DE69603697T2

DE69603697T2 - Schaltnetzteil mit transformator und rückkopplung durch primärwicklung

Info

Publication number: DE69603697T2
Application number: DE69603697T
Authority: DE
Inventors: Franciscus Schoofs
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1995-10-02
Filing date: 1996-09-20
Publication date: 2000-02-17
Anticipated expiration: 2016-09-21
Also published as: DE69603697D1; JP3690814B2; WO1997013314A1; KR987000724A; JPH10510699A; KR100405118B1; CN1166241A; EP0795230A1; US5757625A; EP0795230B1; CN1047039C

Description

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil mit einer ersten und einer zweiten Speiseklemme zum Anschluss einer Primärspeisespannung; einem Transformator mit einer Primärwicklung mit einem mit der ersten Speiseklemme gekoppelten ersten Wicklungsende und einem zweiten Wicklungsende und mit einer Rückkopplungswicklung zum Generieren eines Messsignals; einem steuerbaren Schaltelement, das zwischen das zweite Wicklungsende und die zweite Speiseklemme geschaltet ist, um durch Öffnen und Schließen des Schaltelements unter der Steuerung eines Ansteuerungssignals einen periodisch unterbrochenen Primärstrom durch die Primärwicklung zu erzeugen; Ansteuerungsmitteln zum Generieren des Ansteuerungssignals in Reaktion auf das Messsignal, wobei die Rückkopplungswicklung die Primärwicklung ist.
Ein derartiges Netzteil, bekannt aus dem US-Patent 4 425 611 und dem US- Patent 5 138 543, kann hohe Wirksamkeit und kleine Abmessungen haben und ist zur Verwendung in unter anderem Standby-Netzteilen für Monitore und Fernsehgeräte, batteriebetriebene Apparate, wie z. B. Rasierer, tragbare Audio- und Videoapparatur und in preiswerten modularen Netzteilen beispielsweise für Computer geeignet.
Schaltnetzteile (SMPS) mit einem Transformator werden insbesondere dann verwendet, wenn aus Sicherheitsgründen eine elektrische Trennung zwischen der zu speisenden Last und dem elektrischen Netz gefordert wird. Außerdem ist es bei einem geeigneten Wicklungsverhältnis möglich, aus der verhältnismäßig hohen Netzspannung eine verhältnismäßig niedrige Ausgangsspannung abzuleiten, ohne dass das Schaltelement unakzeptabel kurze Zeit geschlossen zu werden braucht oder unakzeptabel große Ströme zu führen braucht. Bei solchen Netzteilen ist es notwendig, Informationen über die Ausgangsspannung an der Sekundärseite des Transformators zu den Steuerungsmitteln für das Schaltelement an der Primärseite des Transformators zu übertragen. Die Übertragung der gewünschten Leistung erfolgt über den Transformator, und zwar von der Primärseite zur Sekundärseite. Für die Übertragung der Informationen über die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom ist ein Rückkopplungspfad von der Sekundärseite zur Primärseite erforderlich, der den gleichen Sicherheitsanforderungen hinsichtlich der elektrischen Tren nung zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung genügen muss. Diese Anforderungen sind in Richtlinien und Normen festgelegt.
Eine erste allgemein bekannte Lösung für einen solche Rückkopplungspfad ist der Optokoppler. Dieser Optokoppler hat den Nachteil, dass er an der Sekundärseite eine spezielle Schaltung zum Umwandeln der Ausgangsspannung in einen geeigneten Strom für die Photodiode des Optokopplers erfordert und an der Primärseite eine spezielle Schaltung zum Anpassen der Ausgangsspannung des Optokopplers an die Ansteuerungsmittel des Schaltelements.
Ein anderes bekanntes Rückkopplungsverfahren nutzt eine spezielle Rückkopplungswicklung, die Informationen über die Ausgangsspannung an der Sekundärseite liefert und zum Speisen der Steuerungselektronik an der Primärseite genutzt werden kann. Während der Zeit, in der das Schaltelement offen ist, wird Leistung von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung übertragen und die Spannung an der zusätzlichen Rückkopplungswicklung erweist sich dann als Maß für die Ausgangsspannung an der Sekundärseite. Diese Technik wird unter anderem in einem im Handel erhältlichen Offline-Schaltregler LT 1103/1105 von Linear Technology verwendet.
Die Rückkopplungswicklung macht jedoch den Entwurf des Transformators teurer und komplizierter. Die Rückkopplungswicklung sollte nämlich zwei einander widersprechende Anforderungen erfüllen, und zwar eine zufriedenstellende magnetische Kopplung mit der Sekundärwicklung und eine zufriedenstellende Trennung von der Sekundärwicklung. Diese Anforderungen sind bei kleineren Abmessungen des Transformators noch schwieriger zu erfüllen.
In dem bekannten Netzteil ist die Rückkopplungswicklung die Primärwicklung. Somit wird die Primärwicklung selbst als Rückkopplungswicklung verwendet. Die Vorteile einer Messung der Ausgangsspannung an der Primärwicklung des Transformators sind: ein einfacherer und preiswerterer Transformator, geringerer Selbstkostenpreis und weniger Bauelemente, wenn alle elektronischen Elemente an der Primärseite in einer einzigen Schaltung integriert sind.
Das Messsignal an der Primärwicklung ist nur dann für die Ausgangsspannung repräsentativ, wenn die Sekundärwicklung Strom liefert. In Anbetracht dessen kann, wie aus dem US-Patent 5 448 469 bekannt ist, das Schaltnetzteil mit Zeitfenstermitteln versehen sein zum Generieren eines Zeitfenstersignals, um das Messsignal im offenen Zustand des Schaltelements zeitselektiv weiterzuleiten. Somit wird das Messsignal an der Primärwicklung nur während einer bestimmten Zeitdauer verwendet.
Der Erfindung liegt als Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil zu verschaffen, in dem das Zeitfenster sich automatisch an verschiedene Bedingungen anpasst. Gemäß der Erfindung ist das Netzteil der eingangs definierten Art dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil Zeitfenstermittel zum Generieren eines Zeitfenstersignals umfasst, um das Messsignal im offenen Zustand des Schaltelements zeitselektiv weiterzuleiten, wobei die Zeitfenstermittel umfassen: erste Mittel zum Detektieren eines Nulldurchgangs im Primärstrom nach Öffnen des Schaltelements; zweite Mittel zum Detektieren eines Nulldurchgangs in einer an der Primärwicklung herrschenden Primärspannung nach Öffnen des Schaltelements; und eine Logikeinheit mit einem Setzeingang zum Empfangen eines von den ersten Mitteln generierten Setzsignals und mit einem Rücksetzeingang zum Empfangen eines von den zweiten Mitteln generierten Rücksetzsignals und mit einem Ausgang zum Liefern des Zeitfenstersignals.
Die ersten Mittel detektieren das Ende der Kommutation, die zweiten Mittel detektieren den Zeitpunkt, zu dem der Sekundärstrom im unstetigen Leitungsbetrieb, d. h. der Sekundärstrom nimmt auf null ab, bevor das Schaltelement wieder geschlossen wird, auf null abfällt, oder im stetigen Leitungsbetrieb, in dem der Sekundärstrom nicht auf null abnimmt, das Vorzeichen wechselt. Das Speicherelement verhindert fehlerhafte Zeitfenster. Es sei bemerkt, dass auf Wunsch das Ende des Zeitfensters im stetigen Leitungsbetrieb mit dem Zeitpunkt, zu dem das Schaltelement geschlossen wird, zusammenfallen kann.
Infolge der Streuinduktivität des Transformators wird der Magnetisierungsstrom nicht unmittelbar von der Primärseite zur Sekundärseite kommutiert. Während der Dauer der Kommutation fließen Ströme sowohl in der Primär- als auch in der Sekundärschaltung. Die Spannung an der Primärwicklung steigt dann schnell auf einen großen Wert an. Diese hohe Spannung kann mit einer als Snubber bezeichneten Schaltung begrenzt werden. Dieser Snubber wird in einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils verwendet, die durch die Merkmale von Anspruch 2 gekennzeichnet wird. Die Tatsache, dass der durch den Snubber fließende Strom null wird, ist eine Anzeige für das Ende der Kommutation und den Anfang des Zeitfensters. Auf Wunsch kann jedoch der Anfang des Zeitfensters auch auf den Zeitpunkt verschoben werden, zu dem die Kommutation beginnt, d. h. auf den Zeitpunkt, zu dem das Schaltelement geöffnet wird.
In Schaltnetzteilen ohne Snubber verläuft der Primärstrom durch parasitäre Kapazitäten, wenn das Schaltelement sich öffnet, und zerfällt. In diesem Fall kann der Primärstrom direkt gemessen werden, und eine Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Mittel eine Schnittstellenschaltung zum Umwandeln eines durch die Primärwicklung fließenden Signalstroms in das Setzsignal umfassen. Die Tatsache, dass der Strom durch die Primärwicklung null wird, zeigt hier den Anfang des Zeitfensters an.
Die genannte Ausführungsform mit Snubber-Strommessung kann weiterhin durch die Merkmale von Anspruch 3 gekennzeichnet werden. Diese Ausführungsform ist nicht nur sehr einfach, sondern ist auch zur Verwendung in einer integrierten Schaltung mit bipolaren oder unipolaren (MOS-)Hochspannungstransistoren geeignet. Die erste Speiseklemme kann dann direkt mit einer hohen gleichgerichteten Netzspannung verbunden werden.
In Netzteilen ohne Snubber-Schaltung kann kein Snubber-Strom gemessen werden. Die Ausführungsform kann dann weiterhin durch die Merkmale von Anspruch 4 gekennzeichnet werden. Der erste Widerstand liegt jetzt in Reihe mit der Primärwicklung.
Um das Ende des Zeitfensters zu bestimmen, wird eine Ausführungsform der Erfindung durch die Merkmale von Anspruch 8 gekennzeichnet. Diese Ausführungsform ist auch sehr einfach und ist zur Integration mit Hochspannungstransistoren geeignet. Der zweite Widerstand wandelt die Spannung am zweiten Wicklungsende in einen Strom um, der in den dritten Transistor fließt. Das unidirektionale Element wirkt als Klammer, um zu verhindern, dass die Spannung an der ersten Hauptelektrode des zweiten Transistors die Speisespannung übersteigt. Der Strom durch den zweiten Widerstand ist ein Maß für die Spannung an der Primärwicklung und wirkt einerseits als Anzeige für den Anfang des Zeitfensters und andererseits als Messsignal.
Die Steuerelektrode des ersten Transistors empfängt eine Vorspannung aus einer Vorspannungsquelle, die durch die Merkmale von Anspruch 6 gekennzeichnet werden kann. Der zweite Transistor kann wieder ein Hochspannungstransistor sein.
Der erste Transistor liefert einen Signalstrom, der in der Schnittstellenschaltung weiterverarbeitet wird, die hierzu durch die Merkmale von Anspruch 7 gekennzeichnet werden kann. Die Eingangsruhestromquelle wirkt somit auch als Referenz, mit der der Signalstrom des ersten Transistors verglichen werden muss.
Der dritte Transistor liefert auch einen Signalstrom, der in einer Ausführungsform weiterverarbeitet wird, die hierzu durch die Merkmale von Anspruch 9 gekenn zeichnet werden kann. Der Signalstrom des zweiten Transistors wird somit zum Generieren des Rücksetzsignals mit dem Bezugsstrom verglichen.
Die Steuerelektrode des dritten Transistors erhält eine Vorspannung aus einer Vorspannungsquelle, die durch die Merkmale von Anspruch 10 gekennzeichnet werden kann. Die zweite Eingangsruhestromquelle wirkt als Anlaufstromquelle und kann einen Strom liefern, der in Bezug auf den Strom durch den dritten Transistor relativ klein ist. Der weitere Ausgangszweig des zweiten Stromspiegels erzwingt einen Strom durch den vierten Transistor, welcher Strom nahezu gleich dem durch den dritten Transistor ist, wodurch eine korrekte Anpassung zwischen den Einstellungen des dritten und des vierten Transistors erhalten wird.
Während des Zeitfensters ist der Signalstrom des dritten Transistors ein Maß für die Spannung an der Sekundärwicklung. Um ein Regelsignal für die Ansteuerungsmittel aus diesem Signalstrom abzuleiten, wird das Schaltnetzteil weiterhin durch die Merkmale von Anspruch 11 gekennzeichnet. Auf diese Weise wird nur ein Anschlusspunkt für einen Haltekondensator benötigt und gibt es nur einen einzigen Schalter für das Generieren des Regelsignals. Wenn das Schaltnetzteil im Stromregelungsbetrieb arbeitet, kann das erfindungsgemäße Schaltnetzteil weiterhin durch die Merkmale von Anspruch 12 gekennzeichnet werden. Infolge dieser Regelung ist die Amplitude des ersten Messsignals nahezu gleich dem Spitzenwert des zweiten Messsignals, und daher besteht eine feste Beziehung zwischen der Spannung am Haltekondensator und dem Spitzenstrom durch das Schaltelement. Dies ermöglicht es, die Spannung am Haltekondensator für wechselnde Lasten zu kompensieren. Gemäß der Erfindung wird jetzt eine Lastkompensation mit den Merkmalen von Anspruch 13 erhalten. Die Spannung am Haltekondensator ist ein Maß für den Spitzenstrom. Kompensation wird jetzt erhalten, indem ein Kompensationssignal aus dieser Spannung abgeleitet und mit dem noch nicht integrierten Messsignal kombiniert wird und indem anschließend mit Hilfe des steuerbaren Schalters nur das kombinierte Signal in das Zeitfenster durchgelassen wird. Das Kompensationssignal tritt durch das gleiche Zeitfenster wie das Messsignal und wird somit um den gleichen Faktor abgeschwächt. Dieses Kompensationsverfahren kann auch in Schaltnetzteilen mit einer zusätzlichen Messwicklung verwendet werden
Wenn das Schaltnetzteil im unstetigen Leitungsbetrieb arbeitet, kann in dem integrierten Messsignal ein anderer Fehler auftreten, wenn das Zeitfenster bei einer Vorzeichenumkehr der Spannung an der Primärwicklung nach Öffnen des Schaltelements endet.
Der Fehler erweist sich dann als proportional zur Schaltfrequenz. Gemäß der Erfindung wird eine Korrektur hierfür dadurch erhalten, dass das Schaltnetzteil weiterhin ein mit dem Haltekondensator gekoppeltes stromführendes Element zum Entladen des Haltekondensators mit einem Korrekturstrom umfasst, und auf Wunsch kann der Korrekturstrom proportional zur Häufigkeit des Öffnens und Schließen des Schaltelements sein.
Ein fester Wert des Korrekturstroms ist ausreichend, wenn die Schaltfrequenz des Schaltnetzteil fest ist oder innerhalb schmaler Grenzen schwankt. Insbesondere für Schaltnetzteile mit variablen Schaltfrequenzen wird eine verfeinerte Korrektur mit einem Korrekturstrom erhalten, der proportional zur Häufigkeit des Öffnen und Schließen des Schaltelements ist. Für ein hierfür geeignetes stromführendes Element sei auf die europäische Patentanmeldung Nr. EP-A-0.574.982 verwiesen, die eine getaktete Ladungspumpe darlegt, die einen pulsierenden Strom im Rhythmus eines Taktsignals liefert und die in jeder Periode des Taktsignals eine wohldefinierte Ladungsmenge abgibt.
Wenn die Kommutationszeit in der Fensterdauer enthalten ist, ermöglicht das stromführende Element auch die Korrektur des statischen Fehlers in dem Messsignal infolge der in dem Messsignal durch die Kommutation erzeugten Signalverteilung.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines Signals in einem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil;
Fig. 3 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
Fig. 4 eine schematische Darstellung von Signalen, die in einem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil auftreten;
Fig. 5 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
Fig. 6 eine Variante eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
Fig. 7 eine alternative Variante eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
Fig. 8 eine weitere alternative Variante eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
In den Figuren haben Elemente oder Teile mit der gleichen Funktion oder gleichem Zweck gleiche Bezugszeichen.
Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils. Das Netzteil empfängt eine Primärspeisespannung Ui an einer ersten Speiseklemme 2 und einer zweiten Speiseklemme 4. Diese Primärspeisespannung kann eine Gleichspannung oder eine gleichgerichtete Wechselspannung sein, beispielsweise die Netzspannung. Als Beispiel wird angenommen, dass die Spannung an der ersten Speiseklemme 2 relativ zur Spannung an der zweiten Speiseklemme 4, die als geerdet betrachtet wird, positiv ist. Ein steuerbares Schaltelement 6 und die Primärwicklung 8 eines Transformators 10 sind zwischen die erste Speiseklemme 2 und die zweite Speiseklemme 4 in Reihe geschaltet, wobei ein erstes Wicklungsende 12 mit der ersten Speiseklemme 2 und ein zweites Wicklungsende 14 mit dem steuerbaren Schaltelement 6 verbunden ist. Das steuerbare Schaltelement 6 kann beispielsweise einen bipolaren Transistor oder einen MOS-Transistor umfassen. Der Transformator 10 umfasst weiterhin eine Sekundärwicklung 16, die mittels einer Diode 18 mit einem Glättungskondensator 20 verbunden ist und eine Last 22, hier als Widerstand dargestellt, aber eine beliebige andere Last, wie z. B. ein Motor, eine aufladbare Batterie oder ein zu speisendes elektrisches Gerät, ist auch möglich. Die Punkte neben den Wicklungen des Transformators 10 geben die Wicklungsrichtung an. Das steuerbare Schaltelement 6 wird von einem Ansteuerungssignal Ud, das von Ansteuerungsmitteln 24 geliefert wird, die die Impulsbreite des Ansteuerungssignals Ud in Abhängigkeit von einem Regelsignal Uc verändern, periodisch geöffnet und geschlossen. Eine Snubber-Schaltung mit einer Diode 26, einer Zenerdiode 28 und einem Widerstand 30 ist parallel zur Primärwicklung 8 geschaltet. Die Spannung am Widerstand 30 wird mit einer ersten Schnittstellenschaltung 32 gemessen, die die Spannung am Widerstand 30 in ein Snubber-Signal Isn umwandelt. Die Spannung Usw am zweiten Wicklungsende 14 wird mit einer zweiten Schnittstellenschaltung 34 gemessen und in ein Messsignal Im umgewandelt. Das Snubber-Signal Isn und das Messsignal Im werden einer Logikeinheit 36 zugeführt, die aus diesen Signalen ein Fenstersignal WS generiert. Das Messsignal Im wird auch einem steuerbaren Schalter 38 zugeführt, der das Messsignal Im unter der Steuerung des Fenstersignals WS weiterleitet. Das somit zeitselektiv übertragene Messsignal Im wird in einem Integrierer 40 integriert, der das Regelsignal Uc für die Ansteuerungsmittel 24 generiert.
Die Funktionsweise des Schaltnetzteils ist an sich bekannt. Wenn das steuerbare Schaltelement 6 geschlossen wird, steigt der Primärstrom Ip linear an, wobei die Diode 18 gesperrt ist. Nach Öffnen des steuerbaren Schaltelements 6 wird die angehäufte magnetische Energie zur Sekundärwicklung 16 übertragen. Infolge der Streuinduktivität wird der Magnetisierungsstrom nicht unmittelbar zur Sekundärseite kommutiert und während einer Kommutationszeit tc fließen Ströme sowohl in der Primärwicklung 8 als auch in der Sekundärwicklung 16. Der Primärstrom Ip nimmt dann sehr schnell ab und erzeugt an der Primärwicklung 8 eine sehr große positive Spannungsspitze, die von der Zenerdiode 28 der Snubber-Schaltung begrenzt wird. Fig. 2 zeigt die Spannung Usw am zweiten Wicklungsende 14, die die Summe aus der Speisespannung Ui und der Primärwicklungsspannung ist. Infolge der Kommutation ändern die Wicklungsspannungen die Vorzeichen, so dass die Diode 18 in der Sekundärschaltung leitend wird und die gespeicherte Energie zur Last 22 übertragen wird. Der Sekundärstrom Is nimmt dann ab, bis das Schaltelement 6 wieder eingeschaltet wird. Wenn der Sekundärstrom Is auf null abnimmt, arbeitet das Netzteil im unstetigen Leitungsbetrieb (DCM: Discontinuous Conduction Mode). Fig. 2 bezieht sich auf diesen Betrieb. Das Netzteil kann jedoch auch im stetigen Leitungsbetrieb (CCM: Continuous Conduction Mode) betrieben werden, in dem das Schaltelement 6 bereits eingeschaltet wird, bevor der Sekundärstrom Is auf null abgefallen ist. In diesem Fall kann der Endpunkt des Zeitfensters mit dem Einschaltmoment des Schaltelements 6 zusammenfallen. In Fig. 2 ist ts die Rücklaufzeit, in der nach der Kommutationszeit tc der Sekundärstrom Is von einem bestimmten maximalen Wert auf null abfällt. Während dieser Rücklaufzeit ts ist die Spannung Us an der Primärwicklung 8 proportional zur Spannung an der Sekundärwicklung 16. Diese Sekundärspannung Us ist die Summe aus der Spannung an der Last 22, der Spannung an der Diode 18 und der Spannung an dem effektiven Innenwiderstand der Sekundärwicklung 16. Wegen der Abnahme des Sekundärstroms Is umfasst die Sekundärspannung auch eine abfallende Komponente Is·Rp, wobei Rp der Gesamtwiderstand der Diode 18 und der Sekundärwicklung 16 ist.
Die Spannung an der Primärwicklung 8 ist für die Sekundärspannung repräsentativ und kann von dem Zeitpunkt an, zu dem das Schaltelement 6 geöffnet wird, als Messspannung verwendet werden, beispielsweise nach der Kommutationszeit tc, i. e. wenn der Primärstrom Ip null ist. Daher wird ein Zeitfenster benötigt, damit ein geeigneter Teil der Primärspannung selektiert werden kann, nachdem das Schaltelement 6 geöffnet worden ist. Das Ende der Kommutationszeit tc kann als Anfang des Zeitfensters gewählt werden. Dieser Zeitpunkt wird durch Messung des Snubber-Stroms bestimmt, der durch den Widerstand 30 fließt. Der Zeitpunkt, zu dem der Snubber-Strom null wird, definiert den Anfang des Zeitfensters tw. Zu dem Zeitpunkt, zu dem der Snubber-Strom null wird, wird die Primärwicklungsspannung nicht unmittelbar gleich der rücktransformierten Sekundärspannung. Ursache hierfür ist, dass die Streuinduktivität und die parasitäre Kapazität an der Primärseite einen LC-Schaltkreis bilden, der eine gedämpfte Schwingung bewirkt. Diese Schwingung wird dem linear abfallenden Messsignal überlagert, wie in Fig. 2 gezeigt. Im Mittel wird diese Schwingung kaum einen oder keinen Einfluss auf die Größe des integrierten Messsignals Uc haben. Das Zeitfenster endet ungefähr zu dem Zeitpunkt, zu dem der Sekundärstrom Is null wird, zumindest im DCM. In diesem Fall wird die Primärspannung wieder zerfallen, aber jetzt mit niedrigerer Frequenz, die von der Primärinduktivität anstelle der viel kleineren Streuinduktivität bestimmt wird. Der erste Nulldurchgang dieser zerfallenden Primärspannung wird verwendet, um den Endpunkt des Zeitfensters tw zu bestimmen. Im CCM wird der Endpunkt durch den Einschaltmoment des steuerbaren Schaltelements 6 bestimmt.
Somit ist es bei geöffnetem steuerbaren Schaltelement 6 möglich, durch Messen, wenn der Snubber-Strom null wird und durch Messen eines Nulldurchgangs in der Spannung an der Primärwicklung 8, ein Zeitfenster zu definieren, in dem die Primärspannung als Messsignal verwendet werden kann, das für die Sekundärspannung repräsentativ ist und das als Rückkopplungssignal verwendet werden kann. Hierzu wird das Messsignal mit Hilfe des steuerbaren Schalters 38 während des Zeitfensters zeitselektiv übertragen und in dem Integrierer 40 gemittelt. Eine abfallende Spannung an der Last 22 ergibt ein kleineres Messsignal Im und eine kleinere Regelspannung Uc. Die Ansteuerungsmittel 24 erhöhen das Tastverhältnis des Ansteuerungssignals Ud, wodurch das Schaltelement 6 länger leitend bleibt und mehr Energie in dem Transformator 10 aufgebaut wird. Daher nimmt die Sekundärspannung zu und der anfängliche Anstieg der Spannung an der Last wird beseitigt.
Ein Snubber ist nicht immer notwendig oder wünschenswert. In diesem Fall werden die Diode 26 und die Zenerdiode 28 weggelassen, und der Widerstand 30 wird zwischen die erste Speiseklemme 2 und das erste Wicklungsende 12 geschaltet, wie in Fig. 1 mit gestrichelten Linien dargestellt wird. Somit kann der durch die Primärwicklung 8 fließende Strom wieder mit Hilfe der ersten Schnittstellenschaltung 32 gemessen werden. Diese Alternative wird in gleicher Weise für die anhand der Fig. 3 und 5 zu beschreibenden Ausführungsformen dargestellt.
Die Kommutationszeit tc kann auch in dem Zeitfenster enthalten sein, das dann zu dem Zeitpunkt beginnt, zu dem das Schaltelement 6 ausgeschaltet ist. Dieser Zeitzusammenhang wird in Fig. 1 als Verbindungslinie zwischen den Ansteuerungsmitteln 24 und der Logikeinheit 36 angegeben und symbolisiert auch den Zeitzusammenhang im CCM, in dem das Ende der Fensterdauer mit dem Einschalten des Schaltelements 6 zusammenfällt. Die Aufnahme der Kommutationszeit tc bringt wegen der in dem Messsignal durch die Kommutation verursachten Signalverteilung einen statischen Messfehler in das Messsignal ein. Dieser Fehler kann in einer im Weiteren ausführlich zu beschreibenden Weise korrigiert werden.
Fig. 3 zeigt weitere Einzelheiten des Spannung-Strom-Wandlers 30 und 32 und die Logikeinheit der Netzteilschaltung von Fig. 1. Der erste Spannung-Strom-Wandler 32 umfasst einen Differenzverstärker 42, dessen nichtinvertierender Eingang mit der ersten Speiseklemme 2 und dessen invertierender Eingang mit dem Widerstand 30 verbunden ist. Der Ausgang des Differenzverstärkers 42 steuert das Gate eines PMOS-Transistors 44, dessen Source mit der ersten Speiseklemme 2 verbunden ist. Die Drain des PMOS-Transistors 44 liefert einen Strom Isn, der ein Maß für den Snubber-Strom durch den Widerstand 30 ist. Der zweite Spannung-Strom-Wandler 34 umfasst einen Differenzverstärker 46, einen PMOS-Transistor 48, eine Diode 50 und einen Widerstand 52. Der nichtinvertierende Eingang des Differenzverstärkers 46 ist mit der ersten Speiseklemme 2 verbunden, der invertierende Eingang mit der Source des PMOS-Transistors 48 und sein Ausgang mit dem Gate des PMOS-Transistors 48. Außerdem ist die Source des PMOS-Transistors 48 mit dem zweiten Wicklungsende 14 über den Widerstand 52 und mit der ersten Speiseklemme 2 über die Diode 50 verbunden. Die Diode 50 sperrt, wenn die Spannung Usw am Wicklungsende 14 höher ist als die Eingangsspannung Ui , wodurch ein Messstrom Im durch den PMOS-Transistor 48 fließt. Der Strom Isn fließt in einen Eingangszweig 54 eines ersten Stromspiegels 56. Der Strom Im fließt in den Eingangszweig 58 eines zweiten Stromspiegels 60. Ein Ausgangszweig 62 des ersten Stromspiegels 56 ist mit einem Ausgangszweig 64 eines dritten Stromspiegels 66 verbunden, dessen Eingangszweig 68 mit einer Bezugsstromquelle 70 verbunden ist. Somit wird die Differenz zwischen dem Bezugsstrom aus der Bezugsstromquelle 70 und dem Strom Isn gemessen. Diese Differenz wird in einer Pufferschaltung 72 zu einem Setzsignal T verstärkt. In gleichartiger Weise ist ein Ausgangszweig 74 mit einem Ausgangszweig 76 des dritten Stromspiegels 66 verbunden, um den Strom Im mit einem Bezugsstrom zu vergleichen, wobei die Stromdifferenz in einer Pufferschaltung 78 in ein Rücksetzsignal RT umgewandelt wird. Fig. 4 zeigt das Setzsignal T und das Rücksetzsignal RT zusammen mit der Spannung Usw am zweiten Wicklungsende 14. Während der Kommutation fließt ein Strom durch den Snubber-Widerstand 30, und das Setzsignal T ist hoch. Das Rücksetzsignal ist hoch, wenn die Spannung Usw höher ist als die Spannung Ui. Der Zerfall der Spannung Usw bewirkt unerwünschte Rücksetzsignale, die mit einem Speicherelement verhindert werden können.
Die Logikeinheit 36 kann auf verschiedene Weise implementiert werden. Die abfallende Flanke im Setzsignal T und die abfallende Flanke im Rücksetzsignal RT können zum Setzen und Rücksetzen eines Speicherelements verwendet werden, das das Zeitfenstersignal WS liefert. Das Zeitfenster kann auch mit einem Speicherelement 80 erzeugt werden, das nicht die Flanken verwendet, sondern das das Setzsignal T zum Setzen und das invertierte Rücksetzsignal RT zum Rücksetzen verwendet. Wenn das Schaltnetzteil im stetigen Leitungsbetrieb arbeitet, wird das Ende des Zeitfensters durch den Einschaltmoment des Schaltelements 6 bestimmt. In diesem Fall führen die Ansteuerungsmittel 24 der Logikeinheit 36 ein geeignetes Signal Id zu, aus dem das Rücksetzsignal abgeleitet wird.
Fig. 5 zeigt detaillierter eine andere Ausführungsform des Schaltnetzteils von Fig. 1. Der erste Spannung-Strom-Wandler 32 umfasst jetzt einen PMOS-Transistor 82, dessen Source über einen Widerstand 84 mit dem Knotenpunkt zwischen der Zenerdiode 28 und dem Widerstand 30 verbunden ist. Der zweite Spannung-Strom-Wandler 34 umfasst einen PMOS-Transistor 86, dessen Source, in gleicher Weise wie in Fig. 3, mit der Diode 50, hier einer Zenerdiode, und dem Widerstand 52 verbunden ist. Das Gate des PMOS- Transistors 82 ist mit dem Gate eines als Diode geschalteten PMOS-Transistors 88 durchverbunden, dessen Gate und Drain durchverbunden sind und dessen Source mit der ersten Speiseklemme 2 verbunden ist. Ein durch den PMOS-Transistor 88 fließender Eingangsruhestrom IB wird von einer Eingangsruhestromquelle 90 geliefert, die zwischen die Drain des PMOS-Transistors 88 und den Eingangszweig 54 des ersten Stromspiegels 56 geschaltet ist. Das Gate des PMOS-Transistors 86 ist mit dem Gate eines als Diode geschalteten PMOS-Transistors 87 durchverbunden, dessen Gate und Drain durchverbunden sind und dessen Source mit der ersten Speiseklemme 2 verbunden ist. Ein kleiner Anlaufstrom fließt durch den PMOS-Transistor 87 und wird von einer Stromquelle 89 geliefert, die zwischen die Drain des PMOS-Transistors 87 und Erde geschaltet ist. Außerdem fließt durch den PMOS-Transistor 86 ein Strom, der gleich dem Strom durch den PMOS-Transistor 87 ist, weil ein Ausgangszweig 75 des zweiten Stromspiegels 60 mit der Drain des PMOS-Transistors 87 gekoppelt ist. Daher fließen nahezu gleiche Ströme durch die PMOS-Transistoren 86 und 87 und die Gate-Source-Spannungen dieser Transistoren sind weitgehend einander gleich. Wegen der Einfachheit der Schaltungen eignet sich diese Ausführungsform sehr gut für eine Integration. Bei Verwendung von PMOS-Hochspannungstransistoren ist es so möglich, eine Trennung zwischen der hohen Speisespannung Ui und der Signalschaltungselektronik zu verschaffen.
Auf Wunsch kann das Messsignal Im mit einer Vielzahl von Referenzen verglichen werden, um weitere Zeitgabesignale zu generieren, um so ein geeignetes Zeitfenster in der Rücklaufzeit zu erzeugen. Hierzu umfasst der zweite Stromspiegel 60 weitere Ausgangszweige, die mit jeweiligen Ausgangszweigen des dritten Stromspiegels 66 und mit jeweiligen Pufferschaltungen gekoppelt sind. Die unterschiedlichen Referenzen werden beispielsweise erhalten, indem den jeweiligen Ausgangszweigen des dritten Stromspiegels 66 eine andere Stromverstärkung gegeben wird als dem Eingangszweig 68.
Der zweite Stromspiegel 60 hat weiterhin einen mit einer Bezugsstromquelle 94 gekoppelten Ausgangszweig 92. Die Differenz zwischen dem gespiegelten Strom Im und dem Bezugsstrom Iref aus der Bezugsstromquelle 94 fließt über den steuerbaren Schalter 38 zu einem Haltekondensator 96, welcher Kondensator den Differenzstrom während des Zeitfensters unter der Steuerung des Zeitfenstersignals WS der Logikeinheit 36 integriert. Die Regelspannung Uc an dem Haltekondensator 96 bestimmt das Tastverhältnis des Ansteuerungssignals Ud, mit dem die Ansteuerungsmittel 24 das steuerbare Schaltelement 6 ansteuern, im vorliegenden Fall ein NMOS-Transistor. Die Ausgangsspannung an der Last 22 kann mit Hilfe des Bezugsstroms Iref der Bezugsstromquelle 94 eingestellt werden.
Eine häufig verwendete Variante des Schaltnetzteils arbeitet gemäß der Strombetriebsartsteuerung, bei der der durch das steuerbare Schaltelement 6 fließende Spitzenstrom überwacht wird. Fig. 6 zeigt ein Detail einer Ausführungsform, die gemäß der Strombetriebsartsteuerung arbeitet. In Reihe mit dem steuerbaren Schaltelement 6 ist ein Widerstand 98 aufgenommen worden, durch den der Primärstrom Ip fließt, wenn das steuerbare Schaltelement 6 geschlossen ist. Die Spannung am Widerstand 98 wird mit der Regelspannung Uc am Haltekondensator 96 mittels eines Komparators 100 verglichen, der den Rücksetzeingang 102 eines Flipflops 104 ansteuert, dessen Setzeingang 106 aus einem Taktimpulsoszillator 108 einen wiederkehrenden Impuls empfängt. Das Flipflop 104 führt dem steuerbaren Schaltelement 6 das Regelsignal Ud zu. Auf diese Weise wird der Spitzenwert des Primärstroms Ip mit der Regelspannung Uc in einer festen Beziehung stehen und nicht durch Schwankungen der Eingangsspannung Ui beeinflusst werden. Außerdem wird so der durch das steuerbare Schaltelement 6 fließende Strom auf einen sicheren Wert begrenzt.
Fig. 7 zeigt eine Schaltung ähnlich der von Fig. 6, in der die Spannung am Widerstand 98 und die Regelspannung Uc am Haltekondensator 96 mit Hilfe eines Spannung- Strom-Wandlers 118 und 116 von einer dem zweiten Spannung-Strom-Wandler 34 von Fig. 3 entsprechenden Art in die Ströme Isw bzw. Ic, umgewandelt worden sind. Der Regelstrom Ic wird von einem Stromspiegel 110 gespiegelt und mit dem Strom Isw verglichen, wobei die Stromdifferenz den Rücksetzeingang 102 des Flipflops 104 über eine Pufferschaltung 112 ansteuert. Die Strombetriebsartsteuerungskonfiguration bietet weiterhin eine Möglichkeit, die in Fig. 2 gezeigte abfallende Komponente Is·Rp in dem Messsignal Im zu korrigieren, weil der Spitzenwert des Primärstroms Ip proportional zum Spitzenwert des Stroms ist. Hierzu wird der Regelstrom Ic über den Stromspiegel 110 mit einem separaten Ausgangszweig als Kompensationsstrom Icmp zu dem den Bezugsstrom Iref aus der Bezugsstromquelle 94 und den Messstrom Im empfangenden Punkt rückgekoppelt. Die Größe des Kompensationsstroms Icmp ist proportional zur Fläche der dreieckförmigen Komponente des Messsignals und ändert sich daher bei möglichen Lastschwankungen in gleichem Maße. Eine höhere Last führt zu einem größeren Sekundärspitzenstrom und daher zu einem größeren Primärspitzenstrom. Wegen der festen Beziehung zwischen der Regelspannung Uc und dem Spitzenwert des Primärstroms ist die Regelspannung Uc oder der Regelstrom Ic ein Maß für den Sekundärsspitzenstrom und damit der Fläche der dreieckförmigen Komponente im Messsignal. Der Kompensationsstrom Icmp sollte durch das gleiche Zeitfenster treten wie das Messsignal.
In Fig. 2 besteht eine Zeitdifferenz tf zwischen dem Zeitpunkt, zu dem der Sekundärstrom null wird, und dem Zeitpunkt, zu dem die Primärspannung erstmals durch null geht. Daher dauert das Zeitfenster etwas zu lange. Dies kann korrigiert werden, indem ein Strom Icrr dem Haltekondensator 96 entzogen wird, beispielsweise mit Hilfe einer Stromquelle 114. Während der Zeitdifferenz tf ist der Messstrom Im wegen des Zerfalls von der Primärinduktivität in Kombination mit den parasitären Kapazitäten noch nicht null, und ein Fehlerstrom fließt in den Haltekondensator 96. Die Zeit tf ist für eine gegebene Ausgangsspannung konstant, so dass der Haltekondensator 96 pro Schaltperiode T zu viel Ladung erhält. Dies kann mit Hilfe der Stromquelle 114 korrigiert werden. Ein gleichartiger statischer Fehler tritt auf, wenn die Kommutationszeit tc in der Fensterdauer enthalten ist. Dies kann auch mit Hilfe der Stromquelle 114 korrigiert werden. Wenn die Schaltfrequenz des Netzteils sich ändert, wird vorzugsweise der Strom Icrr der Stromquelle 114 auch frequenzabhängig gemacht. Für eine hierzu geeignete Stromquelle sei auf die zuvor erwähnte europäische Patentanmeldung EP-A-0 574 982 verwiesen, die eine getaktete Ladungspumpe darlegt, die einen pulsierenden Strom im Rhythmus eines Taktsignals liefert und die in jeder Periode des Taktsignals eine wohldefinierte Ladungsmenge abgibt. Diese bekannte La dungspumpe kann dann beispielsweise mit einem aus dem Ansteuerungssignal Ud abgeleiteten Signal getaktet werden.
Fig. 8 zeigt eine alternative Ausführungsform mit einem spannungsabhängigen Sägezahnoszillator 120, der den Setzeingang 106 des Flipflops 104 triggert, das das Schaltelement 6 ansteuert. Der durch das Schaltelement 6 fließende Strom wird wieder mit dem Widerstand 98 gemessen. Ein Komparator 122 vergleicht die Spannung am Widerstand 98 mit einer Bezugsspannung Vref. Der Komparator 122 steuert den Rücksetzeingang 102 des Flipflops 104 an. Dadurch wird der durch die Primärwicklung fließende Spitzenstrom fixiert. Die Fläche der dreieckförmigen Komponente des Messsignals ist dann auch fixiert und es genügt eine feste Korrektur des Bezugsstroms Iref, dargestellt durch eine Stromquelle 124 und Icorr2. Der Oszillator 120 hat weiterhin einen Sperringang 126, dem das Zeitfenstersignal WS zugeführt wird. Der Oszillator 120 generiert ein Setzsignal am Ende des Zeitfenstersignals WS oder so viel später wie von der Spannung am Haltekondensator festgelegt wird (off-time-Modulation).
Natürlich können die beschriebene Kompensation für die dreieckförmige Komponente in dem Messsignal und die Korrektur für die Zeitdifferenz tf und/oder tc auch in Schaltnetzteilen verwendet werden, in denen die Primärwicklung des Transformators nicht als Rückkopplungswicklung verwendet wird, sondern in denen der Transformator hierfür eine gesonderte Sekundärwicklung hat oder in denen ein Optokoppler verwendet wird.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen verwenden hauptsächlich Signalströme, Stromkomparatoren und Stromspiegel. Offensichtlich ist es auch möglich, Signalspannungen, Bezugsspannungen und Spannungskomparatoren usw. zu verwenden. Die dargestellten Transistoren können von jedem gewünschten Typ sein, beispielsweise Bipolartransistoren oder MOS-Transistoren. Die erste Hauptelektrode, die zweite Hauptelektrode und die Steuerelektrode entsprechen bei einem Bipolartransistor dem Emitter, dem Kollektor bzw. der Basis und der Source, Drain bzw. dem Gate bei einem MOS-Transistor.
Die in Fig. 1 gezeigten Ansteuerungsmittel beruhen auf Impulsbreitemodulation (PWM) des Ansteuerungssignals Ud des Schaltelements 6. Dies ist jedoch für die Erfindung nicht wesentlich. Das Regelsignal Uc könnte beispielsweise auch die Frequenz des Ansteuerungssignals Ud verändern, um die Ausgangsspannung an der Last zu stabilisieren.

Claims

1. Schaltnetzteil mit einer ersten (2) und einer zweiten (4) Speiseklemme zum Anschluss einer Primärspeisespannung; einem Transformator (10) mit einer Primärwicklung (8) mit einem mit der ersten Speiseklemme (2) gekoppelten ersten Wicklungsende (12) und einem zweiten Wicklungsende (14) und mit einer Rückkopplungswicklung zum Generieren eines Messsignals; einem steuerbaren Schaltelement (6), das zwischen das zweite Wicklungsende (14) und die zweite Speiseklemme (4) geschaltet ist, um durch Öffnen und Schließen des Schaltelements (6) unter der Steuerung eines Ansteuerungssignals einen periodisch unterbrochenen Primärstrom durch die Primärwicklung (8) zu erzeugen; Ansteuerungsmitteln (24) zum Generieren des Ansteuerungssignals in Reaktion auf das Messsignal, wobei die Rückkopplungswicklung die Primärwicklung (8) ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil Zeitfenstermittel (32, 34, 36) zum Generieren eines Zeitfenstersignals (WS) umfasst, um das Messsignal (Im) im offenen Zustand des Schaltelements (6) zeitselektiv weiterzuleiten, wobei die Zeitfenstermittel umfassen: erste Mittel (26, 28, 30, 32, 56, 72) zum Detektieren eines Nulldurchgangs im Primärstrom nach Öffnen des Schaltelements (6); zweite Mittel (34, 14, 60, 78) zum Detektieren eines Nulldurchgangs in einer an der Primärwicklung (8) herrschenden Primärspannung nach Öffnen des Schaltelements (6); und eine Logikeinheit (36, 80) mit einem Setzeingang zum Empfangen eines von den ersten Mitteln generierten Setzsignals (ST) und mit einem Rücksetzeingang zum Empfangen eines von den zweiten Mitteln generierten Rücksetzsignals (RT) und mit einem Ausgang zum Liefern des Zeitfenstersignals (WS).

2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Mittel umfassen: eine Snubber-Schaltung (26, 28), die an die Primärwicklung (8) angeschlossen und im geschlossenen Zustand des Schaltelements (6) nichtleitend ist; und eine Schnittstellenschaltung (30, 32) zum Umwandeln eines durch die Snubber-Schaltung (26, 28) fließenden Signalstroms in das Setzsignal.

3. Schaltnetzteil nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Schnittstellenschaltung umfasst: einen mit der Snubber-Schaltung (26, 28) in Reihe geschalteten ersten Widerstand (30) zum Koppeln der Snubber-Schaltung mit der ersten Speiseklemme (2); einen ersten Transistor (82), der eine mit dem ersten Widerstand (30) und der Snubber- Schaltung (28, 26) gekoppelte erste Hauptelektrode, eine zweite Hauptelektrode zum Liefern eines Stroms (Isn) in Reaktion auf die Signalspannung am ersten Widerstand (30) und eine mit einer ersten Vorspannungsquelle (88) gekoppelten Steuerelektrode hat.

4. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Mittel eine Schnittstellenschaltung (30, 32) zum Umwandeln eines durch die Primärwicklung (8) fließenden Signalstroms in das Setzsignal umfassen.

5. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schnittstellenschaltung umfasst: einen zwischen die erste Speiseklemme (2) und das erste Wicklungsende (12) geschalteten ersten Widerstand (30); einen ersten Transistor (82), der eine mit dem ersten Widerstand (30) und dem ersten Wicklungsende (12) gekoppelte erste Hauptelektrode, eine zweite Hauptelektrode zum Liefern eines Stroms (Isn) in Reaktion auf die Signalspannung am ersten Widerstand (30) und eine mit einer ersten Vorspannungsquelle (88) gekoppelte Steuerelektrode hat.

6. Schaltnetzteil nach Anspruch 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Vorspannungsquelle umfasst: einen zweiten Transistor (88), der eine mit der ersten Speiseklemme (2) gekoppelte erste Hauptelektrode, eine mit einer ersten Eingangsruhestromquelle (90) gekoppelte zweite Hauptelektrode und eine mit der zweiten Hauptelektrode des zweiten Transistors (88) und der Steuerelektrode des ersten Transistors (82) gekoppelte Steuerelektrode hat.

7. Schaltnetzteil nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schnittstellenschaltung weiterhin umfasst: einen ersten Stromspiegel (56) mit einem mit der zweiten Hauptelektrode des ersten Transistors (82) über die Eingangsruhestromquelle (90) gekoppelten Eingangszweig (54) und einen mit der zweiten Hauptelektrode des ersten Transistors (82) gekoppelten Ausgangszweig (62) zum Generieren des Setzsignals (ST).

8. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Mittel umfassen: ein unidirektionales Element (50), das an die Primärwicklung (8) angeschlossen und im geschlossenen Zustand des Schaltelements (6) leitend ist; einen mit dem unidirektionalen Element (50) in Reihe geschalteten zweiten Widerstand (52), um das unidirektionale Element (50) mit dem zweiten Wicklungsende (14) zu koppeln; einen dritten Transistor (86), der eine mit dem zweiten Widerstand (52) und dem unidirektionalen Element (50) gekoppelte erste Hauptelektrode, eine zweite Hauptelektrode zum Liefern eines Stroms (Im) in Reaktion auf den durch den zweiten Widerstand (52) fließenden Signalstrom und eine mit einer zweiten Vorspannungsquelle (87) gekoppelte Steuerelektrode hat.

9. Schaltnetzteil nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Mittel weiterhin umfassen: einen zweiten Stromspiegel (60) mit einem mit der zweiten Hauptelektrode des dritten Transistors (86) gekoppelten Eingangszweig (58) und mit zumindest einem mit einer Bezugsstromquelle (70) gekoppelten Ausgangszweig (74) zum Generieren eines Rücksetzsignals (RT).

10. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Vorspannungsquelle umfasst: einen vierten Transistor (87), der eine mit der ersten Speiseklemme (2) gekoppelte erste Hauptelektrode, eine mit einer zweiten Eingangsruhestromquelle (89) und einem weiteren Ausgangszweig (75) des zweiten Stromspiegels (60) gekoppelte zweite Hauptelektrode und eine mit der zweiten Hauptelektrode des vierten Transistors (87) und der Steuerelektrode des zweiten Transistors (86) gekoppelte Steuerelektrode hat.

11. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Stromspiegel (60) einen mit einer weiteren Bezugsstromquelle (94) gekoppelten weiteren Ausgangszweig (92) zur Lieferung eines Differenzstroms umfasst und das Schaltnetzteil weiterhin umfasst: einen Haltekondensator (96) und einen steuerbaren Schalter (38) zum Weiterleiten des Differenzstroms an den Haltekondensator (96) unter der Steuerung des Zeitfenstersignals (WS).

12. Schaltnetzteil nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil weiterhin umfasst: Mittel (98, 118) zum Generieren eines ersten Signals (Isw), das ein Maß für einen durch das Schaltelement (6) fließenden Strom ist; Mittel (110, 112) zum Vergleichen eines zweiten Signals (Ic), das ein Maß für eine Spannung (Uc) am Haltekondensator (96) ist, mit dem ersten Signal (Isw); Mittel (104, 108) zum Generieren des Ansteuerungssignals (Ud) in Reaktion auf den Vergleich des ersten Signals (Isw) mit dem zweiten Signal (Ic).

13. Schaltnetzteil nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil weiterhin umfasst: Mittel (116, 110) zum Umwandeln der Spannung am Haltekondensator (96) in einen Kompensationsstrom (Icmp) und Mittel zum Addieren des Kompensationsstroms zum Differenzstrom.

14. Schaltnetzteil nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltnetzteil weiterhin umfasst: ein mit dem Haltekondensator (96) gekoppeltes stromführendes Element (114) zum Entladen des Haltekondensators (96) mit einem Korrekturstrom (Icrr).

15. Schaltnetzteil nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Korrekturstrom (Icrr) proportional zur Häufigkeit des Öffnens und Schließen des Schaltelements (6) ist.