DE69600300T2 - Binärdateneinschreibungsverfahren, insbesondere optisches, und Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft die Übertragung von Daten durch Modulation einer Trägerwelle. Unter Welle wird hier jedes Schwingungsphänomen verstanden, das sich zum Beispiel entlang eines Drahtes, in einem Leiter oder im freien Raum ausbreitet. Diese Erfindung findet insbesondere Anwendung auf den Fall, wo die Trägerwelle eine durch eine optische Faser geführte Lichtwelle ist.
• Bei den Systemen, die eine solche Übertragung sicherstellen, ist es erwünscht, die spektrale Breite des Signals, d. h. die Breite des vom zu übertragenden Signal belegten Spektralbands so weit zu verringern, wie dies möglich ist, ohne die Übertragungsfehlerquote in störender Weise zu erhöhen. Eine verringerte spektrale Breite kann es insbesondere gestatten, die Anzahl von von ein und derselben Welle getragenen Übertragungs-Spektralkanälen zu erhöhen.
• Ein bekanntes Codierverfahren, als "Duobinärcode" bezeichnet, erfüllt diesen Wunsch. Es ist insbesondere anwendbar auf Übertragungssysteme, bei denen die Trägerwelle eine durch eine optische Faser geführte Lichtwelle ist.
• Die Verringerung der spektralen Bandbreite des Signals ist speziell in diesem Fall wünschenswert, da die optischen Fasern häufig eine chromatische Dispersion aufweisen, und weil diese Dispersion auf das übertragene Signal eine Verformung ausübt, die mit der spektralen Breite des letzteren zunimmt und die so die Fehlerquote erhöht.
• Eine perfektionierte Ausgestaltung dieses Codes ist vorgeschlagen worden und ist besonders vorteilhaft in diesem Fall, weil sie es gestattet, der Intensität der Trägerwelle nicht mehr als zwei Werte zu geben. Diese perfektionierte Ausgestaltung kann als Duobinärcode mit Phasenumkehr bezeichnet werden. Sie erfordert, daß die Trägerwelle im wesentlichen eine konstante Intensität und Phase während jeder der Gruppen von Null- oder Eins-Bitgruppen hat, die das Eingangssignal bilden, wobei jede Null- oder Eins- Bitgruppe sich zwischen zwei Eins- oder Null-Bits erstreckt und jeweils ausschließlich aus mindestens einem Null- bzw. Eins-Bit besteht. Diese Intensität ist gleich einer Nennintensität während der Eins-Bitgruppen. Während der Null- Bitgruppen ist sie gleich dem Quotienten dieser Nennintensität durch ein Auslöschungsverhältnis TX, das man so groß wie möglich zu machen versucht. Diese Phase bildet eine Referenzphase während der Null-Bitgruppen und weist eine Phasenverschiebung in Bezug auf diese Referenzphase während jeder Eins-Bitgruppe auf. Diese Phasenverschiebung ist dieser Gruppe zugeordnet. Ihre Richtung ist zwischen zwei aufeinanderfolgenden Eins-Bitgruppen invertiert, wenn und nur wenn die Null-Bitgruppe, die diese zwei Eins-Bitgruppen trennt, eine ungerade Zahl von Bits umfaßt. Ihre Amplitude ist so geregelt, daß sie etwa gleich 90º ist.
• Dieser Regelwert ist diesem Code inhärent. Der Theorie zufolge, die zur Entwicklung dieses Codes geführt hat, resultiert nämlich, wenn zwei aufeinander folgende Eins- Bitgruppen durch eine ungerade Anzahl von Bitperioden getrennt sind, die angestrebte und erreichte Verringerung der spektralen Breite des Signals aus der Kombination von zwei Tatsachen: eine erste Tatsache ist, daß ein Modulationsfaktor, der das Feld der Trägerwelle beeinflußt, während dieser zwei Eins-Bitgruppen zwei wechselseitig symmetrische Werte wie etwa 1 und -1 hat. Die zweite Tatsache ist, daß eine kumulierte Phasenverschiebung von 2 x 90 = 180º der Trägerwelle zwischen diesen zwei Gruppen es gestattet, dem Modulationsfaktor zwei solche symmetrischen Werte zu geben und dabei der Intensität der Trägerwelle während aller Eins- Bitgruppen einen gleichbleibenden Wert zu geben.
• Der Duobinärcode mit Phaseninversion ist in einem Artikel "Reduced Bandwidth optical digital intensity modulation with improved chromatic dispersion tolerance", A.J. Price et al., IEEE Electronics Letters, Band 31, Nr. 1, Seiten 58-59, Januar 1995 beschrieben.
• Er erfordert bekanntlich die Verwendung eines Modulators, der zwei Bedingungen erfüllt: die erste Bedingung ist, daß er es gestattet, ein ausreichend hohes Auslöschungsverhältnis zu realisieren, damit die Intensität der Trägerwelle während der Null-Bitgruppen einer verschwindenden Intensität gleichgesetzt werden kann.
• Die zweite Bedingung ist, daß er in der Lage ist, die kumulierte Phasenverschiebung von 180º zu realisieren, deren Realisierung dieser Code in bestimmten Fällen zwischen zwei aufeinander folgenden Eins-Bitgrupperl erfordert.
• Im optischen Bereich ist ein Typ von Modulator bekannt, der diese beiden Bedingungen erfüllt: es ist der interferometrische Modulator vom Mach-Zehnder-Typ. Dieser bekannte Typ von Modulator hat den Nachteil, daß er schnell altert, kostspielig, sperrig und/oder schwierig mit anderen in einem Übertragungssystem notwendigen optischen Komponenten zu integrieren ist.
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist insbesondere, es in einem optischen Übertragungssystem zu ermöglichen, die spektrale Breite des Signals zu verringern, wobei die Trägerwelle nicht mehr als zwei Werte erhält und ein preiswerter, kleiner und/oder leicht mit anderen Komponenten zu integrierender Modulator verwendet wird.
• Allgemeiner hat die vorliegende Erfindung die Aufgabe, es zu ermöglichen, eine Verringerung der spektralen Breite eines auf einer Trägerwelle zu übertragenen Signals zu erreichen, wobei der Intensität dieser Trägerwelle nicht mehr als zwei Werte gegeben werden und ein Modulator verwendet wird, der weniger strengen Anforderungen als bisher genügt.
• Das erfindungsgemäße Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, daß die den Eins-Bitgruppen zugeordneten Phasenverschiebungen so geregelt sind, daß eine durch einen mittleren Absolutwert dieser Phasenverschiebungen gebildete Nennphasenverschiebung einen Wert von weniger als 90º bekommt. Dieser Wert ist üblicherweise kleiner als 75º. Der erfindungsgemäße Code kann als phasenalternierender Code bezeichnet werden.
• Bei einer typischen Anwendung ist die Intensität der Trägerwelle gleich der Nennintensität während jeder der Eins- Bitgruppen, und die Absolutwerte der Phasenverschiebungen sind alle gleich der Nennphasenverschiebung.
• Die Nennphasenverschiebung und das Auslöschungsverhältnis sind miteinander verknüpft.
• Ein optimaler Wert dieser Phasenverschiebung kann durch dieses Verhältnis anhand einer Beziehung festgelegt werden, die nachfolgend angegeben wird. Diese Beziehung drückt die Tatsache aus, daß die spektrale Breite des Signals minimal ist und kann als "Beziehung mit minimaler spektraler Breite" bezeichnet werden. Gemäß dieser Beziehung ist dieser optimale Wert um so kleiner, je kleiner das Auslöschungsverhältnis ist, d. h. er bildet eine ansteigende Funktion dieses Verhältnisses. Wenn möglich, ist die Nennphasenverschiebung vorzugsweise in der Nähe dieses optimalen Wertes gewählt.
• In dem Fall, daß der durch den verfügbaren Modulator realisierbare maximale Phasenverschiebungswert kleiner als der durch das durch diesen Modulator maximal gestattete Auslöschungsverhältnis festgelegte ist, verwendet man diesen maximalen Phasenverschiebungswert und wählt das effektive Auslöschungsverhältnis unter Berücksichtigung dieses maximalen Phasenverschiebungswertes. In bestimmten Fällen kann das effektive Auslöschungsverhältnis in der Nähe des Wertes gewählt werden, der dem maximalen Phasenverschiebungswert durch die Relation mit minimaler spektraler Breite zugeordnet ist. Da dieser dem Auslöschungsverhältnis zugeordnete Wert eine ansteigende Funktion der Nennphasenverschiebung ist, kann das gewählte Auslöschungsverhältnis dann kleiner als das maximal durch den Modulator gestattete Auslöschungsverhältnis sein, was einem Minimalwert der spektralen Breite des zu übertragenden Signals entspricht. Es sind jedoch zwei Tatsachen zu berücksichtigen: die eine ist, daß jede Verringerung des Auslöschungsverhältnisses auf eine Erhöhung der Fehlerquote hinwirkt. Die andere ist, daß je kleiner das Auslöschungsverhältnis ist, um so größer die Genauigkeit der Phasenverschiebung sein muß, die eine minimale spektrale Breite ergibt. Deshalb kann es vorzuziehen sein, ein Auslöschungsverhältnis oberhalb dieses zugeordneten Wertes zu wählen.
• Man erkennt aus dem Vorhergehenden, daß in diversen Fällen die Nennphasenverschiebung DP auf einen Wert geregelt ist, der höchstens gleich dem durch die Beziehung der minimalen spektralen Breite festgelegten ist. Diese Beziehung schreibt sich:
• DPM = Arccos TX-½,
• wobei DPM den optimalen Wert oder den Maximalwert der Nennphasenverschiebung darstellt, TX das effektive Auslöschungsverhältnis oder den dem Auslöschungsverhältnis zugeordneten Wert darstellt.
• Obwohl oben angegeben wurde, daß typischerweise die Intensität der Trägerwelle im Bereich der Nennintensität während aller Eins-Bitgruppen ist und die Phasenverschiebungen in Absolutwerten alle gleich der Nennphasenverschiebung sind, muß man verstehen, daß die vorliegende Erfindung in anderen Fällen vorteilhaft Anwendung finden kann.
• Zur Erläuterung von diversen Möglichkeiten der Anwendung dieser Erfindung kann man zum Beispiel den Fall betrachten, wo auf einer optischen Trägerwelle zu übertragende Daten durch eine Binärfolge
• "001111010110010001..."
• dargestellt werden können.
• Die Transformation nach dem bekannten Duobinärcode mit Phaseninvers ion ergibt:
• 00++++0-0++00++000-...",
• wobei "+" und "-" das Vorhandensein einer maximalen Lichtintensität mit jeweils einer Phase φ bzw. φ + 180º, d. h. +1 bzw. -1 darstellen.
• Genauso wie diese bekannte Codierung ergibt die Codierung gemäß der vorliegenden Erfindung eine Folge der Form:
• "ZZaaaaZbZaaZZaZZZb...".
• Gemäß dieser Erfindung wird jedoch angenommen, daß Z, a und b komplexe Zahlen sind, die jeweils nicht mehr nur eine mit einem algebraischen Vorzeichen versehene Amplitude, sondern auch eine Phase festlegen, die kontinuierlich regelbare Werte annehmen kann.
• Jede derartige Codierung führt zu einer Multiplikation der spektralen Dichte mit einem Faktor 1+m cos(2πfT), wobei f die Frequenz, T die Bitperiode und m einen spektralen Modulationsindex bezeichnen.
• Der Wert dieses Index ist gegeben durch die Gleichung:
• wobei
• Bei diesem zwischen 0 und 1 variierenden Index m entsprechen die am nächsten bei 1 liegenden Werte der minimalen spektralen Breite des Signals, das heißt, daß die oben angegebene Beziehung der minimalen spektralen Breite in einem Sonderfall gleichbedeutend ist mit m = 1.
• Der Duobinärcode mit Phaseninversion wird erhalten für φa - φb = 180º und α und β unendlich. Er ergibt m = 1. Die Multiplikation der spektralen Dichte mit 1+cos(2πfT) läuft bei einem NRZ-Signal auf eine Division der spektralen Breite durch zwei hinaus. Das Spektrum weist keine Linie bei der mittleren Wellenlänge auf, da der Mittelwert des Signals verschwindet.
• Die zuvor erwähnte typische Anwendung entspricht dem Fall, wo φa = -φb = DP und α = β. In diesem Fall beträgt der Index m:
• Im Rahmen dieser Erfindung läßt sich zeigen, daß unabhängig vom Wert des Auslöschungsverhältnisses TX = α² eine Phasenverschiebung DP = DPM ArcCos(TX-½) existiert, die kleiner ist als 90º und für die m = 1 ist. Die Existenz und der Wert ( dieser Phasenverschiebung ergeben die oben angegebenen Beziehung der minimalen spektralen Breite. Unter diesen Bedingungen und gemäß der vorliegenden Erfindung kann man ein relativ kleines Auslöschungsverhältnis nutzen und sich damit zufriedengeben, ihrerseits ebenfalls relativ kleine Phasenverschiebungen zu realisieren. Ein solches Auslöschungsverhältnis ist das eines Elektroabsorptionsmodulators (TX von ca. 10) von bekannter Art, der preiswert und kompakt ist.
• Wenn der Modulationsindex m = 1 ist, weist das Spektrum des durch die Codierung gemäß der Erfindung erhaltenen Signals nur einen Unterschied zu dem durch die bekannte Duobinärcodierung mit Phaseninversion erhaltenen auf. Dieser Unterschied ist, daß es eine Linie bei der Trägerwellenlänge aufweist.
• Es kann allerdings vorteilhaft sein, die Nennphasenverschiebung weiter zu verringern und dabei einen Spektralmodulationsindex kleiner als 1, d. h. eine bestimmte Erhöhung der spektralen Breite des Signals in Kauf zu nehmen. Ein Modulationsindex von 2/3 genügt nämlich, um das Spektrum wesentlich zu komprimieren. Es scheint, daß eine Phasenverschiebung DP in der Größenordnung von 45-50º dann für ein Auslöschungsverhältnis von 10 oft ausreichend sein muß.
• Man kann aber auch andere Werte von φa, φb, α und β verwenden, um einen ausreichend großen Wert von m, d. h. größer als ca. 0,66, zu erhalten.
• Mit Hilfe der beigefügten schematischen Figuren wird nachfolgend als nicht einschränkendes Beispiel genauer beschrieben, wie die vorliegende Erfindung ausgeführt werden kann. Wenn ein- und dasselbe Element in mehreren Figuren dargestellt ist, ist es durch das gleiche Bezugszeichen bezeichnet.
• Figur 1 stellt eine Ansicht eines für die Ausführung des Verfahrens gemäß dieser Erfindung verwendbaren Lichtmodulators dar, mit einem Längsschnitt durch eine Halbleiterplatte dieses Modulators.
• Figur 2 zeigt Diagramme von Veränderungen einer Abschwächung und einer Phasenverschiebung, angewendet auf eine optische Trägerwelle durch den Modulator aus Figur 1, wobei zur Realisierung dieser Abschwächung und dieser Phasenverschiebung angelegte Spannungen an der Abszisse aufgetragen sind.
• Figur 3 stellte eine Ansicht eines erfindungsgemäßen Datenübertragungssystems dar, wobei dieses System den Modulator aus Figur 1 enthält.
• Dieser Modulator ist ein elektrooptischer Halbleitermodulator. Er umfaßt die folgenden Elemente:
• - einen Lichtleiter 2, der in der Lage ist, eine Lichtwelle in einer Längsrichtung zu führen und sie am Ende dieses Leiters in Form einer eine Modulation tragenden Ausgangsträgerwelle 12 austreten zu lassen. Dieser Leiter ist in einer Halbleiterplatte 3 ausgebildet, und sein betreffendes Ende ist durch eine Endfläche dieser Platte gebildet. Diese Endfläche ist schräg und/oder trägt eine Antireflexbeschichtung, um den Austritt der Lichtwelle zu gestatten. Der Leiter 2 weist einen elektrooptischen Effekt auf, der geeignet ist, die Ausgangswelle zu modulieren.
• - Eine Abschwächungselektrode EA, eine Phasenverschiebungselektrode ED und eine gemeinsame Elektrode EM, die diesem Leiter zugewandt angeordnet sind.
• - Schließlich eine Steuerschaltung 4, die in der Lage ist, ein Eingangssignal T zu empfangen und in Reaktion an diese Elektrode veränderliche Steuerspannungen zu liefern, die elektrische Felder in dem Leiter 2 zum Modulieren der Ausgangswelle 12 erzeugen.
• Der Leiter 2 umfaßt insbesondere zwei Segmente, die sich in Längsrichtung erstrecken und aufeinanderfolgen, nämlich ein der Elektrode EA zugewandtes Abschwächungssegment SA und ein der Elektrode ED zugewandtes Phasenverschiebungselement SD. Jedes dieser zwei Segmente weist einerseits eine elektrische Abschwächungssensibilität dCA/dV1 gleich dem Verhältnis einer Veränderung DCA des mittleren Absorptionskoeffizienten CA dieses Segmentes zu einer Veränderung dV1 der Steuerspannung V1 auf, die zu dieser Veränderung dieses Koeffizienten geführt hat. Andererseits weist es eine elektrische Phasenverschiebungssensibilität dφ/dV2 gleich dem Verhältnis der Anderung dφ eines Phasenverschiebungswinkels φ zu einer Veränderung dV2 der Steuerspannung V2 auf, die zu dieser Veränderung dieses Winkels geführt hat. Dieser Winkel φ ist Funktion des mittleren Brechungsindex dieses Segmentes.
• Die Beziehung zwischen der elektrischen Abschwächungssensibilität und der der elektrischen Phasenverschiebungssensibilität jedes Segmentes ist gegeben durch einen Phase-Amplitude-Kopplungsfaktor α, der definiert ist durch die Gleichung
• wobei t die Zeit darstellt.
• Der Faktor α ist für dieses Segment eigentümlich. Er ist kleiner im Abschwächungssegment SA als im Phasenverschiebungssegment SD.
• Die Abschwächungselektroden EA und ED gestatten es, an die zwei Segmente SA und SD zwei unterschiedliche Steuerspannungen anzulegen, die jeweils eine Abschwächungssegment-Steuerspannung und eine Phasenverschiebungssegment-Steuerspannung bilden. Jede dieser Spannungen hat eine Gleichspannungs- und eine Wechselspannungskomponente.
• Die Steuerschaltung 4 empfängt ein Eingangssignal T, das einerseits eine für eine Veränderung der auf die Ausgangswelle auszuübende Abschwächung repräsentative Soll-Abschwächung A, andererseits eine für eine Veränderung der auf diese Welle auszuübenden optischen Phasenverschiebung repräsentative Soll-Phasenverschiebung festlegt. Sie liefert in Reaktion die Wechselspannungskomponente der Steuerspannung MA des Abschwächungssegmentes in Form einer ersten, zum Beispiel linearen Kombination:
• MA = k1A+k2D
• der Soll-Abschwächung und der Soll-Phasenverschiebung. Sie liefert andererseits die Wechselspannungskomponente der Steuerspannung MD des Phasenverschiebungssegmentes in Form einer zweiten Kombination:
• MD = k3A+k4D
• der Soll-Abschwächung und der Soll-Phasenverschiebung. Diese zweite Kombination ist zum Beispiel auch linear, aber von der ersten verschieden. Die Koeffizienten k1, k2, k3 und k4 sind im wesentlichen konstant. Das Verhältnis k1/k2 muß vom Verhältnis k3/k4 verschieden sein.
• Die Schaltung 4 liefert schließlich die Gleichspannungskomponenten VA, VD der Steuerspannungen von Abschwächungs- und Phasenverschiebungssegment.
• Die Abschwächungs- und Phasenverschiebungssegmente SA bzw. SD sind durch multiple quantum well-Halbleiterstrukturen gebildet.
• Der Lichtleiter 2 ist in der Platte 3 zwischen zwei Begrenzungsschichten 6, 8 ausgebildet, die entgegengesetzte Leitfähigkeitstypen p und n aufweisen. Er umfaßt ferner ein Verstärkungssegment SG, das in einem optischen Resonatorhohlraum enthalten ist und durch ein Material gebildet ist, das in der Lage ist, unter Wirkung eines in Durchlaßrichtung zwischen den zwei Begrenzungsschichten fließenden Injektionsstromes IG optisch verstärkend zu wirken. Dieser Resonatorhohlraum ist durch einen an den Leiter 2 gekoppelten verteilten Bragg-Reflektor 15 gebildet.
• Eine Verstärkungselektrode EG ist dem Verstärkungssegment SG zugewandt angeordnet. Diese Elektrode und die gemeinsame Elektrode M sind durch eine Verstärkungsstromquelle 10 versorgt, um den Injektionsstrom in Durchlaßrichtung zwischen diesen zwei Begrenzungsschichten fließen zu lassen. Dieses Verstärkungssegment bildet somit einen in den Modulator integrierten DFB-Laser zum Erzeugen einer Lichtwelle in dem Leiter 2.
• Die Steuerschaltung 4 liefert die Gleichspannungskomponenten VA, VD der Steuerspannungen von Abschwächungs- und Phasenverschiebungssegment derart, daß der Durchgang eines Stromes zwischen den zwei Begrenzungsschichten 6 und 8 verhindert wird. Der Durchgang eines solchen Stromes wird verhindert, wenn eine solche Steuerspannung eine der Durchlaßrichtung entgegengesetzte inverse Richtung hat oder wenn diese Spannung zwar die Durchlaßrichtung aber einen Wert unterhalb eines Grenzwertes hat, der von den Dotierungen der Schichten abhängt.
• Gemäß einer Maßnahme, die die Realisierung des Modulators erleichtert, haben Abschwächungssegment SA und Phasenverschiebungssegment SD identische Beschaffenheiten. Diese gleiche Beschaffenheit verleiht ihnen gleiche elektrische Sensibilitäten, wenn sie veränderlichen, jeweils gleichen Steuerspannungen ausgesetzt sind. Unter Berücksichtigung der Auswahl der diesen beiden Segmenten gemeinsamen Halbleiterstruktur hängen diese Sensibilitäten allerdings stark von den Gleichspannungskomponenten VA und VD dieser Steuerspannungen ab. Der Steuergenerator 4 gibt dann diesen zwei Gleichspannungskomponenten VA, VD zwei unterschiedliche Werte, um dem Phase-Amplitude-Kopplungsfaktor im Abschwächungssegment SA einen deutlich kleineren Wert als im Phasenverschiebungssegment SD zu geben.
• Die Gleichspannungskomponenten VA und VD der Steuerspannungen von Abschwächungs- und Phasenverschiebungssegment werden den Elektroden EA und ED durch eine Polarisierungsgleichspannungsquelle 14 über einen Widerstandsteiler 16 und Trenninduktivitäten 18 und 20 geliefert.
• Die Wechselspannungskomponenten MA und MD dieser Steuerspannungen werden jeweils diesen selben Elektroden EA und ED über Trennkondensatoren 22 und 24 durch eine Kombinationsschaltung 30 geliefert, die die zwei oben erwähnten Linearkombinationen bildet, um so die zwei Wechselspannungskomponenten MA und MD zu erzeugen.
• Die Auswahl der Gleichspannungskomponenten VA und VD ist in Figur 2 zu sehen, in der die Diagramme LA und LD jeweils die Änderungen des Absorptionskoeffizienten CA und des Phase- Amplitude-Kopplungsfaktors α, der die Phasenverschiebung festlegt, jeweils in Funktion der angelegten Spannung zwischen der entsprechenden spezifischen Elektrode EA oder ED und der gemeinsamen Elektrode EM darstellen. Diese Spannungen sind als Negativ dargestellt, da sie die durch die Begrenzungsschichten 6 und 8 gebildete Diode in Sperrrichtung polarisieren. Die Spannung VA bewirkt eine größere elektrische Abschwächungssensibilität und eine kleinere elektrische Phasenverschiebungssensibilität als die Spannung VD.
• Diese Diagramme entsprechen den oben beschriebenen Auswahlen in einem Fall, wo das vom Bragg-Reflektor 15 selektierte Licht eine Wellenlänge von 1550 nm aufwies.
• Die Soll-Abschwächung A und die Soll-Phasenverschiebung D werden von einem Codierer 28 geliefert, der die für die zu übertragenden Daten repräsentative binäre Eingangsfolge T empfängt.
• Dieser Codierer wendet auf diese Folge den erfindungsgemäßen phasenalternierenden Code an. Er läßt die Folge T ohne Veränderung passieren, um die Soll-Abschwächung A zu bilden. Um die Soll-Phasenverschiebung D zu bilden, wandelt er die Folge T zunächst in ein elektrisches Duobinär-Signal um. Dieses Duobinär-Signal kann erzeugt werden, indem in einer Schaltung 31 die zur Folge T komplementäre Folge erzeugt wird. Diese komplementäre Folge tritt dann in eine Kippstufe 32 vom flip-flop-Typ ein, die vom Takt H des Signals T geregelt wird und die ihren Zustand ändert, um ein Ausgangssignal S zu bilden, wenn ein Bit an ihrem Eingang erscheint. Am Ausgang dieser Kippstufe wandelt ein Filter 33 das Signal S in ein Drei-Pegel-Signal vom Duobinär-Typ um, das sie Soll-Phasenverschiebung D bildet. Dieser Filter muß so gut wie möglich die Übertragungsfunktion
• H(fo) = ½ [1+cos2πfT] für fo ≤1/ (2T)
• H(f )=0 sonst
• approximieren, wobei T die Bit-Zeit und f die Frequenz ist.
• Man kann zum Beispiel einen Bessel-Filter fünfter Ordnung mit 2,8 GHz Durchgangsband für einen Durchsatz von 10 Gbit/s verwenden. Diese Technik ist beschrieben in dem Artikel "The Duobinary Technique for High-Speed Data Transmission", A. Lender, IEEE Trans. on Com. Electronics Band 82, Seiten 214- 218, 05/1963.
• Der Koeffizient k&sub4; wird geregelt, um die durch den erfindungsgemäßen phasenalternierenden Code festgelegte Phasenverschiebung DP zu erhalten. Der Koeffizient k&sub1; wird so geregelt, daß das Auslöschungsverhältnis TX so groß wie möglich ist. Die Koeffizienten k&sub2; und k&sub3; werden angepaßt, um eine Phasenmodulation und eine Amplitudenmodulation zu erhalten, die so rein wie möglich sind.
• Nach Figur 3 umfaßt das Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung:
• - die Schaltung 4, die die Eingangsfolge T empfängt,
• - die Platte 3, die die decodierten Daten tragende modulierte Trägerwelle liefert, wobei die Gesamtheit aus Schaltung 4 und Platte 3 einen Codierer-Sender bildet,
• - eine Übertragungsleitung mit optischer Faser 54, die diese modulierte Trägerwelle empfängt und leitet. Diese Leitung weist eine eigene chromatische Dispersion auf, die eine Verzerrung des diese Welle modulierenden Signals bewirken kann.
• - schließlich einen Empfänger 56, der diese Welle am Ausgang dieser Verbindung empfängt und in Reaktion ein Ausgangssignal S liefert, wobei dieses Ausgangssignal die zu übertragenden Daten mit einer Fehlerquote wiederherstellt, die durch die Leitungsdispersion 54 erhöht ist, die allerdings durch die geringe spektrale Breite der modulierten Trägerwelle beschränkt ist. Der Eingang dieses Empfängers ist durch eine Photodiode 58 gebildet, die die Intensität dieser Trägerwelle diskriminiert, um die Eingangsbinärfolge T wiederherzustellen.

Claims (9)

1. Verfahren zum Einschreiben von Binärdaten auf eine insbesondere optische Trägerwelle, bei dem ein Eingangssignal einem Code entsprechend codiert wird, um eine Trägerwelle zu modulieren, wobei dieses Eingangssignal mit einer Bit-Periode getaktet ist und die Form einer abwechselnden Folge von Null-Bitgruppe und Eins- Bitgruppen aufweist, wobei jede Null- oder Eins-Bitgruppe sich zwischen zwei Eins- oder Null-Bits erstreckt und ausschließlich durch wenigstens ein Nullbzw. Eins-Bit gebildet ist, wobei dieser Code erfordert, daß diese Trägerwelle eine Intensität und eine Phase aufweist, die während jeder der Bit-Gruppen im wesentlichen konstant sind, wobei diese Intensität wenigstens im Mittel gleich einer Nennintensität während der Eins-Bitgruppen und wenigstens im Mittel gleich dem Quotienten dieser Nennintensität durch ein Auslöschungsverhältnis TX während der Null-Bitgruppen ist, wobei diese Phase eine Referenzphase während der Null-Bitgruppen bildet und während jeder Eins-Bitgruppe und in Bezug auf diese Referenzphase eine dieser Gruppe zugeordnete Phasenverschiebung aufweist, wobei die Richtungen der zwei aufeinander folgenden Eins-Bitgruppen zugeordneten Phasenverschiebungen einander entgegengesetzt sind, wenn und nur wenn die diese zwei Eins-Bitgruppen trennende Null-Bitgruppe eine ungerade Anzahl von Bits umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß die den Bitgruppen zugeordneten Phasenverschiebungen geregelt sind, um einer durch einen mittleren Absolutwert dieser Phasenverschiebungen gebildeten Nennphasenverschiebung DP einen Wert von unter 90º zu geben.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Nennphasenverschiebung DP kleiner als 75º ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Nennphasenverschiebung DP auf einen Wert höchstens gleich

DPM = ArccosTX-½

geregelt ist, wobei TX das Auslöschungsverhältnis bezeichnet.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung geregelt ist, um einem Spektralmodulations index

einen Wert größer als 0,66 zu geben.

5. System zur Datenübertragung auf einer insbesondere optischen Trägerwelle, mit

- einem Codierer-Sender (3, 4) zum Empfangen von zu übertragenden Daten, die durch eine getaktete Folge von Null-Bits und Eins-Bits dargestellt werden können, die eine Eingangsfolge T bilden, wobei diese Folge die Form einer abwechselnden Abfolge von Null-Bitgruppen und Eins-Bitgruppen aufweist, die jeweils mindestens ein Bit umfassen, wobei der Codierer-Sender in Reaktion eine Trägerwelle liefert, die eine durch diesen Codierer-Sender anhand der Eingangsfolge nach einem Code festgelegte Modulation aufweist,

wobei dieser Code erfordert, daß die Trägerwelle eine Intensität und eine Phase aufweist, die während jeder der Bitgruppen der Eingangssequenz im wesentlichen konstant sind, wobei diese Intensität wenigstens im Mittel gleich einer Nennintensität während der Eins-Bitgruppen und wenigstens im Mittel gleich dem Quotienten dieser Nennintensität durch ein Auslöschungsverhältnis TX während der Null-Bitgruppen ist, diese Phase eine Referenzphase während der Null-Bitgruppen bildet und während jeder Eins-Bitgruppe mit einer Phasenverschiebung in Bezug auf diese Referenzphase versehen ist, wobei die Richtung dieser Phasenverschiebung zwischen zwei aufeinander folgenden Eins-Bitgruppen invertiert ist, wenn und nur wenn die diese zwei Eins-Bitgruppen trennende Null-Bitgruppe eine ungerade Anzahl Bits umfaßt,

- und einem Empfänger (56), der in Abstand vom Codierer-Sender angeordnet ist und die die Modulation aufweisende Trägerwelle empfängt, wobei dieser Empfänger die Eingangsfolge durch Diskriminierung der Intensität dieser Trägerwelle wiederherstellt, dadurch gekennzeichnet, daß der Codierer-Sender eine Nennphasenverschiebung DP auf einen Wert kleiner 90º regelt, wobei diese Nennphasenverschiebung ein mittlerer Absolutwert der Phasenverschiebung ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Nennphasenverschiebung DP kleiner als 75º ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Nennphasenverschiebung DP höchstens gleich DPM = ArccosTX-½

ist, wobei TX das Auslöschungsverhältnis bezeichnet.

8. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung DP geregelt ist, um einem Spektralmodulationsindex

einen Wert größer als 0,66 zu geben, wobei TX das Auslöschungsverhältnis bezeichnet.

9. System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Codierer-Sender umfaßt:

- eine Lichtquelle SG zum Liefern der Trägerwelle,

- einen Codierer (28) zum Empfangen der Eingangsfolge T und zum Liefern einer Soll-Abschwächung A und -Phase D für diese Welle,

- eine Kombinationsschaltung (30), die zwei unterschiedliche Kombinationen dieser Abschwächung und dieser Phase realisiert,

- und einen Elektroabsorptionsmodulator, mit zwei Abschnitten SD, SA, die jeweils durch die zwei Kombinationen gesteuert sind, um dieser Welle die konstante Intensität und Phase während jeder der Eingangs-Bitgruppen zu geben.