DE69610107T2

DE69610107T2 - Verfahren und gerat zur spreitzspektrumkanalschatzung

Info

Publication number: DE69610107T2
Application number: DE69610107T
Authority: DE
Inventors: E. Bottomley
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1995-07-19
Filing date: 1996-07-10
Publication date: 2001-01-11
Anticipated expiration: 2016-07-11
Also published as: DE69610107D1; WO1997004536A1; BR9609549A; AU6647396A; CN1196144A; JPH11509702A; CN1106723C; AU710354B2; KR19990029010A; EP0839412B1; EP0839412A1; US5677930A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein die Verwendung von Codeunterteilungsvielfachzugriffs- (Code Division Multiple Access) (CDMA) Kommunikationsverfahren in Funkkommunikationssystemen und insbesondere Empfänger, die CDMA-Signale unter Verwendung von Kanalabgriffskoeffizienten (Kanal-Tap-Koeffizienten) demodulieren.
Die Mobiltelefonindustrie hat in den Vereinigten Staaten wie auch im Rest der Welt phänomenale Fortschritte im kommerziellen Betrieb gemacht. Das Wachstum in großen Metropolen hat die Erwartungen bei weitem überschritten und gelangt schnell an die Systemkapazität. Falls dieser Trend andauert, werden die Auswirkungen dieses Industriewachstums auch die kleinsten Märkte bald erreichen. Innovative Lösungen sind gefordert, um diese erhöhten Kapazitätsbedürfnisse zu befriedigen, und auch um eine hohe Qualität der Leistungen bereitzustellen, und um ein Ansteigen von Preisen zu verhindern.
In der ganzen Welt ist ein wichtiger Schritt beim Weiterentwickeln von Funkkommunikationssystemen der Wechsel von analoger zu digitaler Übertragung. Genauso wichtig ist die Wahl eines effektiven digitalen Übertragungsschemas für ein Implementieren der Technologie der nächsten Generation. Darüber hinaus wird weitverbreitet angenommen, dass die erste Generation von Personal Communication Networks (PCN), unter Verwendung von billigen schnurlosen Telefonen im Taschenformat, die bequem getragen werden können und die dazu verwendet werden können, Anrufe zuhause, im Büro, in der Straße, Auto, etc. zu tätigen und anzunehmen, beispielsweise von Zellularanbietern bereitgestellt werden, die die digitale zellulare Systeminfrastruktur der nächsten Generation verwenden. Ein wichtiges in diesen neuen Systemen erwünschtes Merkmal ist erhöhte Verkehrskapazität.
Gegenwärtig wird ein Kanalzugriff unter Verwendung von Frequenzunterteilungsvielfachzugriff (Frequency Division Multiple Access) (FDMA) und Zeitunterteilungsvielfachzugriff (Time Division Multiple Access) (TDMA) Verfahren erzielt. Bei FDMA ist ein Kommunikationskanal ein einzelnes Funkfrequenzband, auf das eine Signalübertragungsleistung konzentriert ist. Signale, die mit einem Kommunikationskanal interferieren können, umfassen solche Signale, die auf benachbarten Kanälen (Nachbarkanalinterferenz) und solche, die auf dem gleichen Kanal in anderen Zellen (Co- Kanalinterferenz) übertragen werden. Interferenz mit benachbarten Kanälen wird durch die Verwendung von Bandpassfiltern begrenzt, durch die nur Signalenergie innerhalb des bestimmten Frequenzbandes hindurchtritt. Co- Kanalinterferenz wird durch ein Beschränken von Kanalneuverwendung auf erträgliche Werte beschränkt, indem eine minimale Trenndistanz zwischen Zellen, in denen der gleiche Frequenzkanal verwendet wird, angewendet wird. Wenn jeder Kanal einer anderen Frequenz zugewiesen ist, ist somit eine Systemkapazität durch die zur Verfügung stehenden Frequenzen wie auch durch eine Kanalneuverwendung auferlegte Beschränkungen beschränkt.
In TDMA-Systemen besteht ein Kanal beispielsweise aus einem Zeitschlitz in einer periodischen Abfolge von Zeitintervallen auf der gleichen Frequenz. Jede Periode von Zeitschlitzen wird ein Rahmen (Frame) genannt. Eine Energie eines gegebenen Signals ist auf einen dieser Zeitschlitze beschränkt. Benachbarte Kanalinterferenz wird durch die Verwendung eines Zeittors oder eines anderen Synchronisationselements beschränkt, durch das nur Signalenergie hindurchtreten kann, die zu geeigneter Zeit empfangen wird. Wenn jeder Kanal einem anderen Zeitschlitz zugewiesen ist, ist somit eine Kanalkapazität durch die Anzahl von zur Verfügung stehenden Zeitschlitzen beschränkt wie auch durch die Begrenzungen durch eine Kanalneuverwendung, wie dies mit Bezug auf FDMA beschrieben wurde.
Bei FDMA- und TDMA-Systemen (wie auch bei Hybrid-FDMA/TDMA- Systemen) ist es ein Ziel der Systemdesigner, sicherzustellen, dass zwei potentiell interferierende Signale nicht die gleiche Frequenz zur gleichen Zeit belegen. Im Gegensatz dazu stellt Codeunterteilungsvielfachzugriff (Code Division Multiple Access) (CDMA) ein Kanalzugriffsverfahren dar, das es erlaubt, dass sich Signale sowohl in Zeit als auch in der Frequenz überlagern. CDMA ist eine Art von Spreizspektrumkommunikation, die es bereits seit den Tagen des Zweiten Weltkriegs gibt. Frühe Anwendungen waren vornehmlich militärisch orientiert. Heute jedoch gibt es ein sich vergrößerndes Interesse an der Verwendung von Spreizspektrumsystemen in kommerziellen Anwendungen, da Spreizspektrumkommunikationen hinsichtlich Interferenz Robustheit bereitstellen, die es erlaubt, das multiple Signale die gleiche Bandbreite zur gleichen Zeit belegen. Beispiele solcher kommerziellen Anwendungen umfassen digitale zellulare Funksysteme, Landmobilfunk (land mobile radio) und Innen- und Außenbereichs-Privatkommunikationsnetzwerke.
In einem CDMA-System wird jedes Signal unter Verwendung von Spreizspektrumverfahren übermittelt. Prinzipiell wird ein zu übermittelnder Informationsdatenstrom auf einen Datenstrom mit einer sehr viel höheren Rate, als Signatursequenz bekannt, aufgeprägt. Typischerweise sind die Signatursequenzdaten binär und liefern einen Bitstrom. Eine Art, diese Signatursequenz zu erzeugen besteht in einem Pseudorausch- (PN) -Verfahren, das zufällig erscheint, das jedoch durch einen autorisierten Empfänger repliziert werden kann. Der Informationsdatenstrom und der Hochbitratensignatursequenzstrom werden miteinander durch Multiplikation der zwei Bitströme kombiniert, unter der Annahme, dass die binären Werte der zwei Bitströme durch +1 oder -1 dargestellt werden. Diese Kombination des höher bitratigen Signals mit dem niedriger bitratigen Datenstrom wird Spreizen des Informationsdatenstromsignals genannt. Jedem Informationsdatenstrom oder Kanal wird eine einzigartige Signatursequenz zugewiesen.
Eine Vielzahl von gespreizten Informationssignalen modulieren einen Funkfrequenzträger, beispielsweise mittels binärem Phasenverschiebungsschlüsseln (binary phase shift keying) (BPSK), und werden als ein Kompositsignal gemeinsam an einem Empfänger empfangen. Jedes der gespreizten Signale überlagert alle anderen gespreizten Signale und auch rauschbedingte Signale, sowohl hinsichtlich Frequenz als auch Zeit. Wenn der Empfänger autorisiert ist, dann wird das Kompositsignal mit einer der einzigartigen Signatursequenzen korreliert und das entsprechende Informationssignal kann isoliert und entspreizt werden. Falls eine Quadraturphasenschiebeschlüssel- (quadratur phase shift keying) (QPSK) Modulation verwendet wird, dann kann die Signatursequenz aus komplexen Zahlen (mit reellen und imaginären Teilen) bestehen, wobei die reellen und imaginären Teile verwendet werden, um zwei Träger zur gleichen Frequenz zu modulieren, jedoch mit 90º unterschiedlicher Phase.
Herkömmlich wird eine Signatursequenz verwendet, um ein Bit von Information darzustellen. Ein Empfangen der übermittelten Sequenz oder deren Komplement zeigt an, ob das Informationsbit eine +1 oder -1 ist, manchmal als "0" oder "1" bezeichnet. Die Signatursequenz umfasst normalerweise N Bits, und jedes Bit der Signatursequenz wird ein "Chip" genannt. Die gesamte N-Chip Sequenz, oder ihr Komplement, wird als übertragenes Symbol bezeichnet. Der herkömmliche Empfänger, beispielsweise ein RAKE-Empfänger, korreliert das empfangene Signal mit der komplexen Konjugation der eigenen Signatursequenz, um einen Korrelationswert zu erzeugen. Nur der reelle Teil des Korrelationswertes wird berechnet. Wenn eine große positive Korrelation resultiert, wird eine "0" erfasst; wenn eine große negative Korrelation resultiert, wird eine "1" erfasst. Ein Beispiel eines bekannten RAKE- Empfängers ist im US-Patent Nr. 5,329,547 zu finden.
Die oben erwähnten "Informationsbits" können auch codierte Bits sein, bei denen der verwendete Code ein Block- oder Faltungscode ist. Auch kann die Signatursequenz viel länger als ein einzelnes übermitteltes Symbol sein, in welchem Fall eine Untersequenz der Signatursequenz verwendet wird, um das Informationsbit zu spreizen. In vielen Funkkommunikationssystemen umfasst das empfangene Signal zwei Komponenten: eine I (Inphasen-) Komponente und eine Q (Quadratur-) Komponente. Dieses entsteht, da das übermittelte Signal zwei Komponenten (beispielsweise QPSK) aufweist, und/oder der eintretende Kanal oder die Abwesenheit einer kohärenten Trägerreferenz bewirkt, dass das übermittelte Signal in I- und Q-Komponenten aufgetrennt ist. In einem typischen digitale Signalverarbeitung verwendenden Empfänger werden die empfangenen I- und Q-Komponentensignale abgetastet und zumindest jede T.sub.c Sekunden gespeichert, wobei T.sub.c die Dauer eines Chips ist.
Der herkömmliche RAKE-Empfänger arbeitet gut, vorausgesetzt dass einige Bedingungen erfüllt sind. Die erste Bedingung ist, dass die Autokorrelationsfunktion der Signatursequenz ideal ist, d. h., dass die Signatursequenz mit einer Verschiebung oder sich selbst unkorreliert ist. Falls dies nicht zutrifft, dann interferieren die verschiedenen Signalstrahlen miteinander, was als Selbstinterferenz bezeichnet wird. Die zweite Bedingung ist, dass die Kreuzkorrelation zwischen der Signatursequenz des erwünschten Signals und verschiedenen verschobenen Versionen der Signatursequenzen von anderen CDMA-Signalen Null ist. Falls dies nicht der Fall ist, dann interferieren die anderen CDMA- Signale mit dem erwünschten CDMA-Signal, was eine Leistungsfähigkeit herabsetzt. Dies kann besonders signifikant sein, wenn ein anderes CDMA-Signal eine viel größere Leistung als das erwünschte CDMA-Signal aufweist, allgemein als "Nah-Fern"-Problem bezeichnet. Die dritte Bedingung ist, dass die Interferenz, die durch ein Echo eines übermittelten Symbols bewirkt wird, und die mit einem nächsten übermittelten Symbol überlagert ist, vernachlässigbar sein sollte. Falls dies nicht der Fall ist, dann interferieren die übermittelten Symbole mit vergangenen und zukünftig übermittelten Symbolen, was allgemein als Intersymbolinterferenz (ISI) bezeichnet wird.
Ideale Autokorrelationsfunktionen sind jedoch kommerziell nicht praktikabel zu erzielen aufgrund, beispielsweise, von Bandbreitenbeschränkungen. Demzufolge ist eine Lösung zum Handhaben einer Selbstinterferenz wünschenswert, um die Leistungsfähigkeit eines CDMA-Empfängers zu verbessern.
Ein Verfahren, das in der Literatur gefunden wird, um Vielfachzugriffinterferenz mindern, ist eine Dekorrelation, siehe beispielsweise "Multiuse Detection and Diversity Combining for Wireless CDMA Systems" von Zoran Zvonar, veröffentlicht in Information Networks, Oktober 19-20, 1993, S. 65-89. Darin beschreibt der Autor die potentielle Anwendung eines Dekorrelationsverfahrens auf Signale, bevor die unterschiedlichen Fading-Pfade eines Nutzers kombiniert werden. Dieser Artikel befasst sich jedoch nicht mit den Auswirkungen einer Kanalschätzung in diesem Vorgang.

Zusammenfassung

Die vorliegende Erfindung stellt einen effizienten Ansatz zum Schätzen von Kanalabgriffskoeffizienten bereit, das das Problem einer Selbstinterferenz in CDMA-Systemen beseitigt. In Übereinstimmung mit beispielhaften Ausführungen kann eine Beseitigung einer Eigeninterferenz erzielt werden, indem die Korrelationswerte mit Bezug aufeinander dekorreliert werden.
Eine Dekorrelation wird durchgeführt, beispielsweise indem eine Inverse einer Matrix einschließlich Autokorrelationsfunktionswerten mit einem Vektor von empfangenen Bits multipliziert wird, die mit der Signatursequenz korreliert sind, die dieser Autokorrelationsfunktion zugeordnet ist. Dieser Dekorrelationsvorgang kann beispielsweise vor, nach oder innerhalb bekannter Kanal-Tracking-Verfahren durchgeführt werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorhergehende und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung sind durch Studium der folgenden detaillierten Beschreibung im Zusammenhang mit den Zeichnungen besser zu verstehen:
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Spreizspektrumkommunikationsverbindung;
Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen kohärenten RAKE-Detektors;
Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm eines bekannten Kanalfolgers (Trackers);
Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Ausführung eines Kanalfolgers gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm einer weiteren beispielhaften Ausführung eines Kanalfolgers gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm einer weiteren beispielhaften Ausführung eines Kanalfolgers gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Dekorrelators gemäß der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung

Eine beispielhafte Spreiz-Spektrumkommunikationsverbindung ist in Fig. 1 gezeigt. Zuerst wird in einem Spreizer 102 ein Informationsdatenstrom, der aus Informationssymbolen besteht, auf einen als Signatursequenz bekannten Datenstrom mit viel höherer Rate aufgeprägt, um eine gespreizte oder Übermittlungsdatensequenz zu erzeugen. Es ist allgemein so, dass die Periode der Signatursequenz eine Datensymbolperiode belegt, so dass jedes Datensymbol durch die gleiche N-Chip- Signatursequenz gespreizt wird. Allgemein kann diese Signatursequenz durch reelle und imaginäre Zahlen dargestellt werden, in Entsprechung zum Senden eines Chipwertes auf der Trägerfrequenz (I-Kanal) oder auf einer 90º verschobenen Version der Trägerfrequenz (Q-Kanal). Ebenso kann die Signatursequenz ein Komposit aus multiplen Sequenzen sein, wobei eine dieser Sequenzen ein Walsh-Hadamard Codewort sein kann.
Informationssymbole können M'ary sein, einen von M möglichen Werten annehmen. Beispielsweise werden für M = 2 binäre Symbole verwendet, die durch +1 und -1 Werte dargestellt werden können. Ein Spreizen von Informationssymbol b unter Verwendung einer Signatursequenz s(k), die aus +1 und -1 Chipwerten besteht, ergibt die Übermittlungssequenz t(k):
t(k) = b s(k) (1)
Dieser Spreizbetrieb könnte auch unter Verwendung einer digitalen Logik bestimmt werden, mit Sequenzen von Den und len und Spreizen durch Ausführung von exklusiv-ODER- Operationen. Andere Spreizformen sind möglich. Beispielsweise kann ein Satz von M Bits gespreizt werden, unter Verwendung der Bits, um einen Satz von N Codeworten auszuwählen, wobei N = 2M. Der Satz von Codewörtern könnte ein orthogonaler Satz sein, wie der Walsh-Codewortsatz.
Das gespreizte Signal wird dann auf einen Funkfrequenzträger im Modulator 104 moduliert. Falls die gespreizten Datensymbole binär sind, dann wäre ein binäres Phasenverschiebungsschlüsseln (binary phase shift keying) (BPSK) eine geeignete Modulation. Das modulierte Signal wird zu einer Antenne 106 für eine Übermittlung unter Verwendung elektromagnetischer Wellen geführt. Am Empfänger sammelt eine Empfangsantenne 108 Signalenergie und leitet diese zu einem Funkempfänger 110, der die notwendige Verstärkung, Filterung und Mischungsbetriebsvorgänge bereitstellt, um das Funksignal in ein komplexes Basisbandsignal umzuwandeln, das aus Inphasen (I) und Quadratur (Q) Komponenten besteht, wie im Stand der Technik wohlbekannt. Diese Komponenten werden normalerweise einmal pro Chip-Periode abgetastet und können in einem Puffer gespeichert werden (nicht gezeigt).
Die empfangenen Datenwerte werden zu einem Korrelator 112 geführt, der die empfangenen Datenwerte mit der bekannten Signatursequenz korreliert. Dieser Vorgang wird manchmal als Entspreizen bezeichnet, da die Korrelation die gespreizten Datenwerte kohärent zurück in einen Informationswert zusammenfasst, wenn der Korrelator mit einem Abbild des übermittelten Signals ausgerichtet ist. Die Korrelationen werden zu einem Detektor 114 geführt, der einen erfassten Informationsdatenstrom bereitstellt. Die Art eines verwendeten Detektors hängt von den Charakteristiken des Funkkanals und Komplexitätsbegrenzungen ab.
In drahtlosen Systemen unterliegt der Funkkanal Multipfadfading und Multipfaddispersion, aufgrund von Signalrefflektionen von Gebäuden, Autos oder nahegelegenen Bergzügen. Als eine Folge verläuft das Signal zum Empfänger nicht entlang einer, sondern entlang vieler Pfade, so dass der Empfänger viele Echos oder Strahlen mit unterschiedlichen und zufällig variierenden Verzögerungen und Amplituden empfängt. Das empfangene Signal ist dann zu einem Komposit von multiplen Versionen des übermittelten Signals, die sich entlang unterschiedlicher Pfade ausdehnen, mit relativen Zeitverzögerungen, die normalerweise geringer als eine Informationssymbolperiode sind. Jeder unterscheidbare Strahl hat eine bestimmte Ankunftszeit k Tc Sekunden relativ zur Ankunft des ersten Strahls. Falls t(k) die gespreizten Datenchipwerte bezeichnet und r(k) die empfangenen Chipwerte bezeichnet, wobei k der diskrete Zeitindex ist, dann kann eine Multipfadzeitdispersion wie folgt ausgedrückt werden:
wobei J die Anzahl von Strahlen oder Kanalabgriffe ist, die durch die Multipfaddispersion (Streuung) bewirkt ist, c(j) die komplexwertigen Kanalabgriffskoeffizienten sind, und n(k) Störungen wie beispielsweise Rauschen oder Interferenz modelliert. Als eine Folge einer Multipfadzeitaufweitung produziert der Korrelator 112 mehrere entspreizte Werte, einen für jeden der J-Kanalabgriffe.
Eine Form von Detektoren 114, ausgelegt, um solch einen Funkkanal zu verarbeiten, ist als RAKE-Detektor bekannt. Solch ein Detektor kombiniert die entspreizten Werte kohärent, um die statistische Erfassungssignalleistung zu maximieren. Eine Form des RAKE-Detektors, ausgelegt für binäre Informationssymbole, ist in Fig. 2 gezeigt. Darin werden Korrelationswerte durch eine abgegriffene (getapte) Verzögerungsleitung 202 geführt. Es wird darauf hingewiesen, dass in Fig. 2 (und vielen anderen Figuren), obwohl viele Signalleitungen in einem physikalischen Ausführungsbeispiel solch eines Empfängers vorhanden sind, nur zwei Signalleitungen als Ausgänge von der abgegriffenen Verzögerungsleitung 202 gezeigt sind, um die beschriebenen Konzepte ohne unnötiges Verkomplizieren der Figur zu veranschaulichen. Wenn die Korrelation des am frühesten ankommenden Strahls an einem Ende der abgegriffenen Verzögerungsleitung und die Korrelation des zuletzt ankommenden Strahls am anderen Ende der abgegriffenen Verzögerungsleitung liegt, was einmal pro Informationssymbolperiode auftritt, werden die in der Verzögerungsleitung gespeicherten Werte in Multiplizierern 204 mit RAKE-Abgriffskoeffizienten multipliziert, was Produkte erzeugt, die in einem Addierer 206 aufsummiert werden. Das Vorzeichen der resultierenden Summe wird in 208 festgestellt, unter Lieferung eines erfassten Informationsbitwertes, beispielsweise ±1.
Im mathematischen Sinne ist anzunehmen, dass r(k) = I(k)+iQ(k) die komplexen empfangenen Chipwerte während einer bestimmten Informationssymbolperiode sind, wobei I(k) die I- Komponentenwerte sind, Q(k) die Q-Komponentenwerte sind, i den imaginären Bestandteil bezeichnet, und k der Wertindex ist (beispielsweise ein diskreter Zeitindex). Der Korrelator 112 korreliert diese Datenwerte mit der bekannten Signatursequenz s(k), um zu erzeugen:
wobei * die komplexe Konjugation bezeichnet, was vorzuziehen ist, falls die Signatursequenz komplex ist.
Der RAKE-Detektor gewichtet die Korrelationen und summiert das Ergebnis, um ein Erfassungsstatistik z für ein übermitteltes Symbol b zu erzeugen.
wobei a(j) die RAKE-Abgriffskoeffizienten sind. Theoretisch sollten die RAKE-Abgriffskoeffizienten gleich den Kanalabgriffskoeffizienten sein:
a(k) = c(k) (5)
In der Praxis sind die RAKE-Abgriffskoeffizienten Schätzwerte der Kanalabgriffskoeffizienten, durch einen Kanalfolger 116 bereitgestellt.
Vom bekannten RAKE-Detektor sich unterscheidende kohärente Detektoren sind bekannt. Beispielsweise könnte eine gemeinsame Demodulation verwendet werden, um gemeinsam eine Vielzahl von Kommunikationssignalen zu demodulieren, wie in dem US-Patent Nr. 5,506,861 beschrieben, veröffentlicht April 9, 1996 für Bottomley.
In bekannten Formen von kohärenter Erfassung ist eine Leistungsfähigkeit durch die Genauigkeit der Schätzwerte der Kanalabgriffskoeffizienten, erzeugt durch den Kanalfolger, beschränkt. Ein bekannter Kanalfolger 300 ist in Fig. 3 veranschaulicht. Korrelationswerte werden Informationsentfernern 302 bereitgestellt, die die Korrelationswerte basierend auf der erfassten Information einstellen. Die eingestellten Korrelationen werden Schätzwertaktualisierungsprozessoren 304 bereitgestellt, die die Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerte aktualisieren, die in Speichern 306 gespeichert sind, um aktualisierte Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerte zu erzeugen. Ein Weg, diese Schätzwerte zu aktualisieren ist es beispielsweise, den vorhergehenden Schätzwert mit λ zu gewichten, und dies zum eingestellten und mit (1-λ) gewichteten Korrelation zu addieren. Andere Aktualisierungsformen sind möglich, wie dies dem Fachmann wohlbekannt ist.
Diese bekannten Ansätze liefern genaue Kanalschätzwerte, wenn die Signatursequenz perfekte Autokorrelationseigenschaften aufweist. In praktischen kommerziellen Systemen mit finiten Bandbreitenbeschränkungen ist die Autokorrelation der Signatursequenz mit sich selbst nicht ideal, so dass Echos oder Strahlen des Signals miteinander interferieren, wenn eine Kanalschätzung durchgeführt wird.
Dieses Problem wird durch ein Beispiel veranschaulicht in dem zwei Strahlen (z. B. J = 2) vorhanden sind und keine Störung (z. B. n(k) = 0). Aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich das empfangene Signal als:
r(k) = c(0) b s(k) + c(1) b s(k-d) (6)
wobei d die Verzögerung des zweiten Strahls relativ zum ersten ist. Am Empfänger wird das entspreizte Signal durch Korrelieren der bekannten Signatursequenz s(k) zu den Zeiten erhalten, zu denen Strahlen vorhanden sind. Zur Veranschaulichung wird angenommen, dass die Korrelation durch ein Teilen durch N, die Länge der Sequenz, normalisiert ist. Aus den Gleichungen (3) und (6) ergeben sich Korrelationen x(m) bei m = 0 und m = d als:
x(0) = b c(0) + b c(1) Cs,s(d) (7)
x(d) = b c(0) C·s,s(-d) + b c(1) (8)
wobei Cs,s(d) eine normalisierte aperiodische Autokorrelationsfunktion der Signatursequenz s(k) mit einer Verzögerung d ist. Das heißt,
Die Informationsentferner 302 teilen effektiv die Korrelationen durch das erfasste Informationssymbol, bdet. Wird angenommen, dass kein Erfassungsfehler vorliegt, ergeben sich die eingestellten Werte als:
xa(0) = c(0) + c(1) Cs,s(d) (10)
xa(d) = c(0) Cs,s(-d) + c(1) (11)
Falls die Signatursequenz ideale (perfekte) Autokorrelationseigenschaften aufweist, dann wären Css(d) und C*ss(-d) beide Null und die eingestellten Korrelationswerte würden Momentanschätzwerte der Kanalabgriffskoeffizienten ergeben. Wenn jedoch Css(d) und C*ss(-d) nicht Null sind, dann sind die eingestellten Korrelationswerte durch das Vorhandensein von anderen Signalstrahlen verzerrt. Ein Verwenden von verzerrten Kanalabgriffsschätzwerten im Detektor führt zu einem Leistungsverlust. Somit wird eine bekannte Kanalabgriffskoeffizientenschätzung durch Zwischenstrahleninterferenz verschlechtert, was zu einer Verschlechterung einer Empfängerleistungsfähigkeit führt.
In Übereinstimmung mit beispielhaften Ausführungen der vorliegenden Erfindung kann dieses Interferenzproblem durch ein Dekorrelieren der Korrelationswerte mit Bezug aufeinander gelöst werden. Als eine Folge wird eine Zwischenstrahlinterferenz abgeschwächt.
Dieses Prinzip wird zuerst mit Bezug auf das vorhergehend verwendete Zweistrahlenbeispiel diskutiert. Ausdrücke (7) und (8) können als ein System von zwei Gleichungen mit zwei Unbekannten betrachtet werden, wobei die Unbekannten bc(0) und bc(1) sind (bc0 bzw. bc1 in Gleichung (12) unterhalb). Da die Signatursequenz am Empfänger bekannt ist, ist deren Autokorrelationsfunktion auch bekannt. Somit können Gleichungen (7) und (8) ausgedrückt werden als:
welches die Form Ax = y aufweist. Dem Empfänger ist A und y bekannt und somit kann er nach x auflösen, den Kanalabgriffskoeffizienten. Es wird darauf hingewiesen, dass die Unbekannten keine Zwischenstrahlinterferenz aufweisen.
Eine Weise, diese Gleichung zu lösen, ist es, beide Seiten mit der Inversen zu multiplizieren, so dass x = A&supmin;¹y. In diesem Fall enthält der y-Vektor die gemessenen Korrelationswerte, die Zwischenstrahlkreuzkorrelationsterme enthalten. Die Matrix A&supmin;¹ entfernt effektiv diese Zwischenstrahlkreuzkorrelationsterme, was als ein "Dekorrelieren" der Korrelationswerte voneinander angesehen werden kann. Diese Dekorrelation sollte nicht mit der ursprünglichen Korrelation an der Signatursequenz verwechselt werden, da man das Entspreizen nicht ungeschehen machen möchte. In der Praxis, während Css(d) ungleich Null sind, sind diese normalerweise jedoch nicht zu groß, so dass A&supmin;¹ gut definiert ist.
Abwandlungen dieses Konzepts sind dem Fachmann offensichtlich. Wenn beispielsweise eine Störung vorhanden ist, z. B. n(k)≠0, kann es wünschenswert sein, Rauschleistungsschätzwerte der Diagonalen der A-Matrix zuzuaddieren. Falls Rauschleistungsschätzwerte nicht zur Verfügung stehen, kann ein nominaler Rauschwert addiert werden, basierend auf Standard- oder Beschränkungsbetriebsbedingungen für den Empfänger. Weiter kann der Dekorrelationsansatz einfach auf eine beliebige Anzahl von Strahlen in Entsprechung zu beliebigen Verzögerungszeiten ausgeweitet werden. Für J-Strahlen besteht der Vektor y aus J-Korrelationen und die Matrix A hat J- Zeilen und J-Spalten. Zuletzt können andere Definitionen einer Korrelation verwendet werden, wie beispielsweise eine periodische Korrelation.
Die vorliegende Erfindung wird nun mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben, die einen Kanalfolger gemäss einer beispielhaften Ausführung der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, der den Kanalfolger 116 aus Fig. 1 ersetzen kann. Darin werden Korrelationswerte dem Dekorrelator 402 bereitgestellt, der die Korrelationswerte dekorreliert, so dass eine Zwischenstrahlinterferenz entfernt wird. Die dekorrelierten Werte werden dann beispielsweise einem bekannten Kanalfolger 300 zugeführt, der die dekorrelierten Werte so behandelt, als ob sie Korrelationswerte gemäss Fig. 3 wären. Somit ist der Schritt zur Dekorrelation in dem Kanal-Tracking-Vorgang eingefügt.
Der Dekorrelationsbetrieb muss nicht vor einem bekannten Kanal-Tracking durchgeführt werden. Ein alternatives Ausführungsbeispiel ist in Fig. 5 gezeigt, in dem der Dekorrelator 402 dem bekannten Tracker 300 folgt. Eine dritte Alternative ist in Fig. 6 gezeigt, in dem der Dekorrelationsbetrieb 402 innerhalb des bekannten Kanalfolgers vorgenommen wird, gerade nach der Informationsentfernung. Der Dekorrelationsbetrieb kann auf eine Vielzahl von Arten implementiert werden. Eine beispielhafte Ausführung ist in Fig. 7 gegeben, zu Zwecken einer Illustration und nicht Beschränkung. Der Dekorrelator 402 löst effektiv das System Ax = y für x. Eine Art, dieses durchzuführen, ist es, den Vektor y mit A&supmin;¹ zu multiplizieren, was eine Matrixmultiplikationsoperation darstellt. In Fig. 7 ist dies mit einem Matrixmultiplizierer 700 implementiert. Der Matrixmultiplizierung würden die Korrelationswerte x und die Matrix M bereitgestellt, und würde das Produkt Mx erzeugen. Die Matrix M wäre A&supmin;¹, was vorab berechnet werden könnte, und für verschiedene Kanalabgriffsstellen und Signatursequenzen gespeichert werden könnte. Andere Verfahren zum Lösen von Ax = y sind möglich, einschließlich einer Gaussian Elimination, und alle solche Verfahren werden durch die vorliegende Erfindung berücksichtigt.
In einigen Anwendungen kann es wünschenswert sein, die durch den Kanalfolger verwendeten Korrelationen zu verkürzen, so dass nicht eine Interferenz zwischen Informationssymbolperioden eingeführt wird. Beispielsweise, falls d = 1, dann kann die Entspreizkorrelation nur mit der partiellen Sequenz s(1) bis s(N-2) korrelieren und nicht mit der vollen Sequenz s(0) bis s(N-1).
Die obenbeschriebenen beispielhaften Ausführungen sollen die vorliegende Erfindung in jeder Hinsicht veranschaulichen und nicht beschränken.

Claims

1. Ein Empfänger für ein drahtloses Spreizspektrumkommunikationssystem zum Übermitteln einer Sequenz von Informationssymbolen, wobei der Empfänger umfasst:

eine Vorrichtung (108, 110) zum Empfangen eines Signals unter Verwendung einer Antenne;

eine Vorrichtung (112) zum Verarbeiten des empfangenen Signals, um Korrelationen zwischen dem empfangenen Signal und einer bekannten Signatursequenz zu erzeugen;

eine Vorrichtung (402) zum Entfernen von Zwischenkorrelationsinterferenz von den Korrelationen unter Verwendung der Autokorrelationsfunktion der bekannten Signatursequenz, um dekorrelierte Werte zu erzeugen;

eine Vorrichtung (300) zum Schätzen von Kanalabgriffskoeffizienten unter Verwendung der dekorrelierten Werte;

eine Vorrichtung (114) zum Erfassen der Informationssymbole unter Verwendung der Korrelationen und der Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerte.

2. Der Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Vorrichtung (402) zum Entfernen weiter umfasst:

einen Matrixmultiplizierer, der eine die Autokorrelationsfunktion darstellende Matrix mit einem Vektor multipliziert, der die Korrelationen umfasst.

3. Einen Kanalfolger für einen Spreizspektrumkommunikationsempfänger, der Korrelationen von empfangenen Daten mit einer bekannten Signatursequenz erzeugt, umfassend:

eine Vorrichtung (402) zum Entfernen von Zwischenkorrelationsinterferenz von den Korrelationen unter Verwendung der Autokorrelationsfunktion der bekannten Signatursequenz, um dekorrelierte Werte zu erzeugen; und

eine Vorrichtung (300) zum Verarbeiten der dekorrelierten Werte, um Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerte zu erzeugen.

4. Der Kanalfolger nach Anspruch 3, wobei die Vorrichtung zum Entfernen weiter umfasst:

einen Matrixmultiplizierer zum multiplizieren einer Matrix, die eine Autokorrelationsfunktion betreffende Werte darstellt, mit einem Vektor, der die Korrelationen umfasst.

5. Ein Spreizspektrumkommunikationsempfänger, umfassend:

einen Korrelator (112) zum Empfangen von Daten und Korrelieren der empfangenen Daten mit einer bekannten Signatursequenz, um Korrelationen zu erzeugen;

eine Kanalschätzeinheit (300), um Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerte basierend auf den Korrelationen bereitzustellen;

einen Dekorrelator, der durch den Korrelator erzeugte Zwischenstrahlinterferenz aus den Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerten entfernt, unter Verwendung der Autokorrelationsfunktion der Signatursequenz, um dekorrelierte Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerte zu erzeugen; und

einen Detektor, der die Korrelationen unter Verwendung der dekorrelierten Kanalabgriffsschätzwerte zusammenfasst.

6. Ein Verfahren zum Verarbeiten von empfangenen Spreizspektrumkommunikationssignalen, umfassend die Schritte:

Korrelieren empfangener Daten mit einer bekannten Signatursequenz, um Korrelationen zu erzeugen;

Erzeugen von Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerten basierend auf den Korrelationen;

Zusammenfassen der Korrelationen, um Informationssymbole unter Verwendung der Abgriffskoeffizientenschätzwerte zu bestimmen; und

Entfernen von Zwischenstrahleninterferenz, erzeugt durch den Korrelationsschritt, unter Verwendung der Autokorrelationsfunktion der Signatursequenz, bevor die Korrelationen zusammengefasst werden.

7. Das Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Schritt zum Entfernen weiter den Schritt umfasst:

Entfernen der Zwischenstrahlinterferenz vor einem Erzeugen der Abgriffskoeffizientenschätzwerte, um dekorrelierte Werte zu erzeugen, und Verwenden der dekorrelierten Werte, um die Abgriffskoeffizientenschätzwerte zu erzeugen.

8. Das Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Schritt zum Entfernen weiter den Schritt umfasst:

Entfernen von Zwischenstrahleninterferenz als Teil des Schritts zum Erzeugen der Kanalabgriffskoeffizientenschätzwerte.

9. Das Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Schritt zum Entfernen weiter den Schritt umfasst:

Entfernen von Zwischenstrahleninterferenz von den Kanalabgriffskoeffizienten nach dem Schritt zum Erzeugen der Kanalabgriffskoeffizienten.