei 1 mhos = 1 ohm&supmin;¹) und die charakteristische Abmessung g gleich 2 Meter ist, beträgt diese Wirbelfrequenz 0,04 MHz. Wenn die Schaltung bei 50 MHz arbeitet, dann ist u(ω) gleich 0,028 u&sub0;, was die magnetische kapazitive Reaktanz um einen Faktor von 35 erhöht. Dies hat zur Folge, dass das Verhältnis P der kapazitiven Reaktanz zu der induktiven Reaktanz der Gleichungen 26 und 27 für einen Sekundärkern mit n&sub2; = 10 Windungen in der Größenordnung von 3,5 liegt. In diesem Fall fallen 78% der mmf&sub2; über den Spalt oder 7,8 mmf&sub1; ab. Wenn n&sub2; = 20 Windungen ist, beträgt das Verhältnis P 1,75, und es fallen 64% der mmf&sub2; über den Spalt oder 12,7 mmf&sub1; ab. Daher ist es einfach, eine Verstärkung einer Größenordnung unter Verwendung des Aufwärtsprinzips in Meerwasser zu erhalten.

3. Aufwärtstransformatorpumpe

Wie oben beschrieben ist, werden, wenn der Spalt in der Konfiguration des Aufwärtstransformators in ein leitendes Fluid eingetaucht ist, starke Wirbelströme in dem Fluid induziert. Infolge der Reaktion der Ströme in dem Fluid auf das verstärkte Magnetfeld wird das Fluid in dem Spalt radial von dem Spalt nach außen ausgestoßen. Diese Auswärtskraft kann bei einer Vielzahl von Anwendungen verwendet werden.
Die einfachste Anwendung der Auswärtskraft auf das Fluid in dem Spalt besteht darin, die Konfiguration des Aufwärtstransformators als einen Rührer für magnetisches Fluid zu verwenden. Für diese Anwendung muss der Aufwärtstransformator nicht modifiziert werden, wobei der Spalt einfach in das zu rührende Fluid eingetaucht wird.
Eine nützlichere Anwendung besteht darin, die Kraft, die auf das Fluid in dem Spalt ausgeübt wird, zu kanalisieren, wodurch eine Fluidpumpe erzeugt wird. Ein Verfahren zur Kanalisierung des Fluidflusses ist in Fig. 6 gezeigt. Der Spalt 4 ist von einem Fluidumlenkmantel 5 umgeben, der sowohl eine Vielzahl von Fluideinlassöffnungen 6 als auch eine Fluidauslassdüse 7 enthält. Der Mantel 5 besteht aus einem Material, das für elektromagnetische Wellen im Wesentlichen transparent ist, wobei bei der bevorzugten Ausführungsform Kunststoff bevorzugt ist. Wenn das Fluid von dem Spalt auswärts ausgestoßen wird, lenkt der Mantel den Auswärtsfluss durch die Ausstoßdüse 7, wodurch eine Vortriebskraft erzeugt wird.

4. Resonanter magnetischer Aufwärtstransformator

Dieses Verfahren ist eine Kombination des Resonanzverstärkers und des magnetomotorischen Aufwärtstransformators, der oben beschrieben ist. In diesem Fall sind sowohl die Primär- als auch Sekundärkerne durch die geeignete Anordnung aller dualen Kapazitiven und Induktivitäten auf Resonanz abgestimmt. Die gesteigerte mmf wird dann durch die Resonanzverstärkung multipliziert (vervielfacht), um eine Gesamtmagnetfeldverstärkung in dem Spalt zu erhalten, d. h. als ein Minimum das Produkt der beiden Verstärkungen, die in den vorhergehenden beiden Abschnitten offenbart sind (größer als 2 Größenordnungen), und als ein Maximum könnte dies eine Größe sein, die mit der Spannungsverstärkung vergleichbar ist, die in einer Teslawicklung erhalten (sechs Größenordnungen), vorausgesetzt, dass Magnetmaterialien mit äußerst hoher spezifischer magnetischer Leitfähigkeit verwendet werden.

5. Viertelwellen-Resonanzverstärker

Fig. 7 ist ein Beispiel eines Viertelwellen-Resonanzverstärkers. Er besteht aus einer dualen koaxialen Übertragungsleitung, die aus einen verlustreichen permeablen Material aufgebaut ist und an dem Ende 20 durch dasselbe Material kurzgeschlossen ist. Das Ende 21 wird offengelassen und gegen das umgebende externe leitende Fluid durch eine Kunststoffbarriere 22 abgedichtet. Da gezeigt worden ist, dass ein leitendes Fluid den Term der magnetischen kapazitiven Reaktanz steigern kann, kann das offene Ende 21 der dualen Übertragungsleitung, die so aufgebaut ist, die ideale Definition eines magnetischen offenen Kreises wirklich annähern. Wenn in diese Struktur in der Nähe des kurzgeschlossenen Endes 20 eine kleine mmf eingeführt wird, wie durch das Verbindungsschema von Fig. 8 vorgeschlagen ist, wird innerhalb eine stehende Welle aufgebaut mit einer minimalen magnetischen Feldstärke am kurzgeschlossenen Ende 20 und einer maximalen am offenen Ende 21 in dem Fluid. Dies bildet einen dualen Viertelwellen-resonanten Leitungsabschnitt.
Um die Gleichungen der dualen Koaxialleitung abzuleiten, wird angenommen, dass die Leitung mit einem verlustarmen Dielektrikum 23 gefüllt ist. Da die Wände des koaxialen Wellenleiters aus verlustreichem magnetischem Material bestehen, tendiert das tangentiale Magnetfeld an seiner Oberfläche zum Schwinden. Als Ergebnis davon unterstützt die Struktur einen TEM-Modus, in welchem das Magnetfeld rein radial ist (normal zu den koaxialen Flächen) und das elektrische Feld tangential dazu zirkuliert. Die magnetische Skintiefe innerhalb des verlustreichen magnetischen Materials ist:
(30) δm = [2/(ω&epsi;σm)]1/&sub2;
Die magnetische Impedanz (die die Einheiten einer herkömmlichen Admittanz aufweist) der Übertragungsleitung ist dann:
(31) = [(Rm +jωLm)/jωCm)]1/&sub2; [Lm/Cm]1/&sub2; = [&epsi;&sub0;/u&sub0;]1/&sub2; [&epsi;r]1/&sub2; [1/(2π)] ln(b/a)
wobei das Rm, Lm und Cm pro Längeneinheit vorgesehen sind.
Für einen resonanten Viertelwellenabschnitt einer Leitung erscheint ein kleiner "Spannungs"-Eingang 1 in der Nähe des kurzgeschlossenen Endes 20 an dem offenen Ende 21 stark verstärkt durch den Faktor:
(32) Qm = (2 )/[Rm(λ/4)]
Wenn die Dicke der magnetischen Leiter größer als die magnetische Skintiefe ist, beträgt der magnetische Widerstand pro Längeneinheit gerade:
(33) Rm = [1/(σmδm)] {[1/(2πa)] + [1/(2πb)]} = [&epsi;/(2u")]1/&sub2; {[1/(2πa)] + [1/(2πb)]}
Bei einer typischen Ausführungsform ist das füllende Dielektrikum 23 eine Keramik mit hoher dielektrischer Stärke, um das verstärkte elektrische Feld innerhalb der Übertragungsleitung auszuhalten, und seine relative Permittivität ist mit 200 gewählt. Mit diesem Dielektrikum und einer Betriebsfrequenz von 25 MHz beträgt die Viertelwellenlänge 10,21 Meter. Wenn der Imaginärteil der relativen Permeabilität des magnetischen Leiters 5000 beträgt (entweder natürlich oder gesteigert durch ferromagnetische Resonanz in Anwesenheit eines angelegten DC- Magnetfeldes) und der Realteil seiner Permittivität in der Größenordnung von 10 liegt, dann beträgt die magnetische Skintiefe δm 0,012 Meter. Für einen Außenradius a eines inneren koaxialen Zylinders von 0,0381 Meter und einem Innenradius b der äußeren koaxialen Abschirmung von 0,105 Meter beträgt dann der magnetische Widerstand pro Längeneinheit 0,000478 mhos/Meter, während die magnetische Impedanz der Übertragungsleitung 0,00606 mhos beträgt, was einen Verstärkungsfaktor von Qm = 120,8 erzielt.

6. Schwebesystem mit Viertelwellenresonator

Der resonante Viertelwellenverstärker kann so umgebaut werden, um als eine einfache Schwebeeinrichtung zu wirken. Bei dieser Konfiguration enthält der Resonator von Fig. 7 keine Barriere 22. Statt dem Eintauchen der Vorrichtung in ein leitendes Fluid wird eine elektrisch leitende Grundebene 25 am Ende 21 angeordnet, wie in Fig. 9 gezeigt ist. Bei dieser Konfiguration würde der Resonator etwa eine Viertelwelle über der Grundebene schweben. Sogar obwohl ein Spalt vorhanden ist, neigt die Energie in dem Resonator dazu, innerhalb der Vorrichtung eingeschlossen zu sein. Sie kann nicht Herauslecken, da das elektrische Feld innerhalb der Vorrichtung kreisförmig und tangential zu der Grundebene ist. Eine derartige Welle kann sich nicht über dem Grund ausbreiten.

7. Magnetmaterialanforderungen

Ungeachtet der Konfiguration des Magnetverstärkers müssen die magnetischen Materialien, die in dem Verstärker verwendet werden, ausreichend verlustreich sind. Es ist unumgänglich, dass der Imaginärteil der komplexen Permeabilität bei der Betriebsfrequenz des Magnetverstärkers wesentlich größer als 1 sein muss, so dass sich der verlustreiche permeable Kern als das magnetische Äquivalent eines metallischen Leiters verhält. Allgemein erfordert dies, dass, wenn die Betriebsfrequenz im MHz-Bereich liegt, u" in der Größenordnung von 1000 bis 5000 mal u&sub0; liegt. Für andere Betriebsfrequenzen muss das Produkt der imaginären Permeabilität und der Frequenz annähernd konstant gehalten werden. Daher liegt, wenn die Betriebsfrequenz im kHz-Bereich liegt, u" in der Größenordnung von 10&sup6; bis 5 · 10&sup6; mal u&sub0;, während, wenn die Betriebsfrequenz im GHz-Bereich liegt, u" in der Größenordnung von 1 bis 5 mal u&sub0; liegt.
Die Eigenschaften von magnetischen Materialien sind gut bekannt, und daher ist es einfach, ein geeignetes Material für eine spezifische Anwendung auszuwählen, wobei die Eignung auf der Permeabilität des Materials für die bestimmte Betriebsfrequenz, seinen mechanischen Eigenschaften, seiner Verfügbarkeit in den gewünschten Größen, seiner Fähigkeit, die beabsichtigte Umgebung auszuhalten, und seinen Kosten basiert.
Allgemein liegt die imaginäre Spitzenpermeabilität in der Größenordnung von einer Hälfte bis einmal die Anfangspermeabilität. Daher sind Mangan- Zink-Ferrit-Klassen III und IV mit Anfangspermeabilitäten in der Größenordnung von 3000 bis 20.000 bzw. 2000 bis 5000 wie auch Nickel-Zink- Ferrite der Klasse VI mit einer Anfangspermeabilität von 1000 für eine Vielzahl von magnetischen Verstärkeranwendungen ausgezeichnet geeignet. Im GHz-Bereich besitzen Kobalt-Zink-Ferrite geeignete Eigenschaften. Es ist auch möglich, eine vollständig gesteuerte, hoch verlustreiche Permeabilität durch Anlegen eines externen DC-Magnetfeldes an den Magnetkern zu erzielen, wobei diese Technik der Steuerung der Permeabilität eines Materials in der Technik gut bekannt ist.

III. Spezifische Beispiele

1. Schmelzschwebesystem mit Resonanzmagnetkreis

In diesem Beispiel ist ein elektromagnetisches Schmelzschwebesystem gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben, das bei 100 kHz arbeitet. Die Schwebekraft wird durch die Wechselwirkung zwischen dem Fluss und den in der Metallprobe induzierten Wirbelströmen erzeugt.
Diese Ausführungsform verwendet die in Fig. 3 gezeigte Basiskonstruktionsstruktur. Bei dieser Ausführungsform ist der dielektrische Kern 11 eine Ringspule bestehend aus Crowloy 70. Sie weist einen rechtwinkligen Querschnitt mit einer Breite von 0,94 Metern mal einer Dicke von 0,3 Metern auf und sie bietet dem Verschiebungsvektor einen kreisförmigen Weg mit einem mittleren Radius von 0,35 Metern. Bei 100 kHz: &epsi;'/&epsi;&sub0; = 123.000; tgδd = 0,64 · 10&supmin;&sup4;; u'/u&sub0; = 400; und tgδm 0. Die Magnetwicklung 10 besteht aus einem Mangan-Zink-Ferrit gemäß der Zusammensetzung, die von E. Roess in Magnetic Properties and Microstructure of High Permeability MnZn Ferrites, Ferrites: Proceedings of the International Conference, Juli 1970, Japan, 203-209 offenbart ist. Der Radius der Magnetwicklung ρ beträgt 0,01 Meter und weist eine Gesamtlänge von 419 Meter auf Bei 100 kHz: u" ≥ 10&sup4; u&sub0;. Die Magnetwicklung ist um den dielektrischen Kern in drei Wicklungslagen für eine Gesamtzahl von 159 Windungen (n&sub1;) gewickelt. Die Quelle 1 sind vier Windungen aus Kupferdraht mit einem Drahtdurchmesser von 000 (000 gauge copper wire), der um einen Abschnitt der Magnetwicklung 10 gewickelt ist.
Der magnetische Gesamtwiderstand per Gleichung 5 ist:
Rm = 1/(σmπρ²) = 1/(ωu"πρ²) = 419/[(2π)(10&sup5;)(10&sup4;)(4π)(10&supmin;&sup7;)(π)(0,01)²] = 169 mhos
Die magnetische Induktanz per Gleichung 11 ist &epsi;n&sub1;²A/lm, wobei A die Querschnittsfläche des dielektrischen Kernes 11 und lm seine mittlere Länge ist. In diesem Fall ist A = 0,3 · 0,94 = 0,282 m², und lm 2π(0,35) = 2,2 m. Daher ist der Term für die magnetische induktive Reaktanz:
ωLm = [(123000)(8,854)(10&supmin;¹²)(2π)(10&sup5;)(159)²(0,282)]/2,2 = 2217 mhos
Daher ist der Multiplikationsfaktor (Vervielfachungsfaktor) für das Magnetfeld:
Qm = 2217/169 = 13.
Um dieses System als ein Schmelzschwebesystem zu verwenden, sind die Enden des Spaltes beendet, wie in Fig. 10 gezeigt. Die Flusslinien für diesen Spalt sind in Fig. 11 gezeigt. Der mittlere magnetische Flussweg liegt in der Größenordnung von 0,02 Meter. In Luft beträgt die magnetische Kapazität des Spaltes in etwa u&sub0;π(0,01)²/0,02, und die magnetische kapazitive Reaktanz beträgt 1/ωCm oder 80,6 mhos.
Um eine Resonanz zu garantieren, ist ein wassergekühlter kalter Schmelztiegel ausgebildet, der auch als ein Flusskonzentrator wirkt, wie in Fig. 12 gezeigt ist. Der Konzentrator formt das Feld innerhalb des Spaltes und senkt Cm. Der magnetische Fluss in dem Spalt induziert Wirbel in dem Flusskonzentrator, wie in Fig. 13 gezeigt ist. Die Wirbel, die an der Rückwicklung herum nach vorn induziert werden, drängen den magnetischen Fluss dazu, durch die Spalte 30 in dem Konzentrator zu fließen und sich in dem Innenraum auszubreiten.
Fig. 14 ist eine Schnittansicht des Spaltes und Konzentrators mit einer Metallprobe 31, die an der Stelle schwebt. Wenn die Kombination der Flusskompression durch Schmelztiegel und Spalt und der Wirbel, die in dem schwebenden Metall induziert werden, den Querschnitt des magnetischen Flussweges um einen Faktor von 27,5 verringert, sinkt Cm um denselben Faktor und 1/(ωCm) steigt von 80,6 mhos auf (80,6)(27,5) = 2217 mhos. Daher ist jωLm = -j/(ωCm) und der Magnetkreis steht in Resonanz.
Um den gewünschten Faktor von 27,5 zu erhalten, müssen die Konzentratorspalte 30 etwa 0,0004 Meter betragen. Wenn die Metallprobe 31 schmilzt und aus dem Schwebeschmelztiegel herausfließt, wird durch Änderung der Frequenz ω die Resonanz beibehalten.
Die Vorteile der vorliegenden Erfindung werden angesichts eines herkömmlichen Schmelzschwebesystems offensichtlich. Um eine Kupferkugel mit einem Radius von 0,01 Meter bei 100 kHz zu schmelzen, verwendet ein herkömmliches System in etwa 800 A. Bei Annahme einer Konfiguration mit vier Windungen beträgt das ungefähre Schwebefeld 160.000 A/m. Der magnetische Druck, den ein derartiges Feld ausüben kann, beträgt (u&sub0;/2)H² &sim; 1,6 · 10&sup4; N/m². Eine Metallkugel mit Radius von 0,01 Meter weist eine Querschnittsfläche von π(0,01)² = 3,14 · 10&supmin;&sup4; m² auf. Nachdem die Wirbelströme aufgebaut sind, liegt der wirksame Bereich, der durch das Magnetfeld beeinflusst wird, das dem vollständigen Druck ausgesetzt ist, in der Größenordnung eines Zehntel dieses Bereiches oder 3,14 · 10&supmin;&sup5; m². Die Schwebekraft beträgt daher (1,6 · 10&sup4;)(3,14 · 10&supmin;&sup5;) = 0,5 N. Diese Kraft ist ausreichend, um 0,05 kg Metall schweben zu lassen, was in etwa dem Gewicht einer Kupferkugel mit einem Radius von 0,01 Metern entspricht.
Bei Annahme eines Drahtes mit einem Durchmesser von 10 mm und mit einer Skintiefe von 0,21 mm und einer spezifischen Leitfähigkeit von 6 · 10&sup7; moh/m beträgt die Energie, die an den Metallspulen, die 800 A führen, verschwendet wird, in etwa 350 Watt (Rw[800]² = [5,5 · 10&supmin;&sup4;]800² = 350). Es ist zu beachten, dass die in dem zu schmelzenden Metall verbrauchte Energie in der Größenordnung von mehreren 10 Kilowatt liegt.
Im Gegensatz dazu werden durch Verwendung der oben beschriebenen Ausführungsform der Erfindung mit ihrem Multiplikationsfaktor (Verstärkungsfaktor) von etwa 13 nur 61,5 A gefordert, um dasselbe Schmelzschwebesystem mit derselben Konfiguration mit vier Windungen (800/13 = 61,5) zu erzielen. In diesem Fall beträgt die Energie, die durch die Metallwicklungen verbraucht wird, nur 2 Watt ([5,5 · 10&supmin;&sup4;][61,5]² = 2), was zu erheblich kälteren Anregungswicklungen führt. Anstelle des Verbrauchs der verschwendeten Energie in der Anregungswicklung verbraucht das Schmelzschwebesystem unter Verwendung der vorliegenden Erfindung die Energie in der Ferritmagnetwicklung. Bei dieser Ausführungsform beträgt:
Rm = 169 mhos
Im = mmf/Rm = 4(61,5)/169 = 1,46 Volt
Die verschwendete Energie beträgt dann Im²Rm = (1,46)²(169) = 360 Watt. Daher wird in etwa dieselbe Energiemenge verschwendet (innerhalb der Toleranz der Berechnungen), jedoch erfolgt in dem magnetischen Resonanzkreis eine nur sehr geringe Erwärmung der Anregungsspule. Stattdessen absorbiert der Keramikferrit die Wärme.

2. Resonanter magnetischer Transformator für Schwebeschmelzanwendungen

Diese Ausführungsform verwendet die grundsätzliche Konstruktion, wie in Fig. 4 gezeigt, und verwendet auch dieselben Materialien, wie bei dem vorhergehenden Beispiel beschrieben ist. Die Primärwicklung 15, auf die eine Stromquelle 1 gewickelt ist, besteht aus 47 Windungen mit einer Gesamtlänge von 128 Metern. Eine Sekundärwicklung 27 besteht aus 112 Windungen mit einer Gesamtlänge von 291 Metern. Die Eigenschaften der Primärwicklung sind:
Rm = 51,6 mhos
ωLm = 193,7 mhos
Qm = 3,75
Die Eigenschaften der Sekundärwicklung sind:
Rm = 117,3 mhos
ωLm = 1100 mhos
Qm = 9,38
Das Windungsverhältnis beträgt 112/47 = 2,38.
Die Sekundärwicklung speist denselben Luftspalt wie bei dem vorhergehenden Schmelzschwebesystem, außer dass bei der vorliegenden Ausführungsform ωLm gleich 1100 anstatt von 2217 ist. Daher muss das Cm nur um 13,6 anstatt um 27,5 erhöht werden. Dies ermöglicht, dass der Spalt in dem Flusskonzentrator größer sein kann, in etwa 0,0008 Meter. Diese Konfiguration erzielt das 1/(ωCm), das erforderlich ist, um eine Resonanz zu erreichen, und einen Multiplikationsfaktor (Verstärkungsfaktor) Qm von 9,38.
Bei dieser Konfiguration muss die Primärwicklung auch ein Cm aufweisen, das niedrig genug ist, um in Resonanz zu kommen. Dies kann dadurch erreicht werden, dass die Wicklung an jeder Windung mit einem Spalt von 0,001 Metern segmentiert wird, wie in Fig. 15 gezeigt ist. Bei dieser Konfiguration beträgt die gesamte magnetische Reihenkapazität [u&sub0;π(.01)²]/ [47(0,0001)], was eine kapazitive Reaktanz von 189 Ohm ergibt. Dies liegt in der Größenordnung von ωLm, wodurch eine Resonanz erzielt wird.
Um die Verbesserung der Leistungsfähigkeit zu zeigen, die durch diese Ausführungsform der Erfindung bewirkt wird, wird angenommen, dass das gewünschte Magnetfeld in dem Luftspalt dasselbe wie das ist, das bei der vorhergehend beschriebenen Ausführungsform verwendet ist. Da der Konzentratorfaktor in diesem Fall kleiner ist, muss Im in der Sekundärwicklung größer als bei der ersten Vorrichtung sein. Daher gilt:
Im(sekundär) = 1,46 (25,7/13,6) = 2,75 Volt
mmfsekundär = 2,75 Volt · 117,3 mhos = 322,6 Ampere-Windungen
mmfprimär = mmfsekundär/Windungsverhältnis = 135,5 Ampere-Windungen
Da die Primärwicklung ein Qm von 3,75 aufweist, gilt:
mmfQuelle = 36 Ampere-Windungen
Daher beträgt der Gesamtquellenstrom für 4 Windungen 9 Ampere. Dies ist wesentlich niedriger als die 800 Ampere, die durch das herkömmliche Schmelzschwebesystem erforderlich sind. Um diese niedrige Verlustleistung in den Wicklungen zu erzielen, muss der Ferrit eine größere Energiemenge verbrauchen. Für diese Ausführungsform gilt:
Die Sekundärwicklung verbraucht (2,75)²(117) = 884 Watt
Die Primärwicklung verbraucht (135,5)²/51,6 = 355 Watt
Die Windung verbraucht (9)²(5,5 · 10&supmin;&sup4;) = 0,04 Watt.

3. Aufwärtstransformator zur Anpassung einer Übertragungsleitung an eine Quelle bei 25 MHz

Fig. 16 ist eine Darstellung einer magnetischen Übertragungsleitung. Seiten 40 sind Kupferplatten mit einer Dicke von etwa 1 Millimeter. Die Seiten 41 sind verlustreiche Ferrite, bei denen tu 0,04 Meter beträgt und u" in etwa 5000 beträgt. Die Querschnittsabmessungen sind 0,3 Meter mal 0,3 Meter. Fig. 17 zeigt das Fundamentalmodenfeld dieser Struktur. Die Struktur weist eine Wellenimpedanz von 377 Ohm und eine magnetische Impedanz der Übertragungsleitung von 1/377 oder 0,0026 mhos auf.
Mit der Annahme, dass diese Übertragungsleitung mit einer Spannungsquelle mit 50 Ohm gespeist werden soll, ergibt Gleichung 15 eine Impedanz, die für die Quelle gilt, von:
VQuelle/IQuelle = RDraht + [(N&sub1;²)/(Rm + m)]
Daher besteht für die Einspeiseanordnung, die in Fig. 18 gezeigt ist und wenn Rm 0, RDraht 0 angenommen wird und nur eine Windung vorhanden ist, dann eine Fehlanpassung, da die Quelle anstatt von 50 um 377 Ohm ausgesetzt ist. Um diese Fehlabstimmung zu korrigieren, sei angemerkt, dass in dem Aufwärtstransformator von Fig. 4 gilt:
mmf&sub2; = (n&sub2;/n&sub1;)mmf&sub1;
Im2 = (n&sub1;/n&sub2;)Im1
und daher
m2 = mmf&sub2;/Im2 = (n&sub2;/n&sub1;)² (mmf&sub1;/Im1) = (n&sub2;/n&sub1;)² m1
Der magnetische Aufwärtstransformator transformiert eine magnetische Impedanz durch das Windungsverhältnis. Um eine Anpassung an die Spannungsquelle mit 50 Ohm zu erhalten, muss die Impedanz der Übertragungsleitung von 0,0026 mhos auf 0,02 mhos oder um ein Windungsverhältnis von (0,02/0,0026)1/&sub2; = 2,8 3 erhöht werden. Daher passt ein Aufwärtstransformator mit einem Windungsverhältnis von 3, wie in Fig. 19 gezeigt ist, die Quelle an die Übertragungsleitung an.
Bei dem Aufwärtstransformator von Fig. 19 besteht eine erste Wicklung 45 aus einem Material mit u" 3000 bei 25 MHz, einem Radius von 0,005 Metern und eine Gesamtlänge von 0,6 Metern. Eine zweite Wicklung 46 besteht aus demselben Material wie die erste Wicklung und weist infolge ihrer drei Windungen eine Gesamtlänge von 1, 2 Metern auf. Der dielektrische Kern 47 weist einen Radius r&sub1; von 0,048 Metern, eine Gesamtlänge lm von 0,444 Metern und ein &epsi;' von 5000 &epsi;&sub0; auf.
Aus Gleichung 11 erhalten wir: Lm = (&epsi;r'&epsi;&sub0;n²πr&sub1;²)/lm
Daher gilt:
Lm(1 Windung) = [(5000)(8,854 · 10&supmin;¹²)(π)(0,048)²]/0,444 = 7,2 · 10&supmin;¹&sup0;
Lm(3 Windungen) = 6,49 · 10&supmin;&sup9;
und ωLm(1 Windung) = 0,113 mhos
ωLm(3 Windungen) = 1,02 mhos
Der magnetische Widerstand beträgt:
Rm(1 Windung) = 0,6/[ωu"(0,005)²] = 0,6/[(2π)(25)(10&sup6;)(30000)(4π)(10&supmin;&sup7;)(.005)²] = 0,04 mho
Rm(3 Windungen) = 0,08 mho
Da ωLm in jedem Fall größer als Rm ist, sind die Kreise induktanzbegrenzt und es tritt eine Aufwärtstransformation auf.
Somit wird eine Übertragungsleitung mit der magnetischen Impedanz von 0,0026 mho durch das Verhältnis ωLm(3 Windungen)/ωLm(1 Windung) = 9 zu 0,0234 mhos umgewandelt, und eine Windungsschleife, die mit einer Quelle mit 50 Ohm verbunden ist, weist eine Impedanz von 1/0,0234 = 43 Ohm auf, die wirksam an 50 Ohm angepasst sind.
Daher wurde, was als Fehlanpassung von 7,5 : 1 (d. h. 377/50) begonnen hatte, dann eine Anpassung von 1,16 : 1 (d. h. 50/43) unter Verwendung dieser Ausführungsform der Erfindung. Eine bessere Anpassung kann durch vorsichtiges Einstellen der Parameter erreicht werden.

4. Viertelwellenresonator zum Pumpen von Meerwasser und zum Antrieb bei 25 MHz

Fig. 20 ist eine Darstellung eines resonanten Viertelwellenverstärkers. Diese Ausführungsform besteht aus einer magnetischen koaxialen Übertragungsleitung mit einer Länge von 0,25 Metern, in welcher der Außenzylinder 55 eine Wanddicke von 0,024 Metern aufweist. Der Außenzylinder 55 weist ein kurzgeschlossenes Ende 56 auf. Der Zylinder 55 und das Ende 56 bestehen beide aus einem verlustreichen permeablen Material mit u" gleich 5000 u&sub0;. Der Innenradius b des Zylinders 55 beträgt 0,105 Meter. Der innere Koaxialzylinder 57 weist einen Außenradius a von 0,0381 Metern auf. Eine Kunststoffbarriere 58 dichtet das offene Ende der Übertragungsleitung ab und ist in etwa 0,002 Meter dick und ist um 0,21 Meter (d. h. λ/4) von dem kurzgeschlossenen Ende 56 entfernt befestigt. Das Volumen 59 ist mit einem Dielektrikum gefüllt, und das Volumen 60 ist mit Meerwasser gefüllt. Bei dieser Ausführungsform ist das Dielektrikum ein mit Keramik gefüllter Schaum, wie beispielsweise Barium- Strontium-Titanat, das ein &epsi;' von 2800 bei einer Dichte von 7% aufweist. Das Volumen 60 kann auch mit abwechselnden Keramikscheiben und Schaumabstandshaltern gefüllt sein. Beispielsweise können 20 Keramikscheiben, von denen jede eine Dicke von 0,000744 Metern aufweist, getrennt durch 20 Schaumabstandshalter mit einer Dicke von 0,0097 Metern verwendet werden.
Um in dem Resonator eine stehende Welle zu erzeugen, wird eine kleine mmf in die Struktur eingeführt, beispielsweise unter Verwendung einer Spule mit einer Windung in der Nähe des Meerwasserendes, wie in Fig. 21 gezeigt ist. In diesem Fall ist der Eingang mmf&sub1; gleich I, und die verstärkte mmf&sub2; ist gleich 120,8 I (der Verstärkungsfaktor Qm von 120,8 wurde vorher in Abschnitt II[5] abgeleitet).
Daher gilt an dem offenen Ende:
H(r) = (120,8I)/r
mit einer Druckverteilung gleich:
(u&sub0;/2)H² = (u&sub0;/2)(120,8)² (I²/r²)
Somit ist die Kraft an der Mündung des Wellenleiters:
(u&sub0;/2) (120,8)²I² (1/r²) 2πr dr = u&sub0;(120,8)²πrI² ln(b/a)
somit beträgt die Kraft 0,0576 I² Newton
Die Fläche der Mündung des Wellenleiters beträgt:
π(0,105² - 0,0381²) = 0,03 m²
Daher beträgt der mittlere Druckverlust:
(0,0576/0,03)I² = 1,92 I² Pascal
Dieser Druckverlust tritt über die Tiefe des Fluides auf, die für das B-Feld erforderlich ist, um infolge der Wirbel auf Null zu gehen. Diese Distanz liegt in der Größenordnung von drei Skintiefen oder 0,12 Metern. Daher kann der Resonator einen Druckverlust von 1,92 I² Pascal über 0,12 Meter an Fluid erzeugen, was 16 I² Pa/m entspricht.
Die Konstruktion eines herkömmlichen elektromagnetischen Schubtriebwerkes ist in Fig. 22 gezeigt. Die Abmessungen des Schubtriebwerkkanales betragen 0,33 Meter mal 0,33 Meter mal 3,9 Meter. Das Schubtriebwerk verwendet 1000 A, um 1333 N zu erzeugen. Der Druckverlust beträgt daher 1333/0,33², was 1,22 · 10&sup4; Pascal entspricht. Über eine Länge von 3,9 Metern entspricht dies 3,14 · 10³ Pa/m. Eine Länge einer Elektrode von 0,12 m führt einen Strom von 1000 (0,12/3,9) oder 30,77 A. Wenn dieser Strom an die oben beschriebene Ausführungsform der Erfindung angelegt würde, würde dies 16(30,77)² Pa/m oder 15,1 · 10³ Pa/m erzielen. Somit ist die oben beschriebene Ausführungsform der Erfindung in etwa fünfmal effizienter als das herkömmliche Schubtriebwerk. Ferner erfordert die Erfindung keinen supraleitenden Magneten, um das B-Feld zu liefern.
Die vorliegende Erfindung kann in anderen spezifischen Formen ohne Abweichung vom Schutzumfang ausgeführt werden. Demgemäß ist die Offenbarung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung nur beispielhaft, und der Schutzumfang der Erfindung ist durch die folgenden Ansprüche definiert.

Claims

1. Elektromagnetischer Verstärkerkreis mit einem offenen Kreis aus einem verlustbehafteten magnetischen Material (10), der durch eine Länge des Magnetmaterials (10) und einen Spalt (4) definiert ist, einem Solenoid, das um einen ersten Abschnitt der Länge des Magnetmaterials (10) gewickelt ist, und einer AC-Spannungsquelle (1), die mit dem Solenoid verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Länge eines dielektrischen Materials (11) in einen geschlossenen Kreis geformt ist, wobei ein zweiter Abschnitt der Länge des Magnetmaterials (10) um einen Abschnitt der Länge des dielektrischen Materials (11) gewickelt ist.

2. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, wobei das Magnetmaterial (10) einen Imaginärteil einer komplexen Permeabilität aufweist, der wesentlich größer als 1 ist.

3. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, wobei das Magnetmaterial (10) einen Imaginärteil einer komplexen Permeabilität in einem Bereich eines etwa 1000- bis etwa 5000-fachen einer Permeabilität von freiem Raum aufweist.

4. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, wobei das Magnetmaterial (10) einen Imaginärteil einer komplexen Permeabilität in einem Bereich eines etwa 106 bis etwa 5 · 10&sup6;-fachen einer Permeabilität von freiem Raum aufweist.

5. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, wobei das Magnetmaterial (10) einen Imaginärteil einer komplexen Permeabilität in einem Bereich eines etwa 1- bis etwa 5-fachen einer Permeabilität von freiem Raum aufweist.

6. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, wobei der Kreis in etwa in Resonanz ist, wobei die Resonanz auftritt, wenn die Bedingung g/(ωu&sub0;πρ²) = (ωn&sub1;²&epsi;πr&sub1;²)/lm erfüllt ist, wobei g eine Breite des Spaltes (4) ist, ω eine Winkelfrequenz ist, u&sub0; eine Permeabilität von freiem Raum ist, ρ ein Querschnittsradius des Magnetmaterials (10) ist, lm die Länge des dielektrischen Materials (11) ist, n&sub1; eine Anzahl von Windungen des Magnetmaterials (10) um das dielektrische Material (11) ist, &epsi; eine dielektrische Konstante des dielektrischen Materials (11) ist und r&sub1; ein Querschnittsradius des dielektrischen Materials (11) ist.

7. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, ferner mit einem Flußkonzentrator, wobei der Flußkonzentrator in dem Spalt (4) befestigt ist.

8. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 7, wobei der Flußkonzentrator ein kalter Tiegel ist.

9. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, wobei der Spalt (4) in ein leitfähiges Fluid eingetaucht ist.

10. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, ferner mit einem Mittel, um künstlich zu bewirken, daß das Magnetmaterial (10) einen hohen Verlust aufweist.

11. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, wobei das Mittel ein externes DC-Magnetfeld ist, das an das Magnetmaterial angelegt wird.

12. Elektromagnetischer Verstärkerkreis nach Anspruch 1, wobei die Verstärkungsgröße des elektromagnetischen Verstärkerkreises definiert ist als [(ωn&sub1;²&epsi;πr&sub1;²)/lm] [ωu"ρ²)/1] wobei ω eine Winkelfrequenz ist, n&sub1; eine Anzahl von Windungen des Magnetmaterials (10) um das dielektrische Material (11) ist, &epsi; eine dielektrische Konstante des dielektrischen Materials (11) ist, r&sub1; ein Querschnittsradius des dielektrischen Materials (11) ist, lm die Länge des dielektrischen Materials (11) ist, u" ein Imaginärteil einer komplexen Permeabilität des Magnetmaterials (10) ist, ρ ein Querschnittsradius des Magnetmaterials (10) ist und 1 die Länge des Magnetmaterials (10) ist.

13. Elektromagnetischer Verstärkerkreis mit einer Länge eines ersten verlustbehafteten magnetischen Materials (15), das in einen geschlossenen Kreis geformt ist, einem Solenoid, das um einen ersten Abschnitt der Länge des Magnetmaterials (15) gewickelt ist, einer AC- Spannungsquelle (1), die mit dem Solenoid verbunden ist, wobei die Quelle eine magnetische Quellenimpedanz aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Länge eines dielektrischen Materials (16) in einen geschlossenen Kreis geformt ist, wobei ein zweiter Abschnitt der Länge des ersten magnetischen Materials (15) um einen ersten Abschnitt der Länge des dielektrischen Materials (16) mit einer ersten Anzahl von Windungen gewickelt ist, und daß eine Länge eines zweiten verlustbehafteten magnetischen Materials (17) in einen offenen Kreis mit einem ersten Ende und einem zweiten Ende geformt ist, wobei ein Abschnitt der Länge des zweiten magnetischen Materials (17) um einen zweiten Abschnitt der Länge des dielektrischen Materials (16) mit einer zweiten Anzahl von Windungen gewickelt ist.

14. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 13, ferner mit einer Doppelmagnetkreisvorrichtung mit einer magnetischen Impedanz der Kreisvorrichtung, wobei die ersten und zweiten Enden die Doppelmagnetkreisvorrichtung speisen, und wobei ein Verhältnis der ersten Anzahl von Windungen zu der zweiten Anzahl von Windungen in etwa gleich der Quadratwurzel eines Verhältnisses der magnetischen Quellenimpedanz zu der magnetischen Impedanz der Kreisvorrichtung ist.

15. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 14, wobei die Doppelmagnetkreisvorrichtung eine magnetische Übertragungsleitung ist.

16. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 13, wobei die ersten und zweiten verlustbehafteten magnetischen Materialien im wesentlichen äquivalente Zusammensetzungen aufweisen.

17. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 13, wobei die ersten und zweiten Enden einen Spalt (4) definieren.

18. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 13, wobei der erste Abschnitt der Länge des ersten magnetischen Materials (15) segmentiert ist.

19. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 17, ferner mit einem elektrisch leitenden Einsatz, der in dem Spalt (4) angeordnet ist.

20. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 17, ferner mit einem elektrisch leitenden Fluid, wobei der Spalt (4) in das leitende Fluid eingetaucht ist.

21. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 20, ferner mit einer Abschirmung (5), die den Spalt (4) umgibt, wobei die Abschirmung (5) eine Vielzahl von Fluideinlaßöffnungen (6) und zumindest eine Fluidauslaßdüse (7) aufweist, und wobei die Abschirmung (5) für elektromagnetische Wellen im wesentlichen transparent ist.

22. Elektromagnetischer Kreis nach Anspruch 17, wobei der elektromagnetische Kreis ein Verstärker ist, der eine Verstärkungsgröße aufweist, die als das Verhältnis der zweiten Anzahl von Windungen zu der ersten Anzahl von Windungen definiert ist.

23. Verfahren zur Verstärkung des Magnetfeldes in einem elektromagnetischen Kreis, wobei der elektromagnetische Kreis einen offenen Kreis aus einem verlustbehafteten magnetischen Material (10), das durch eine Länge des Magnetmaterials (10) und einen Spalt (4) definiert ist, ein Solenoid, das um einen ersten Abschnitt der Länge des Magnetmaterials (10) gewickelt ist, und eine AC-Spannungsquelle (1) aufweist, die mit dem Solenoid verbunden ist, gekennzeichnet durch die Schritte, daß:

ein geschlossener Kreis mit einer Länge eines dielektrischen Materials (11) gebildet wird;

ein zweiter Abschnitt der Länge des magnetischen Materials (10) um einen Abschnitt der Länge des dielektrischen Materials (11) gewickelt wird; und

die AC-Spannungsquelle (1) gestartet wird.

24. Verfahren zur Verstärkung des Magnetfeldes in einem elektromagnetischen Kreis des Typs, bei dem ein geschlossener Kreis von einer Länge eines ersten verlustbehafteten magnetischen Materials (15) gebildet wird, wobei ein Solenoid um einen ersten Abschnitt der Länge des ersten magnetischen Materials (15) gewickelt ist, wobei das Solenoid mit einer Spannungsquelle (1) mit der Spannungsquellenimpedanz gekoppelt ist, gekennzeichnet durch die Schritte, daß:

ein geschlossener Kreis von einer Länge eines dielektrischen Materials (16) gebildet wird;

ein zweiter Abschnitt der Länge des ersten magnetischen Materials (15) um einen ersten Abschnitt der Länge des dielektrischen Materials (16) mit einer ersten Anzahl von Windungen gewickelt wird;

ein offener Kreis von einer Länge eines zweiten verlustbehafteten magnetischen Materials (17) gebildet wird, wobei der offene Kreis des zweiten verlustbehafteten magnetischen Materials (17) einen Spalt aufweist, wobei ein Abschnitt der Länge des zweiten magnetischen Materials (17) um einen zweiten Abschnitt der Länge des dielektrischen Materials (16) mit einer zweiten Anzahl von Windungen gewickelt ist; und

eine Spannung an eine AC-Spannungsquelle (1) angelegt wird, die mit dem Solenoid verbunden ist.

25. Verfahren zur Anpassung einer magnetischen Spannungsquellenimpedanz an eine magnetische Lastimpedanz des Typs, wobei ein geschlossener Kreis von einer Länge eines ersten verlustbehafteten magnetischen Materials (15) gebildet wird, wobei ein Solenoid um einen ersten Abschnitt der Länge des ersten magnetischen Materials (15) gewickelt ist, wobei der Solenoid mit einer Spannungsquelle (1) mit der Spannungsquellenimpedanz gekoppelt ist, gekennzeichnet durch die Schritte, daß:

ein offener Kreis von einer Länge eines zweiten verlustbehafteten magnetischen Materials (17) gebildet wird, wobei der offene Kreis des zweiten verlustbehafteten magnetischen Materials (17) die magnetische Lastimpedanz speist, wobei ein Abschnitt der Länge des zweiten magnetischen Materials (17) um einen zweiten Abschnitt der Länge des dielektrischen Materials (16) mit einer zweiten Anzahl von Windungen gewickelt ist; und

die erste Anzahl von Windungen und die zweite Anzahl von Windungen so gewählt ist, daß das Verhältnis der ersten Anzahl von Windungen zu der zweiten Anzahl von Windungen in etwa gleich einer Quadratwurzel des Verhältnisses der magnetischen Spannungsquellenimpedanz zu der magnetischen Lastimpedanz ist.

26. Verfahren nach Anspruch 25, wobei die magnetische Lastimpedanz eine magnetische Übertragungsleitung ist.