DE69605447T2

DE69605447T2 - Verfahren und nichtlineares filter zur verminderung der gleichkanalstörung

Info

Publication number: DE69605447T2
Application number: DE69605447T
Authority: DE
Inventors: Wen Tong; Rui Wang
Original assignee: Nortel Networks Corp; Nortel Networks Corp USA
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1995-11-30
Filing date: 1996-10-09
Publication date: 2000-04-13
Anticipated expiration: 2016-10-10
Also published as: CN1086866C; EP0864206A1; DE69605447D1; JPH11500888A; CA2187480A1; MX9804211A; WO1997020397A1; EP0864206B1; JP3122793B2; CN1207836A; CA2187480C; US5778310A

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf die Verringerung von Gleichkanalstörungen in Kommunikationssystemen. Die Erfindung ist insbesondere jedoch ohne Beschränkung auf Zellularfunk- oder drahtlose Kommunikationssystem anwendbar, die eine Frequenzmodulation verwenden, wie z. B. AMPTS (weiterentwickeltes Mobiltelephonsystem), AMPS_WD (Breitbanddaten-AMPS), CDPD- (zellulare digitale Paketdaten-) Systeme und TDMA- (Zeitvielfachzugriffs-) Systeme unter Einschluß von GSM (globales System für Mobilkommunikation).

Hintergrund der Erfindung

Die Gleichkanalstörung (CCI) ist durch ein oder mehrere Störsignale innerhalb des Frequenzbandes eines Nutzsignals in einem Kommunikationssystem gebildet, und sie stellt einen Schlüsselfaktor dar, der die Frequenzwiederbenutzungsmöglichkeiten von Mobilkommunikationssystemen beschränkt. Die CCI kann nicht durch übliche Filtertechniken verringert werden, weil sie in die Bandbreite des Nutzsignals fällt. Eine Technik zur Verringerung von CCI besteht in der Begrenzung eines empfangenen komplexen Signals, das eine Mischung eines Nutz- FM- (frequenzmoduliertem) Signals und eines unabhängigen schwächeren (d. h. eine geringere mittlere Leistung aufweisenden) CCI-Signals umfaßt. Das FM-Nutzsignal weist eine konstante Hüllkurve auf, während das empfangene Signal aufgrund der CCI eine nicht konstante Hüllkurve aufweist. Der Begrenzer für das komplexe Signal wandelt die Eingangsmischung auf ein Signal mit einer konstanten Hüllkurve um, wobei zumindest eine Hälfte der CCI-Energie außerhalb der Bandbreite des Nutzsignals so transformiert wird, daß sie durch ein Tiefpaßfilter ausgefiltert werden kann. Diese Technik kann durch eine nichtlineare Filterung des Ausgangssignals des Begrenzers für das komplexe Signal ergänzt werden, so daß ein mittlerer CCIC-Gewinn aufgrund des Begrenzers für das komplexe Signal und des nichtlinearen Filters (CLNF) angenähert gleich 6 dB wird.
Die am 8. August 1990 veröffentlichte UK-Patentanmeldung GB-A-2 227 907 mit dem Titel "Improvements in or relating to interference suppressors" beschreibt eine Störunterdrückungseinrichtung unter Verwendung eines Analog-Amplitudenbegrenzers, dessen Ausgang einem linearen Filter zugeführt wird. Die Veröffentlichung "A Modified Adaptive FIR Equalizer for Multipath Echo Cancellation in FM Transmission" von K.-D. Kammeyer et al., IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band SAC-5, Nr. 2, Februar 1987 beschreibt ein lineares Filter und einen digitalen Begrenzer, die die Funktion x(k)/ x(k) für eine Mehrwege-Entzerrung ausführen. Die Veröffentlichung "Quadratic Filters for Signal Processing" von G. L. Sicuranza, Proceedings of the IEEE, Band 80, Nr. 8, Seiten 1263 bis 1285, August 1992 erwähnt auf Seite 1277, daß nichtlineare Polynomfilter für eine adaptive Entzerrung von Kanal-Nichtlinearitäten, für die nichtlineare Entzerrung von digitalen Satellitenkanälen und für die nichtlineare Zwischenzeichen für Kompensation geeignet sein könnten.
Ein Ziel dieser Erfindung besteht in der Schaffung eines verbesserten Verfahrens zur Verringerung der Gleichkanalstörung eines frequenzmodulierten empfangenen Signals und eines nichtlinearen Filters zur Verwendung bei der Durchführung des Verfahrens, das eine weitere Verbesserung des CCIC-Gewinns ergeben kann.

Zusammenfassung der Erfindung

Entsprechend einem Gesichtspunkt ergibt diese Erfindung ein Verfahren zur Verringerung der Gleichkanalstörung eines frequenzmodulierten empfangenen Signals, das eine vorgegebene Signalbandbreite aufweist und durch ein komplexes Signal mit Abtastproben x(k) dargestellt ist, worin (k) eine ganze Zahl ist, mit den folgenden Schritten: Amplitudenbegrenzung jeder Abtastprobe zur Erzeugung einer begrenzten Abtastprobe im wesentlichen gleich x(k)/ x(k) und nichtlineares Filtern der begrenzten Abtastproben zur Verbesserung der Aufhebung der Gleichkanalstörung, wobei der Schritt des nichtlinearen Filterns die folgenden Schritte umfaßt: Erzeugung unterschiedlicher abgeleiteter Versionen der begrenzten Abtastproben, wobei die unterschiedlichen abgeleiteten Versionen eine abgeleitete Version mit einer Potenz von zumindest einer zweiten oder höheren Ordnung der begrenzten Abtastproben einschließen, Kombinieren der unterschiedlichen abgeleiteten Versionen in einer derartigen Weise, daß die Aufhebung der Gleichkanalstörung in der Kombination verbessert wird, und Tiefpaßfiltern von zumindest einer der abgeleiten Versionen, der begrenzten Abtastproben und der Kombination entsprechend der vorgegebenen Signalbandbreite.
Aus Gründen der Klarheit sei hier bemerkt, daß der Ausdruck "Ableitung " hier entsprechend seiner allgemeinen Bedeutung der Ableitung eines Signals von einem anderen verwendet wird, und nicht in seiner begrenzten mathematischen Bedeutung, die sich auf die Steigung einer Funktion bezieht.
Vorzugsweise werden die begrenzten Abtastproben entsprechend der vorgegebenen Signalbandbreite tiefpaßgefiltert, um gefilterte Abtastproben zu erzeugen, und die unterschiedlichen abgeleiteten Versionen werden aus den gefilterten Abtastproben erzeugt. Weiterhin schließt auch der Schritt der Erzeugung unterschiedlicher abgeleiteter Versionen die Schritte der Erzeugung quadrierter gefilterter Abtastproben und die Tiefpaßfilterung der quadrierten gefilterten Abtastproben ein, und die Schritte der Erzeugung und Kombination der verschiedenen abgeleiteten Versionen schließen den Schritt der Bildung eines Produktes der tiefpaßgefilterten quadrierten gefilterten Abtastproben mit einem komplexkonjungierten Wert der gefilterten Abtastproben ein.
Bei einer bevorzguten Ausführungsform des Verfahrens schließen die Schritte der Erzeugung und Kombination der verschiedenen abgeleiteten Versionen weiterhin die Schritte der Erzeugung eines Produktes der gefilterten Abtastproben mit einem komplexkonjugierten Wert der gefilterten Abtastproben und die Entfernung von Gleichspannungskomponenten aus dem Produkt zur Erzeugung eines resultierenden Signals ein, und sie schließen weiterhin die Schritte der Erzeugung eines Produktes der gefilteren Abtastproben, einer Konstante 3 und des resultierenden Signals, die Bildung einer Differenz zwischen diesem Produkt und einer Summe der gefilteren Abtastproben und des Produktes der tiefpaßgefilterten quadrierten gefilterten Abtastproben mit dem komplex-konjugierten Wert der gefilterten Abtastproben und die Tiefpaßfilterung der Differenz entsprechend der vorgegebenen Signalbandbreite ein.
Zur Erleichterung der Tiefpaßfilterung schließt zweckmäßigerweise der Schritt der Tiefpaßfilterung der quadrierten gefilterten Abtastproben die aufeinanderfolgenden Schritte der Aufwärtsabtastung mit einem Faktor von 2, die Tiefpaßfilterung und die Abwärtsabtastung mit einem Faktor von 2 ein.
Die Erfindung ergibt weiterhin ein nichtlineares Filter zur Verringerung der Gleichkanalstörung eines frequenzmodulierten Signals mit einer vorgegebenen Signalbreite, das durch amplitudenbegrenzte komplexe Signalabtastproben dargestellt ist, wobei das nichtlineare Filter folgendes umfaßt: einen ersten Signalpfad, der komplexe Signalverarbeitungseinheiten einschließt, die zur Multiplikation der komplexen Signalabtastproben mit ihren komplex-konjugierten Werten und zur Hochpaßfilterung der Produkte ausgebildet sind, um resultierende Signalabtastproben zu erzeugen, aus denen Gleichspannungskomponenten entfernt sind; einen zweiten Signalpfad, der komplexe Signalbearbeitungseinheiten einschließt, die zur Erzeugung von abgeleiteten Signalabtastproben von zumindest einer Potenz zweiter oder höherer Ordnung der komplexen Signalabtastproben ausgebildet sind; und komplexe Signalkombinationseinheiten, die zur Kombination der resultierenden Signalabtastproben des ersten Signalpfades, der abgeleiteten Signalabtastproben des zweiten Signalpfades und der komplexen Signalabtastproben ausgebildet sind, um kombinierte Signalabtastproben zu erzeugen, die weniger Gleichkanalstörungen aufweisen, als die komplexen Signalabtastproben.
Das nichtlineare Filter schließt vorzugsweise ein Tiefpaßfilter mit einem Durchlaßbereich, der der vorgegebenen Signalbandbreite entspricht, über das die komplexen Signalabtastproben zugeführt werden, und ein Tiefpaßfilter mit einem Durchlaßbereich entsprechend der vorgegebenen Signalbandbreite ein, das so angeordnet ist, daß es die kombinierten Signalabtastproben filtert, um Ausgangssignalabtastproben des nichtlinearen Filters zu erzeugen.
Vorzugsweise schließen die komplexen Signalverarbeitungseinheiten des zweiten Signalpfades einen Multiplizierer, der zum Quadrieren der komplexen Signalabtastproben ausgebildet ist, ein Tiefpaßfilter, das zum Filtern der quadrierten Abtastproben ausgebildet ist, und einen Multiplizierer ein, der zur Multiplikation der gefilterten quadrierten Signale mit den komplexkonjugierten Werten der komplexen Signalabtastproben ausgebildet ist, um die abgeleiteten Signalabtastproben zu erzeugen. Zweckmäßigerweise schließen die komplexen Signalverarbeitungseinheiten des zweiten Signalspfades weiterhin eine Zweifach- Aufwärtsabtasteinrichtung, die dem Tiefpaßfilter vorangeht, und eine Zweifach-Abwärtsabtasteinrichtung ein, die auf das Tiefpaßfilter folgt.
Die komplexen Signalverarbeitungs- und Kombinationseinheiten werden vorzugsweise als Funktionen eines Digitalsignalprozessors geschaffen.
Die Erfindung ergibt weiterhin Vorrichtungen zur Verringerung der Gleichkanalstörungen eines frequenzmodulierten empfangenen Signals mit einer vorgegebenen Bandbreite, das durch ein komplexes Signal mit Abtastproben x(k) dargestellt ist, worin k eine ganze Zahl ist und die Vorrichtung folgendes umfaßt: einen komplexen Signalbegrenzer, der zur Begrenzung jeder Abtastprobe ausgebildet ist, um eine begrenzte Abtastprobe im wesentlichen x(k)/ x(k) zu erzeugen, und ein nichtlineares Filter der vorstehend genannten Art, dem die begrenzten Abtastproben als die komplexen Signalabtastproben zugeführt werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird weiter aus der folgenden Beschreibung anhand der beigefügten Zeichnungen verständlich, in denen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild von Teilen eines drahtlosen digitalen Kommunikationsempfängers zeigt, der einen komplexen Signalbegrenzer und ein nichtlineares Filter (CLNF) gemäß dieser Erfindung einschließt,
Fig. 2 schematisch eine Form des CLNF zeigt, das in der entsprechenden anhängigen Anmeldung mit dem Titel "Co-Channel Interference Reduction" beschrieben ist, die weiter oben genannt wurde,
Fig. 3 eine graphische Darstellung der momentanen Frequenzen zeigt, die zur Erläuterung der Betriebsweise des CLNF nach Fig. 2 nützlich ist,
Fig. 4 schematisch eine Form des CLNF entsprechend einer Ausführungsform dieser Erfindung zeigt,
Fig. 5 schematisch eine modifizierte Form des CLNF 25 nach Fig. 4 zeigt,
Fig. 6 eine graphische Darstellung der momentanen Frquenzen zeigt, die zur Erläuterung der Betriebsweise des CLNF nach den Fig. 4 und 5 nützlich ist, und
Fig. 7 eine graphische Darstellung zeigt, die die Gleichkanalstörungs-Aufhebungs- (CCIC-) Gewinneigenschaften als eine Funktion des Signal-/Störverhältnisses (C/I) zeigt.

Ausführliche Beschreibung der Zeichnungen

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 ist ein Blockschaltbild zu erkennen, das Teile eines drahtlosen Kommunikationsempfängers zeigt, bei dem ein FM-Kommunikationssignal von einer HF- (Hochfrequenz-) Empfängerschaltung und einem Abwärtswandler 10 empfangen wird, um ein Signal zu erzeugen, das abgetastet wird, wobei die Abtastproben durch einen Abtast- und A/D- (Analog-/ Digital-) Wandler 11 in Digitalformat umgewandelt werden. Zur Verringerung von Gleichkanal-Störsignalen (CCI), die innerhalb der Bandbreite des Nutzsignals liegen, werden die digitalen Abtastproben einem Begrenzer für das komplexe Signal und einem nichtlinearen Filter (CLNF) 12 zugeführt. Das Ausgangssignal des CLNF 12 wird wahlweise über weitere (nicht gezeigte) CCI- Reduzierungseinheiten einem (nicht gezeigten) FM-Demodulator zugeführt. Wenn das Empfängersystem einen Teil eines Zellularfunk-Kommunikationssystems bildet, so kann die CCI sich beispielsweise aus der Frequenzwiederbenutzung in anderen Zellen des Systems ergeben und/oder sie kann aus Quellen außerhalb des Kommunikationssystems herrühren. Das CLNF 12 ist in einer integrierten DSP- (digitaler Signalprozessor-) Schaltung gerätemäßig ausgeführt, die in wünschenswerter Weise auch andere Verarbeitungsfunktionen in dem Empfängersystem gerätemäßig ausführt.
Aus Vereinfachungsgründen wird in der folgenden Beschreibung angenommen, daß das Nutzsignal einen AMPS-Sprachkanal belegt, es sei jedoch verständlich, daß die Erfindung auf andere Systeme anwendbar ist, in denen ein FM-Signal (unter Einschluß von frequenzumgetasteten Signalen) einer Gleichkanalstörung ausgesetzt ist. Wie dies gut bekannt ist, weist ein AMPS-Sprachkanal eine Bandbreite von 30 kHz auf und führt ein eine konstante (Amplituden-) Hüllkurve aufweisendes FM-Signal, das ein Sprachsignal mit einer Modulationsfrequenz im Bereich von 300 bis 3400 Hz und ein fiberwachungs-Hörfrequenztonsignal (SAT) mit einer Modulationsfrequenz um 6 kHz herum umfaßt, das weiterhin einen Signalisierungston (ST) mit einer Modulationsfrequenz von 10 kHz einschließen kann. Die Spitzenabweichung oder der Bereich der Frequenzänderung dieser Modulationssignale und von Breitbanddaten, die ebenfalls von dem Sprachkanal geführt werden können, beträgt typischerweise 8 kHz oder weniger. Die Abtastrate beträgt ungefähr 48 kHz.
Im folgenden wird das gewünschte AMPS-Signal als ein komplexes Signal Asejψs(k) mit gleichphasigen und Quadraturphasen- Komponenten bezeichnet, worin As die Amplitude und ψs(k) die Phase jeder Abtastprobe des komplexen Signals ist. Die Differenz erster Ordnung wird als die momentane Frequenz s(k) bezeichnet, und die Differenz zweiter Ordnung s(k) wird als die Änderungsgeschwindigkeit der momentanen Frequenz bezeichnet. Somit ist:
Das CLNF 12 dient in der vorstehend beschriebenen Weise zur Verbesserung des Signal-/Stör- (C/I-) Verhältnisses des abgetasten Signals um einen Faktor, der als der CCI-Aufhebungs- (CCIC-) Gewinn des CLNF bezeichnet wird.
Gemäß Fig. 2 umfaßt eine Form des CLNF 12 einen Begrenzer für das komplexe Signal (im folgenden als komplexer Signalbegrenzer bezeichnet) 20, Tiefpaßfilter (TPF) 21 und 27, eine komplexkonjugierte Funktion 22, Multiplizierer für das komplexe Signal (im folgenden komplexe Signalmultiplizierer) 23 und 24, ein Hochpaßfilter (HPF) 24 und einen Addierer 26 für das komplexe Signal (im folgenden komplexer Signaladdierer). Jedes der TPF 21 und 27 ergibt eine Tiefpaßfilterung der reellen und imaginären Komponenten des ihm zugeführten komplexen Signals, und sie weisen eine Bandbreite von 15 kHz auf, die der des Nutzsignals entspricht (30 kHz, wobei diese auf 0 kHz für das TPF zentriert ist). Die Funktionen des CLNF werden zweckmäßigerweise in einem DSP gerätemäßig ausgeführt, so kann beispielsweise eine einzige TPF-Funktion des DSP dazu verwendet werden, beide TPF 21 und 27 gerätemäßig auszuführen. Jedes TPF weist weiterhin vorzugsweise eine kurze Impulsantwort auf, um die Verarbeitungsverzögerung zu verringern, und es kann beispielsweise ein Butterworth oder Gauß'sches Filter sein.
Der komplexe Signalbegrenzer 20 wird mit einem Eingangssignal x(k) gespeist, von dem angenommen wird, daß es eine Mischung eines Nutzsignals wie vorstehend angegeben und eines schwächeren CCI-Signals ist, das eine Amplitude Ai und eine Phase ψi (k) aufweist. Somit ist:
x(k) = Asejψs(k) + Aiejψi(k)
Der komplexe Signalbegrenzer 20 erzeugt ein komplexes Ausgangssignal xlim(k) entsprechend der folgenden nichtlinearen Funktion:
worin x·(k) die komplex-konjugierte Funktion von x(k) ist. Wenn β = Ai/As gesetzt wird (d. h., das Verhältnis des Eingangssignals zur Störung ist 1/β), und wenn angenommen wird, daß das C/I-Verhältnis hoch ist, d. h. β < < 1 ist, so ergibt die Verwendung der Taylor-Erweiterung und die Vernachlässigung von Ausdrücken höherer Ordnung folgendes:
xlim(k) = ejψs(k) + β/2ejψi(k) - β/2ej(2ψs(k) - ψi(k)) (1)
woraus zu erkennen ist, daß das Signal/Störverhältnis des Ausgangssignals xlim(k) gleich 1/2(β/2)²) ist, so daß der CCIC-Gewinn des komplexen Signalbegrenzers 20 gleich 3 dB ist. Es kann eine Taylor-Erweiterung zweiter Ordnung durchgeführt werden, aus der bestimmt werden kann, daß eine obere Begrenzung des CCIC-Gewinns des komplexen Signalbegrenzers gleich 2(1 - 1,31β²) ist, was sich 3 dB nähert, wenn sich β Null nähert.
Der CCIC-Gewinn des komplexen Signalbegrenzers 20 wird durch den Rest des CLNF 12 verbessert, der ein nichtlineares Filter bildet. Im Einzelnen dienen die Einheiten 21 bis 27 des CLNF 12 zur Verringerung der dominierenden CCI-Ausdrücke oder der CCI- Ausdrücke erster Ordnung im Ausgangssignal des komplexen Signalbegrenzers 20, d. h. der zweiten und dritten Ausdrücke in der letzten vorstehenden Gleichung für xlim(k).
Der Ausgang des komplexen Signalbegrenzers 20 wird durch das TPF 21 gefiltert, dessen Ausgang einem Eingang jedes der komplexen Signalmultiplizierer 23 und 25, einem Eingang des komplexen Signaladdiereres 26 und über die komplex-konjugierte Funktion 22 einem zweiten Eingang des komplexen Signalmultiplizierers 23 zugeführt wird. Der Ausgang des komplexen Signalmultiplizierers 23 wird über das HPF 24, das zur Entfernung von Gleichspannungskomponenten dient und beispielsweise ein IIR- Filter (Filter mit unbegrenzter Impulsantwort) mit einer Charakteristik der Form (1 - z&supmin;¹)/(1 - 0,95 z&supmin;¹) sein kann, einem zweiten Eingang des komplexen Signalmultiplizierers 25 r zugeführt, dessen Ausgang einem subtrahierenden Eingang des komplexen Signaladdierers 26 zugeführt wird. Der Ausgang des komplexen Signaladdierers 26 wird durch das TPF 27 tiefpaßgefiltert.
Die Betriebsweise der Einheiten 21 bis 27 wird nachfolgend unter Bezugnahme auf zwei Fälle erläutert. Aus Bequemlichkeitsgründen wird die Fomulierung xN(k) zur Bezeichnung des Ausgangssignals von der Einheit verwendet, die die Bezugsziffer N aufweist. Beispielsweise bezieht sich x&sub2;&sub1;(k) auf den Ausgang des Tiefpaßfilters 21.
Fall 1 - Die momentane Frequenzdifferenz 2 s(k) - i(k) liegt innerhalb der TPF-Bandbreite.
In diesem Fall ist der Ausgang x&sub2;&sub7;(k) der gleiche wie der Eingang xlim(k)- Dies ist aus der Tatsache zu erkennen, daß das TPF 21 keine Auswirkung hat, so daß x&sub2;&sub1;(k) = xlim(k) ist, mit dem Ergebnis, daß x&sub2;&sub3; (k) = x&sub2;&sub1; (k) x&sub2;&sub2; (k) - x&sub2;&sub1;(k)x&sub2;&sub1;·(k) = 1 ist. Dies ist eine Gleichspannungskomponente, die durch das HPF 24 beseitigt wird, so daß x&sub2;&sub4;(k) = 0 und damit x&sub2;&sub5;(k) = 0 ist. Entsprechend ist x&sub2;&sub6;(k) = y&sub2;&sub1;(k) = xlim(k), was innerhalb der Bandbreite des TPF 27 liegt, so daß x&sub2;&sub7;(k) = xlim(k) ist. Daher ergibt sich keine Verbesserung des CCIC-Gewinns von 3 dB aufgrund der Einheiten 21 bis 27 des CLNF 12 in diesem Fall.
Fall 2 - Die momentane Frequenzdifferenz 2 s(k) - i(k) liegt außerhalb der TPF-Bandbreite.
In diesem Fall werden die Ausdrücke in der vorstehenden Gleichung für xlim(k) beseitigt. Das TPF 21 filtert den dritten Ausdruck in der vorstehenden Gleichung (1) für xlim(k) aus. Entsprechend ergeben sich die Ausgangssignale der Einheiten 21 und 23 bis 27 unter Vernachlässigung der Ausdrucke zweiter Ordnung (β²) aus den folgenden Gleichungen:
x&sub2;&sub1;(k) = ejψs(k) + β/2ejψi(k)
x&sub2;&sub3;(k) = 1 + β/2ej(ψi(k) - ψs(k)) + β/2ej(ψs(k) - ψi(k))
x&sub2;&sub5;(k) = β/2ejψi(k) + β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
x&sub2;&sub6;(k) = ejψs(k) - β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
x&sub2;&sub7;(k) = ejψs(k)
Somit wird der CCIC-Gewinn aufgrund des CLNF 12 in diesem Fall sehr groß (im Idealfall unendlich).
Unter der Annahme, daß die beiden Fälle eine gleiche Wahrscheinlichkeit aufweisen, ergibt sich eine mittlere Verbesserung der CCIC aufgrund des CLNF 12 um einen Faktor von 2 gegenüber dem komplexen Signalbegrenzer 20 allein, sowie ein Gesamt-CCIC- Gewinn für das CLNF 12, der sich 6 dB nähert, während sich β dem Wert von 0 nähert.
Die vorliegenden Erfinder haben festgestellt, daß die Betriebsweise des nichtlinearen Filters des vorstehend beschriebenen CLNF 12 durch eine graphische Darstellung gemäß Fig. 3 dargestellt werden kann, in der die Achsen die momentanen Frequenzen s(k) und i(k) des Nutzsignals bzw. der Störung darstellen. Wie dies aus der vorstehenden Beschreibung zu erkennen ist, kann sich jede dieser Momentanfrequenzen innerhalb der Signalbandbreite (±15 kHz für ein AMPS-Signal der vorstehend beschriebenen Art) ändern, so daß sich die momentanen Frequenzen in einem quadratischen Bereich 30 ändern können, der auf den Ursprung der Achsen für die momentanen Frequenzen gemäß Fig. 3 zentriert ist. Wenn ±B die auf 0 kHz zentrierte Signalbandbreite darstellt, so schneiden die Seiten des quadratischen Bereiches 30 die Achsen bei ±B, wie dies in Fig. 3 gezeigt ist. Aus Gründen der Klarheit sind die Achsen innerhalb dieses quadratischen Bereiches 30 in Fig. 3 nicht gezeigt. Unter der Annahme, daß die momentanen Frequenzen s(k) und i(k) gleichförmig innerhalb der Signalbandbreite verteilt und von dieser statistisch unabhängig sind, so ergibt sich eine Verteilung gleicher Wahrscheinlichkeit für alle Punkte in dem quadratischen Bereich 30.
Innerhalb des Bereiches 30 entspricht der vorstehende Fall 1 einem mit G1 identifizierten weißen Bereich, und der Fall 2 entspricht den mit G2 bezeichneten Bereichen, die mit horizontalen Linien markiert sind. G1 und G2 werden weiterhin zur Darstellung der CCIC-Gewinne für die beiden Fälle und damit für Punkte in den jeweiligen Bereichen verwendet. Es ist zu erkennen, daß in Übereinstimmung mit dem vorstehenden Kriterium zur Unterscheidung zwischen den Fällen 1 und 2 die Begrenzungslinien zwischen den Bereichen G1 und G2 die Gleichung 2 s(k) - i(k) = ±B erfüllen. Unter der Annahme einer Verteilung mit gleicher Wahrscheinlichkeit, wie dies weiter oben angegeben wurde, stellt der weiße Bereich G1 eine Wahrscheinlichkeit P1 für den vorstehend erläuterten Fall 1 dar, für den der CCIC-Gewinn gleich G1 ist, und die Bereiche G2 stellen eine Wahrscheinlichkeit P2 für den vorstehend erläuterten Fall 2 dar, für den der CCIC-Gewinn auf G2 vergrößert ist. Der Gesamt-CCIC-Gewinn G ergibt sich aus der folgenden Gleichung:
worin n die Anzahl der Bereiche ist, d. h. für Fig. 2 ist n = 2.
Die vorliegende Erfindung geht von diesem neuartigen Verständnis aus und erstreckt dieses dadurch, daß erkannt wird, daß eine weitere Verbesserung des CCIC-Gewinns erzielt werden kann, wenn der weiße Bereich G1 in der graphischen Darstellung verringert werden kann, während gleichzeitig große (idealerweise undendliche) CCIC-Gewinne in anderen Bereichen der graphischen Darstellung außerhalb des weißen Bereiches aufrechterhalten werden. Insbesondere erkennt die Erfindung, daß eine aufwendigere Verarbeitung des begrenzten komplexen Signals in dem nichtlinearen Filter dazu führen kann, daß die graphische Darstellung nach Fig. 3 in eine größere Anzahl von Bereichen unterteilt wird, wobei der weiße Bereich G1 verkleinert wird und die anderen Bereiche ausreichend hohe Verhältnisse des CCIC-Gewinns zur Wahrscheinlichkeit (d. h. Fläche) haben, damit der durch die Gleichung (2) gegebene Gesamt-CCIC-Gewinn G verbessert wird.
Obwohl sich ein abnehmendes Ergebnis bei der Verbesserung des Gesamt-CCIC-Gewinns mit aufeinanderfolgenden Zunahmen der Verarbeitung ergibt und die Art der erforderlichen Verarbeitung bestimmt werden muß, um die gewünschte Verbesserung des Gesamt- CCIC-Gewinns hervorzurufen, schafft die vorliegende Erfindung zumindest einige Formen des CLNF 12, die nachfolgend beschrieben werden, und bei denen eine wesentliche Verbesserung des Gesamt- CCIC-Gewinns mit einer sehr kleinen Zunahme an Verarbeitung erreicht wird. Es wird in Betracht gezogen, daß andere Formen des CLNF, die Potenzen höherer Ordnung der komplexen Signalabtastproben und eine umfangreichere Verarbeitung beinhalten können, entwickelt werden können, wodurch sich noch weitere Verbesserungen des CCIC-Gewinns ergeben würden.
In Fig. 4 ist eine verbesserte Form des CLNF 12 dargestellt, das Einheiten und Funktionen 40 bis 47 umfaßt, die die gleichen wie die jeweiligen Einheiten und Funktionen 20 bis 27 sind, die vorstehend anhand der Fig. 2 beschrieben wurden, wobei sie in der gleichen Weise angeordnet sind, mit der Ausnahme, daß ein komplexer Signalmultiplizierer 45 mit einer zusätzlichen Multiplikation mit einer Konstante von 3 vorgesehen ist, und daß der komplexe Signaladdierer 46 mit einem zusätzlichen Summiereingang versehen ist. Das CLNF nach Fig. 4 umfaßt weiterhin einen komplexen Signalmultiplizierer 48, der zum Quadrieren des Ausganges des TPF 41 vorgesehen ist, ein TPF 49, das zur Tiefpaßfilterung des Ausganges des komplexen Signalmultiplizierers 48 vorgesehen ist, und einen komplexen Signalmultiplizierer 50, der zur Multiplikation des Ausganges des TPF 49 mit dem komplexkonjugierten Ausgang der Funktion 42 vorgesehen ist, wobei der Ausgang dieses komplexen Signalmultiplizierers dem zusätzlichen Summiereingang des komplexen Signaladdierers 46 zugeführt wird.
Ebenso wie die TPF 41 und 47 hat das TPF 49 eine kurze Impulsantwort und eine Bandbreite, die der Signalbandbreite entspricht. Dies ist jedoch die doppelte Handbreite der TPF 41 und 47, weil die Signalbandbreite durch die Quadrierung verdoppelt wird, die durch den unmittelbar vorhergehenden komplexen Signalmultiplizierer 48 hervorgerufen wird. Obwohl der DSP, in dem das CLNF 12 gerätemäßig ausgeführt ist, eine getrennte TPF- Funktion for das TPF 49 einschließen könnte, kann diese Komplikation sehr einfach durch die modifizierte Form des CLNF nach Fig. 4 vermieden werden, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist.
Die modifizierte Form des CLNF 12 nach Fig. 5 ist gleich der nach Fig. 4, jedoch mit der Ausnahme, daß das TPF 49 nach Fig. 4 durch aufeinanderfolgende Funktionen 51 bis 53 ersetzt ist, und daß eine kompensierende komplexe Signalverzögerung 54 in dem komplexen Signalpfad von dem TPF 41 zu den Einheiten und Funktionen 42, 43, 45 und 46 vorgesehen ist. Die Funktion 51 ist eine Zweifach-Aufwärts-Abtast- oder Interpolationsfunktion, die Funktion 52 ist ein TPF, das identisch zu den TPF 41 und 47 sein kann, und die Funktion 53 ist eine Zweifach-Abwärts-Abtast- oder Dezimiereinrichtung. Die Kombination dieser Funktionen entspricht dem die doppelte Bandbreite aufweisenden TPF 49 nach Fig. 4, doch wird sie einfacher in dem DSP gerätemäßig ausgeführt, weil die gleiche TPF-Funktion, die bereits für die TPF 41 und 47 vorliegt, für das TPF 52 wieder verwendet werden kann. Die Funktionen 51 bis 53 führen weiterhin eine Verzögerung von beispielsweise zwei Abtastperioden ein, und» diese wird in den parallelen Pfaden zum Ausgang des CLNF 12 durch die Verzögerungsfunktion 54 kompensiert.
Aus Gründen der Einfachheit und Klarheit wird in der folgenden Beschreibung der Betriebsweise des CLNF lediglich auf das CLNF nach Fig. 4 bezug genommen, es ist jedoch verständlich, daß ähnliche Bemerkungen in gleicher Weise für das modifizierte CLNF 12 nach Fig. 5 gelten.
Fig. 6 zeigt eine graphische Darstellung, die die Betriebsweise des CLNF 12 nach Fig. 4 in einer ähnlichen Weise beschreibt, wie die Darstellung nach Fig. 3 für die Betriebsweise des CLNF 12 nach Fig. 2. Für das CLNF 12 nach Fig. 4 werden nachfolgend sechs Fälle betrachtet und in Fig. 6 durch die Bereiche G1 bis G6 in dem Bereich 60 dargestellt, wobei die CCIC-Gewinne ebenfalls durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Zur Klarheit bei der Unterscheidung dieser Bereiche in Fig. 6 ist der Bereich G1 weiß, die Bereiche G2 sind kreuzweise straffiert, und die Bereiche G3 bis G6 sind jeweils mit einen weiten Abstand aufweisenden horizontalen Linien, einen geringen Abstand aufweisenden horizontalen Linien, einen großen Abstand aufweisenden vertikalen Linien und einen geringen Abstand aufweisenden vertikalen Linien dargestellt. In Übereinstimmung mit den Kriterien zur Unterscheidung der sechs nachfolgend erläuterten Fälle erfüllen die Begrenzungslinien der Bereiche G1 bis G6 die Gleichungen
In der folgenden Betrachtung der sechs Fälle werden Ausdrücke zweiter Ordnung (β²) in den Gleichungen vernachlässigt, und es wird eine ähnliche Schreibweise wie die vorstehend beschrie bene verwendet, beispielsweise bezieht sich x&sub4;&sub8;(k) auf den Ausgang des komplexen Signalmultiplizierers 48.
Fälle 1 bis 4 - Die momentane Frequenzdifferenz 2 s(k) - i(k) liegt innerhalb der Signalbandbreite.
In diesen Fällen gilt:
x&sub4;&sub1;(k) = xlim(k) = ejψs(k) + β/2ejψi(k) - β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
und der Ausgang der komplex-konjugierten Funktion 42 ist:
x&sub4;&sub2;(k) = e - jψs(k) + β/2e - jψi(k) - β/2e - j(2ψs(k) - ψi(k))
so daß ähnlich zu der vorstehenden Beschreibung bezüglich Fig. 2 der Wert von x&sub4;&sub3;(k) = 1 und damit x&sub4;&sub4;(k) = x&sub4;&sub5;(k) = 0 ist. Der Ausgang des komplexen Signalmultiplizierers 48 ist:
x&sub4;&sub8;(k) = (x&sub4;&sub1;(k))² = ej2ψs(k) + βej(ψs(k) + ψi(k)) - βej(3ψs(k) - ψi(k))
Es kann an dieser Stelle festgestellt werden, daß die Exponenten in den zweiten und dritten Ausdrücken der vorstehenden Gleichung für x&sub4;&sub8;(k) den vorstehenden Begrenzungslinien- Gleichungen für die Unterteilung des Bereiches 60 in die zusätzlichen Bereiche entsprechen, wie dies in Fig. 6 gezeigt ist.
Fall 1-
liegen innerhalb der Bandbreite. In diesem Fall (Bereich G1 der Fig. 6) hat das TPF 49 keine Wirkung, so daß x&sub4;&sub9;(k) = x&sub4;&sub8;(k) ist und:
x&sub5;&sub0;(k) = x&sub4;&sub9;(k)x&sub4;&sub2;(k)=ejψs(k) + β/2ejψi(k) - β/2ej(2ψ(k) - ψi(k))
x&sub4;&sub7;(k) = x&sub4;&sub6;(k) = x&sub4;&sub1;(k) - x&sub4;&sub5;(k) + x&sub5;&sub0;(k) = 2ejψs(k) + βejψi(k) - βej(2ψs(k) -ψi(k))
ist, woraus zu erkennen ist; daß sich keine Verbesserung ergibt, d. h. die CCIC-Verstärkung G1 = 3 dB ist.
Fall 2 s(k) - i(k) liegt innerhalb der Signalbandbreite, während s(k) + i(k) außerhalb der Signalbandbreite liegt. In diesem Fall (Bereiche G2 der Fig. 6) filtert das TPF 49 die außerhalb des Bandes liegenden Komponente von x&sub4;&sub8;(k) aus, so daß:
x&sub4;&sub9;(k) = ej2ψs(k) - βej(3ψs(k) - ψi(k))
x&sub5;&sub0;(k) = x&sub4;&sub2;(k)x&sub4;&sub9;(k) = ejψs(k) - β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
x&sub4;&sub7;(k) = x&sub4;&sub6;(k) = x&sub4;&sub1;(k) - x&sub4;&sub5;(k) + x&sub5;&sub0;(k) = 2ejψs(k) - βej(2ψs(k) - ψi(k))
ist, woraus zu erkennen ist, daß der CCIC-Gewinn G2 = 6 dB ist.
Fall 3 - 3 s(k) - i(k) liegt außerhalb der Signalbandbreite, während s(k) + i(k) innerhalb der Signalbandbreite liegt. In diesem Bereich (Bereiche G3 der Fig. 6) filtert das TPF 49 die außerhalb der Bandbreite liegenden Komponenten von x&sub4;&sub9;(k) aus, so daß:
x&sub4;&sub9;(k) = ej2ψs(k) + βej(ψs(k) + ψi(k))
x&sub5;&sub0;(k) = x&sub4;&sub2;(k)x&sub4;&sub9;(k) = ejψs(k) + β/ejψi(k) + β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
x&sub4;&sub7;(k) = x&sub4;&sub6;(k) = x&sub4;&sub1;(k) - x&sub4;&sub5;(k) + x&sub5;&sub0;(k) = 2ejψs(k) + βejψi(k))
ist, woraus zu erkennen ist, daß der CCIC-Gewinn G3 = 6 dB ist.
Fall 4 - 3 s(k) - i(k) und s(k) + i(k) liegen außerhalb der Signalbandbreite. In diesem Fall (Bereiche G4 der Fig. 6) filtert das TPF 49 beide außerhalb der Bandbreite liegenden Komponenten von x&sub4;&sub9;(k) aus, so daß:
x&sub4;&sub9;(k) = ej2ψs(k)
x&sub5;&sub0;(k) = x&sub4;&sub2;(k)x&sub4;&sub9;(k) = ejψs(k) - β/2ejψi(k) + β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
x&sub4;&sub7;(k) = x&sub4;&sub6;(k) = x&sub4;&sub1;(k) - x&sub4;&sub5;(k) + x&sub5;&sub0;(k) = 2ejψs(k)
ist, woraus zu erkennen ist, daß der CCIC-Gewinn G4 sehr groß (in idealer Weise unendlich) ist.
Fälle 5 & 6 - Die momentane Frequenzdifferenz 2 s(k) - i(k) liegt außerhalb der Signalbandbreite.
In diesen Fällen gilt ähnlich zu der vorstehenden Beschreibung bezüglich der Fig. 2:
x&sub4;&sub1;(k) = ejψs(k) + β/2ejψi(k)
x&sub4;&sub2;(k) = e - jψs(k) + β/2e - jψi(k)
x&sub4;&sub3;(k) = 1 + β/2ej(ψi(k) - ψs(k) + β/2ej(ψs(k) - ψi(k))
x&sub4;&sub4;(k) = β/2ej(ψi(k) - ψs(k)) + β/2ej(ψs(k) - ψi(k))
mit der zusätzlichen Multiplikation mit der Konstanten 3 in dem komplexen Signalmultiplizierer 45 ergibt sich:
x&sub4;&sub5;(k) = 3x&sub4;&sub1;(k)x&sub4;&sub4;(k) = 3β/2ejψi(k) + 3β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
Der Ausgang des Komplexen Signalmultiplizierers ist:
x&sub4;&sub8;(k) = (x&sub4;&sub1;(k))² = ej2ψs(k) + βej(ψs(k) + ψi(k))
Fall 5 - s(k) + i(k) liegt innerhalb der Signalbandbreite.
In diesem Fall hat (Bereiche G5 der Fig. 6) das TPF 49 keine Wirkung, so daß x&sub4;&sub9;(k) = x&sub4;&sub8;(k) ist und
x&sub5;&sub0;(k) = x&sub4;&sub2;(k)x&sub4;&sub9;(k) = ejψs(k) + βejψi(k) + β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
x&sub4;&sub6;(k) = x&sub4;&sub1;(k) - x&sub4;&sub5;(k) + x&sub5;&sub0;(k) = 2ejψs(k) - βej(2ψs(k) - ψi(k))
ist, deren letzte Komponente durch das TPF 47 entfernt wird, so daß:
x&sub4;&sub7;(k) = 2ejψs(k)
ist, woraus zu erkennen ist, daß der CCIC-Gewinn G5 sehr groß ist (in idealer Weise unendlich).
Fall 6 - s(k) + i(k) liegen außerhalb der Signalbandbreite.
In diesem Fall (Bereiche G6 der Fig. 6) filtert das TPF 49 die außerhalb der Bandbreite liegende Komponente von x&sub4;&sub8;(k) aus, so daß:
x&sub4;&sub9;(k) = ej2ψs(k)
x&sub5;&sub0;(k) = x&sub4;&sub2;(k)x&sub4;&sub9;(k) = ejψs(k) + β/2ej(2ψs(k) - ψi(k))
x&sub4;&sub6;(k) = x&sub4;&sub1;(k) - x&sub4;&sub5;(k) + x&sub5;&sub0;(k) = 2ejψs(k) - βejψi(k) - βej(2ψs(k) - ψi(k)).
ist, deren letzte Komponente durch das TPF 47 entfernt wird, so daß:
x&sub4;&sub7;(k) = 2ejψs(k) - βejψi(k)
ist, woraus zu erkennen ist, daß der CCIC-Gewinn G6 = 6 63 ist.
Diese CCIC-Gewinnergebnisse Gi und die zugehörigen Wahrscheinlichkeiten Pi entsprechend den jeweiligen Bereich in Fig. 6 sind für die 6 Fälle oder Werte von i in der folgenden Tabelle zusammengefaßt:
Die Anwendung der Gleichung (2) auf diese Werte ergibt einen Gesamt-CCIC-Gewinn, der sich 8 dB nähert, wenn sich β 0 nähert.
Fig. 7 zeigt eine graphische Darstellung des Gesamt-CCIC- Gewinns gegenüber dem Verhältnis zwischen dem Eingangssignal zur Störung, wobei eine Linie 72 die CCIC-Gewinncharakteristik für das CLNF nach Fig. 2 zeigt, während eine Linie 74 die CCIC- Gewinncharakteristik für das CLNF nach Fig. 4 oder 5 zeigt. Es ist aus dieser graphischen Darstellung zu erkennen, daß das CLNF nach den Fig. 4 oder 5 nicht nur eine wesentliche Verbesserung des Gesamt-CCIC-Gewinns gegenüber dem des CLNF nach Fig. 2 ergibt, sondern auch seinen CCIC-Gewinn bei niedrigeren Verhältnissen des Eingangssignals zur Störung aufrechterhält (beispielsweise von weniger als 6 dB, wie dies dargestellt ist), und damit an einer Stelle, an der die Notwendigkeit für eine verbesserte CCIC-Gewinn besonders groß ist. Somit ergibt das CLNF nach Fig. 4 oder 5 eine beträchtliche Verbesserung gegenüber dem CLNF nach Fig. 2.
Unter erneuter Bezugnahme auf die Fig. 5 und die vorstehende Tabelle ist zu erkennen, daß sich diese Verbesserung daraus ergibt, daß ein sehr großer CCIC-Gewinn in den Bereichen G4 und G5 aufrechterhalten wird, die zusammen die Hälfte des Bereiches 60 einnehmen, während der weiße Bereich G1, in dem sich keine Verbesserung des CCIC-Gewinns von 3 dB ergibt, halbiert ist, so daß er lediglich gleich einem Viertel des Bereiches 60 ist, wobei der CCIC-Gewinn auf 6 dB in den anderen Bereichen G2, G3 und G6 verdoppelt ist, die insgesamt ein Viertel des Bereiches 60 ergeben. Die Verringerung des Bereiches G1 wird als Ergebnis der Begrenzungslinien zwischen den Bereichen G1, G3, G5 und den Bereichen G2, G4, G6 und der Begrenzungslinien zwischen den Bereichen G3, G4 und G1, G2 erreicht. Wie dies weiter oben angegeben wurde, entsprechen diese Begrenzungslinien den Exponenten in der Gleichung für x&sub4;&sub8;(k) und ergeben sich damit als Ergebnis der Verarbeitung von Signalen unter Einschluß der Quadrierung des begrenzten und tiefpaßgefilterten komplexen Signals in dem komplexen Signalmultiplizierer 48.
Es ist zu erkennen, daß die gleichen Prinzipien zumindest möglicherweise auf die Verarbeitung von Potenzen höherer Ordnung des begrenzten und tiefpaßgefilterten komplexen Signals angewandt werden können, um den Bereich G1 weiter zu verringern, während die vergrößerten CCIC-Gewinne in anderen Bereichen aufrechterhalten werden, wodurch eine weitere Verbesserung des Gesamt-CCIC-Gewinns hervorgerufen werden kann (mit einer umfangreicheren Signalverarbeitung). Beispielsweise ist zu erkennen, daß ein Potenzieren des begrenzten und tiefpaßgefilterten komplexen Signals x&sub4;&sub1;(k) zur dritten Potenz zu einem Signal führen würde, das eine Komponente mit einem Exponenten hat, der den Ausdruck 4ψ3(k) - ψi(k) einschließt, was Begrenzungslinien in einer graphischen Darstellung ähnlich der nach Fig. 6 entspricht, die die Gleichung 4 s(k) - i(k) = ±B haben, wodurch der Bereich G1 weiter verkleinert wird. Die Verarbeitung eines derartigen Signals mit anderen Signalen unter Verwendung der Prinzipien dieser Erfindung ergibt die Möglichkeit für derartige weitere Verbesserungen. Diese Prinzipien können so betrachtet werden, als ob sie die folgenden Schritte umfassen:
1. Bestimme Signalkombinationen, die von dem Ausgang x&sub4;&sub0;(k) des Begrenzers 40 für das komplexe Signal abgeleitet werden können und die exponentielle Komponenten haben, die den Begrenzungslinien auf einer graphischen Darstellung für die Momentanfrequenz in der Form nach Fig. 3 oder Fig. 6 entsprechen, wodurch der Bereich G1 verkleinert werden kann. Diese Bestimmung kann beispielsweise Potenzen des komplexen Signals x&sub4;&sub0;(k) vor der Tiefpaßfilterung und/oder des komplexen Signals x&sub4;&sub1;(k) nach der Tiefpaßfilterung oder von komplex-konjugierten Werten dieser Signale allein oder in verschiedenen Kombinationen einschließen und kann Ausdrücke zweiter Ordnung oder höherer Ordnung in der Taylor-Erweiterung der Gleichung für das komplexe Signal x&sub4;&sub0;(k) berücksichtigen.
2. Bestimme Signalverarbeitungsfunktionen und Kombinationen, die für jede der sich daraus ergebenden Bereiche der graphischen Darstellung für die Momentanfrequenz zu einer Verbesserung des CCIC-Gewinns für diesen Bereich führen. Auch diese Bestimmung kann Ausdrücke zweiter Ordnung oder höherer Ordnung sowie die Ausdrücke erster Ordnung berücksichtigen, wie bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung. Bei dieser Bestimmung ist es zweckmäßig, zunächst die größten Bereiche der graphischen Darstellung für die Momentanfreguenz zu identifizieren und Signalverarbeitungsfunktionen und Kombinationen auszuwählen, die im wesentlichen vollständig die Störkomponenten in diesen Bereichen aufheben (beispielsweise wie in den vorstehenden Bereichen G5).
3. Bestimme die resultierende CCIC-Gewinncharakteristik entsprechend der Gleichung (2) und wähle ein optimales Ergebnis aus.
Es kann rückblickend festgestellt werden, daß diese Prinzipien auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung angewandt wurden. So ist im Schritt 1 eine Quadrierung (Potenz von 2) des begrenzten und tiefpaßgefilterten komplexen Signals x&sub4;&sub1;(k) in dem komplexen Signalmultiplizierer 48 ausgewählt, was in der vorstehend erläuterten Weise dazu führt, daß die in Fig. 6 gezeigten Begrenzungslinien den Bereich G1 halbieren. In den Schritten 2 und 3 werden dann Signalverarbeitungsfunktionen und Kombinationen unter Einschluß des TPF 49, des komplexen Signalmultiplizierers 50, der Konstante 3, die auf den komplexen Signalmultiplizierer 45 angewandt wird, und die Addition in dem komplexen Signaladdierer 46 bestimmt, und es wird ein optimales Ergebnis in einer Weise ausgewählt, die im wesentlichen vollständig die Störkomponenten in den größten Bereichen G5 und auch in den Bereichen G4 aufhebt und den CCIC-Gewinn in den anderen Bereichen G2, G3 und GE verbessert.
Es ist zu erkennen, daß man entsprechend dieser Prinzipien zu verschiedenen Formen des CLNF 12 bei verschiedenen Pegeln einer verbesserten Betriebsleistung im Gegenzug zu verschiedenen Werten einer umfangreicheren Signalverarbeitung gelangt. Diese und andere äquivalente Anordnungen können anstelle der speziellen Form des CLNF 12 vorgesehen werden, das vorstehend ausführlich beschrieben wurde. Beispielsweise ist zu erkennen, daß eine direkt äquivalente Anordnung zu der Form des CLNF nach Fig. 4 dadurch geschaffen werden kann, daß der komplex-konjugierte Wert des Signals x&sub4;&sub1;(k) quadriert, das Ergebnis tiefpaßgefiltert und dieses mit dem normalen (nicht konjugierten) x&sub4;&sub1;(k) multipliziert wird, anstelle der anderen Reihenfolge, wie sie weiter oben beschrieben wurde. Diese und vielfältige andere Änderungen, Abweichungen und Anpassungen können an den speziellen Ausführungsformen der vorstehend beschriebenen Erfindung durchgeführt werden, ohne den Grundgedanken der Erfindung zu verlassen, wie er in den Ansprüchen definiert ist.

Claims

1. Verfahren zur Verringerung der Gleichkanal-Störung eines frequenzmodulierten empfangenen Signals, das eine vorgegebene Signalbandbreite aufweist und durch ein komplexes Signal dargestellt ist, das Abtastproben x(k) aufweist, worin k eine ganze Zahl ist, mit den folgenden Schritten:

Amplitudenbegrenzung jeder Abtastprobe zur Erzeugung einer begrenzten Abtastprobe, die im wesentlichen gleich x(k)/ x(k) ist, und

nichtlineares Filtern der begrenzten Abtastproben zur Verbesserung der Aufhebung der Gleichkanalstörung, wobei der Schritt der nichtlinearen Filterung die folgenden Schritte umfaßt:

Erzeugen unterschiedlicher abgeleiteter Versionen der begrenzten Abtastproben, wobei die unterschiedlichen abgeleiteten Versionen eine abgeleitete Version von zumindest einer Potenz zweiter oder höherer Ordnung der begrenzten Abtastproben einschließen,

Kombination der unterschiedlichen abgeleiteten Versionen in einer derartigen Weise, daß die Aufhebung der Gleichkanalstörung in der Kombination verbessert wird, und

Tiefpaßfiltern von zumindest einer der abgeleiteten Versionen, der begrenzten Abtastproben und der Kombination entsprechend der vorgegebenen Signalbandbreite.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die begrenzten Abtastproben entsprechend der vorgegebenen Signalbandbreite tiefpaßgefiltert werden, um gefilterte Abtastproben zu erzeugen, und daß die unterschiedlichen abgeleiteten Versionen aus den gefilterten Abtastproben erzeugt werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der Schritt der Erzeugung unterschiedlicher abgeleiteter Versionen den Schritt der Erzeugung von quadrierten gefilterten Abtastproben einschließt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Schritt der Erzeugung unterschiedlicher abgeleiteter Versionen weiterhin den Schritt der Tiefpaßfilterung der quadrierten gefilterten Abtastproben einschließt.

5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem die Schritte der Erzeugung und Kombination der verschiedenen abgeleiteten Versionen den Schritt der Bildung eines Produktes der tiefpaßgefilterten quadrierten gefilterten Abtastproben mit einem komplexkonjugierten Wert der gefilterten Abtastproben einschließen.

6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die Schritte der Erzeugung und Kombination der verschiedenen abgeleiteten Versionen weiterhin die Schritte der Erzeugung eines Produktes der gefilterten Abtastproben mit einem komplex-konjugierten Wert der gefilterten Abtastproben und der Entfernung von Gleichspannungskomponenten aus dem Produkt einschließen, um ein resultierendes Signal zu erzeugen.

7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Schritte der Erzeugung und Kombination der verschiedenen abgeleiteten Versionen weiterhin die Schritte der Erzeugung eines Produktes der gefilterten Abtastproben, einer Konstante von 3 und des resultierenden Signals, die Bildung einer Differenz zwischen diesem Produkt und einer Summe der gefilterten Abtastproben und des Produktes der tiefpaßgefilterten quadrierten gefilterten Abtastprobene mit dem komplex-konjugierten Wert der gefilterten Abtastproben und die Tiefpaßfilterung der Differenz entsprechend der vorgegebenen Signalbandbreite einschließen.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, bei dem der Schritt der Tiefpaßfilterung der quadrierten gefilterten Abtastproben die aufeinanderfolgenden Schritte der Aufwärtsabtastung mit einem Faktor von 2, eine Tiefpaßfilterung und eine Abwärts abtastung mit einem Faktor von 2 umfaßt.

9. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt der Erzeugung der unterschiedlichen abgeleiteten Versionen den Schritt der Erzeugung von quadrierten gefilterten Abtastproben einschließt.

10. Nichtlineares Filter zur Verringerung der Gleichkanalstörung eines frequenzmodulierten Signals, das eine vorgegebene Signalbandbreite aufweist und durch amplitudenbegrenzte komplexe Signalabtastproben dargestellt ist, wobei das nichtlineare Filter folgendes umfaßt:

einen ersten Signalpfad, der komplexe Signalverarbeitungseinheiten einschließt, die zur Multiplikation der komplexen Signalabtastproben mit ihren komplex-konjugierten Werten und zur Hochpaßfilterung der Produkte zur Erzeugung resultierender Signalabtastproben angeordnet sind, aus denen Gleichspannungskomponenten entfernt sind,

einen zweiten Signalpfad, der komplexe Signalverarbeitungseinheiten einschließt, die zur Erzeugung von abgeleiteten Signalabtastproben mit einer Potenz von zumindest einer zweiten oder höheren Ordnung der komplexen Signalabtastproben angeordnet sind, und

Kombinationseinheiten für das komplexe Signal, die zur Kombination der resultierenden Signalabtastproben des ersten Signalpfades, der abgeleiteten Signalabtastproben des zweiten Signalpfades und der komplexen Signalabtastproben ausgebildet sind, um kombinierte Signalabtastproben zu erzeugen, die eine geringere Gleichkanalstörung als die komplexen Signalabtastproben haben.

11. Nichtlineares Filter nach Anspruch 10, das ein Tiefpaßfilter mit einem Durchlaßbereich einschließt, der der vorgegebenen Signalbandbreite entspricht, über das die komplexen Signalabtastproben zugeführt werden.

12. Nichtlineares Filter nach Anspruch 11 oder 12, das ein Tiefpaßfilter mit einem Durchlaßbereich einschließt, der der vorgegebenen Signalbandbreite entspricht, und das so ausgebildet ist, daß es die kombinierten Signalabtastproben filtert, um Ausgangssignalabtastproben des nichtlinearen Filters zu erzeugen.

13. Nichtlineares Filter nach Anspruch 10, 11 oder 12, bei dem die komplexen Signalverarbeitungseinheiten des zweiten Signalpfades einen Multiplizierer, der zum Quadrieren der komplexen Signalabtastproben ausgebildet ist, ein Tiefpaßfilter, das zum Filtern der quadrierten Abtastproben ausgebildet ist, und einen Multiplizierer einschließen, der zur Multiplikation der gefilterten quadrierten Signale mit den komplex-konjugierten Werten der komplexen Signalabtastproben ausgebildet ist, um die abgeleiteten Signalabtastproben zu erzeugen.

14. Nichtlineares Filter nach Anspruch 13, bei dem die komplexen Signalverarbeitungseinheiten des zweiten Signalpfades weiterhin eine Zweifach-Aufwärts-Abtasteinrichtung, die dem Tiefpaßfilter vorangeht, und eine Zweifach-Abwärts-Abtasteinrichtung einschließen, die auf das Tiefpaßfilter folgt.

15. Nichtlineares Filter nach einem der Ansprüche 10 bis 14, bei dem die komplexen Signalverarbeitungs- und Kombinationseinheiten als Funktionen eines digitalen Signalprozessors vorgesehen sind.

16. Vorrichtung zur Verringerung der Gleichkanalstörung eines frequenzmodulierten empfangenen Signals, das eine vorgegebene Signalbandbreite aufweist und durch ein komplexes Signal mit Abtastproben x(k) dargestellt ist, wobei k eine ganze Zahl ist, wobei die Vorrichtung folgendes umfaßt:

einen komplexen Signalbegrenzer, der zur Begrenzung jeder Abtastprobe zur Erzeugung einer begrenzten Abtastprobe ausgebildet ist, die im wesentlichen gleich x(k)/ x(k) ist, und

ein nichtlineares Filter nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dem die begrenzten Abtastproben als die genannten komplexen Signalabtastproben zugeführt werden.