DE69520983T2

DE69520983T2 - Schaltung zur i/q-quadraturphasenmodulation

Info

Publication number: DE69520983T2
Application number: DE69520983T
Authority: DE
Inventors: Charles Persico
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1994-01-25
Filing date: 1995-01-20
Publication date: 2002-01-10
Anticipated expiration: 2015-01-21
Also published as: EP0691057A1; CN1083197C; US5574755A; CN1124554A; DE69520983D1; KR960701546A; JPH08508632A; EP0691057B1; KR100335713B1; WO1995020284A1

Description

Diese Erfindung betrifft elektrische I/Q-Quadraphase-Modulator-Demodulatorschaltungen.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Quadraphase-Mischer für digitale HPMX-2001-Kommunikationssysteme sind bekannt. Beispielsweise gibt es einen monolithischen QPSK-Modulator aus Silicium (QPSK: quadrature phase shift keying) mit einem typischen Betriebsfrequenzbereich für einen lokalen Oszillator (LO) von DC-2000 MHz und einer typischen I/Q-Bandbreite von DC-700 MHz. Derartige Einrichtungen sind unter anderem für digitalen Zellenfunk, HF-Datenübertragungsverbindungen, Vektorgeneratoren, -modulatoren und -demodulatoren und für Einseitenbandmischer brauchbar. Die typische I/Q-Mischerleistungsfähigkeit dieser und gleichartiger Chips wird durch die Quadraturqualität der LO- Signale begrenzt. Quadraturphasenfehler treten infolge von Prozessveränderungen, Schaltungskomponentenfehlanpassung und Schaltungsparasiten auf. Zudem ist es schwierig, genaue Breitband-Quadraturphasenschieber herzustellen. Phasenfehler in den LO- Signalen I und Q in komplexen Vektormodulatoren/-demodulatoren begrenzen beispielsweise Seitenbandunterdrückung, die zum Erfüllen von Systemspezifikationen für ADC (IS-54) und digitale GSM-Zellulartelefonsender kritisch ist.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Gegenstand der Erimdung ist eine Quadraphase-Mischerschaltung mit verbesserter Leistungsfähigkeit.
Ein anderer Gegenstand der Erfindung ist eine Quadraphase-Mischerschaltung, die für Phasenfehler in den Quadratur-LO-Signalen nahezu unempfindlich ist.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung umfasst die Quadraphase-Mischerschaltung zwei Gilbert-Zellen-Multiplizierer, von denen jeder obere Ports und untere Ports umfasst. Den oberen Ports der Gilbert-Zellen-Multiplizierer werden Summen- und Differenz-, begrenzte, Quadratur-, Differenzsignale zugeführt. Das Ergebnis ist, die Schaltung für LO-Phasenfehler weniger empfindlich zu machen und so Seitenband(Bild)- rückweisung gegenüber der herkömmlichen Schaltung, die typischerweise einen einzigen Gilbert-Zellen-Multiplizierer verwendet, zu verbessern.
Die verschiedenen Neuheitsmerkmale, die die Erfindung kennzeichnen, werden insbesondere in den dieser Offenlegung angehängten und ihr zugehörigen Ansprüchen aufgezeigt. Für ein besseres Verständnis der Erfindung, ihrer Betriebsvorteile und spezieller durch ihre Verwendung gelöster Aufgaben sind die bevorzugten Ausführungsbeispiele in der Zeichnung dargestellt und werden im Weiteren näher beschrieben.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Fig. 1 ist ein Schaltbild eines herkömmlichen Gilbert-Zellen-Multiplizierers;
Fig. 2 ist eine schematische Schaltung, die die Gleichwertigkeit eines Differenzpaares zeigt;
Fig. 3 ist ein Schaltbild einer der Formen eines Mischers, der als erfindungsgemäße Quadraphase-Modulator/Demodulatorschaltung verwendet wird;
Fig. 4 ist ein Schaltbild einer anderen Form einer erfindungsgemäßen Quadraphase-Modulator/Demodulator Schaltung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Gilbert-Zellen-Multiplizierer sind bekannt. Siehe beispielsweise S. 593 von "Analog Integrated Circuits" von Gray und Meyer, 1977 von Wiley veröffentlicht. Ein Gilbert-Zellen-Multiplizierer ist eine Abwandlung einer emittergekoppelten Zelle, die Vierquadrantenmultiplikation in einem symmetrischen IC-Multiplizierersystem zulässt. Fig. 1 zeigt eine typische Gilbert-Zellen-Multipliziererschaltung 10, die durch die Reihenschaltung eines emittergekoppelten Transistorpaares Q1, Q2, mit 11 bezeichnet, mit zwei kreuzgekoppelten, emittergekoppelten Paaren Q3, Q4, und Q5, Q6, mit 12 bzw. 13 bezeichnet gekennzeichnet ist. Zwei obere Ports 16, 17 für LO-Signale und zwei untere Ports 18, 19 für HF-Signale sind vorgesehen. Das als Referenz genannte Buch liefert auch eine ausführliche Erläuterung des Betriebs derartiger Multiplizierer, aber diese Details brauchen zum Verständnis der Erimdung hier nicht wiederholt zu werden. Es sei bemerkt, dass die LO-Signale so angelegt werden, dass das positive Signal zu beiden äußeren Transistoren, Q3, Q6, jedes Paares geht und das negative Signal zu beiden inneren Transistoren, Q4, Q5, jedes Paares.
Der Einfachheit halber kann jedes der Transistorpaare ein Block 20 sein und durch einen Block 20 ersetzt werden, so dass das links in Fig. 2 dargestellte Schaltungsfragment das Äquivalent des Schaltungfragments rechts ist, hier als Differenzpaar bezeichnet. So entspricht der Block 20 jedem der Transistorpaare 11, 12, und 13.
Fig. 3 zeigt eine der Formen einer erfindungsgemäßen Quadraphase-Modulator/Demodulator Schaltung, wobei gleiche Elemente gleich Bezugszeichen haben. Diese unterscheidet sich von der Schaltung von Fig. 1 dadurch, dass zwei identische Gilbert-Zellen-Multiplizierer 21, 22 vorhanden sind, von denen jeder, außer für die Signalverbindungen, mit der Schaltung 10 von Fig. 1 identisch ist. In der Schaltung von Fig. 3 werden den Ports 30, 31 des unteren Differenzpaares links positive und negative Signale I (gleichphasig) zugeführt, mit V1 bezeichnet. Den Ports 32, 33 des unteren Differenzpaares rechts werden positive und negative Signale Q (quadraphasig) zugeführt, mit VQ bezeichnet. Den oberen Ports 34, 35 des linken Differenzpaares links werden positive und negative Signale zugeführt, mit V1 bezeichnet. Den oberen Ports 36, 37 des linken Differenzpaares rechts werden positive und negative Signale zugeführt, mit V2 bezeichnet. Den oberen Ports 38, 39 des rechten Differenzpaares links werden positive und negative Signale zugeführt, mit V3 bezeichnet. Den oberen Ports 40, 41 des rechten Differenzpaares rechts werden positive und negative Signale zugeführt, mit V4 bezeichnet. Die Schaltungsgesamtheit 45 über den Gilbert-Zellen liefert mit Vout bezeichnete positive und negative Ausgänge. Dies entspricht einer Summierungsfunktion, die unten auch beschrieben wird.
Gemäß der Erfindung werden die Signale V1, V2, V3 und V4 definiert als:
V1 = sinω&sub1;t - (-cosω&sub1;t) = sinω&sub1;t + cosω&sub1;t (1)
V2 = cosω&sub1;t - (- sinω&sub1;t) = cosω&sub1;t + sinω&sub1;t (2)
V3 = sinω&sub1;t - cosω&sub1;t (3)
V4 = -cosω&sub1;t - (-sinω&sub1;t) = sinω&sub1;t - cosω&sub1;t(4)
wobei ω&sub1; die LO-Frequenz ist.
Diese Signale werden als Quadratur-Ausgänge von einem herkömmlichen IC-Phasenschieber geliefert, dem die positiven und negativen LO-Signale eingegeben werden, die denen entsprechen, die den oberen Ports des Gilbert-Zellen-Multiplizierers von Fig. 1 zugeführt werden. Die Gleichungen (1) bis (4) geben die Summen- und Differenzglieder der Quadratur-LO-Glieder wieder. Es kann nachgewiesen werden, dass selbst wenn Phasenfehlerglieder in die Gl. (1) bis (4) eingebracht werden, die einmaligen Eigenschaften der Modulator/Demodulatorarchitektur der Erfindung diese Fehler inhärent korrigieren, wo die Quadratur-LO-Signale nur Phasenfehler enthalten. Somit sollten die Amplituden der Quadratur-LO-Signale nahezu gleich gehalten werden. Dies wird mit Hilfe von Begrenzungsverstärkern erhalten, die Teil der unten erläuterten Quadraturphasenverschiebungsnetzwerkschaltungsgesamtheit sind, wie in Fig. 4 gezeigt.
Um die Funktionsweise der Schaltung der Erfindung zu erläutern, werden die Modulationswellenformen untersucht. V1, V2, V3 und V4 sind hinsichtlich der Amplitude genügend groß (> 5VT), um die oberen Differenzpaare der Quadraphase- Multiplizierer ein-/auszuschalten. Infolge der begrenzten Wirkung von V1 bis V4, die mehrere VT schalten, kann die Fourierreihenerweiterung an dem Modulationsport (Paare V1, V2 und V3, V4) und an den linearen Portsignalen (differentielle VI und VQ) des Quadraphase-Multiplizierers verwendet werden, unter der Annahme, dass die Amplituden von V1 bis V4 groß genug sind, um die Differenzeingangssignale VI und VQ abwechselnd mit + 1 und -1 zu multiplizieren.
Die Kollektorströme von Multiplizierer 21 und Multiplizierer 22 werden aufsummiert, um je nach dem Phasenzustand (+/- 180º) der Ausgangsströme obere/- untere Seitenbandaufhebung zu erzeugen.
Der Ausgang des Quadraphase-Multiplizierers ist
VOUT = K&sub3;[V1(t)VI(t)] - K&sub4;[V3(t)VQ(t)] (5)
- K&sub3;ΣAnsin(nω&sub1;t +45º)VI(t) - K&sub4;ΣAnsin(nω&sub1;t -45º)VQ(t) (6) wobei
An = (sin(nπ/2))/(nπ/4) (7)
und K&sub3; = K&sub3; = K ist die Größe der Verstärkung des Multiplizierers von dem kleinen Signaleingang bis zum Ausgang.
Bei
VI(t) = Asinωmt (8)
und
VQ(t) = Acosωmt (9)
Einsetzen von Gl. (8) und (9) in Gl. (5) ergibt
VOUT = K[ΣAnsin(nω&sub1;t +45º)(Asinωmt) - Ansin(nω&sub1;t -45º)(Acosωmt)] (10)
wobei
An = (sin(nπ/2))/(nπ/4) (11)
Anwenden trigonometrischer Identitäten auf Gl. (10) ergibt
VOUT = K[Σ(¹/&sub2;/AnA)[cos(nω&sub1;t +45º -ωmt) - cos(nω&sub1;t +45º +ωmt)]
- Σ(¹/&sub2;AnA)[sin(nω&sub1;t -45º +ωmt) + sin(nω&sub1;t -45º -ωmt)]] (12)
Betrachtet man nur die Glieder nahe cal (alle anderen höheren Glieder werden ausgefiltert), dann ergibt sich
VOUT = ¹/&sub2;KA&sub1;A[cos(ω&sub1;t +45º -ωmt) - cos(ω&sub1;t +45º +ωmt)
-sin(ω&sub1;t -45º +ωmt) - sin(ω&sub1;t -45º -ωmt)] (13)
Bei Verwendung
sin(ω&sub1;t -45º +ωmt) = -cos(ω&sub1;t +45º +ωmt) (14)
und
sin(ω&sub1;t -45º -ωmt) = -cos(ω&sub1;t +45º -ωmt) (15)
Einsetzen der Gl. (14) und (15) in Gl. (13) erzeugt
VOUT = ¹/&sub2;KA&sub1;A[cos(ω&sub1;t +45º -ωmt) - cos(ω&sub1;t +45º +ωmt)
+ cos(ω&sub1;t +45º +ωmt) + cos(ω&sub1;t +45º -ωmt)] (16)
Zusammenfassen gleicher Glieder liefert
VOUT = KA&sub1;A[cos(ω&sub1;t -ωmt +45º)] (17)
was das niedrigere Seitenbandglied ist, ω&sub1;t -ωmt, wie erwünscht, und wobei
A&sub1; = (sin(π/2))/(π/4) = 4/π (18)
und A ist die Eingangsamplitude der Differenzeingangssignale I und Q, und K ist die Multipliziererverstärkung des kleinen Signals.
Dies demonstriert, dass durch die einmalige Anwendung von Quadratur- LO-Signalen auf das Gilbert-Zellenpaar, selbst bei vorhandenen Phasenfehlern, vollständige Seitenbandaufhebung erreicht werden kann, unabhängig von der Quadratur-LO- Phasenqualität. In praktischen Anwendungen bewirken Phasenfehler bis zu +/- 10º keinen signifikanten Pegel des unerwünschten (aufgehobenen) Seitenbandes.
Fig. 4 zeigt eine der Formen einer Schaltung, die die Erfindung verkörpert. Die Gilbert-Zellen-Multiplizierer 21, 22 und ihre Ausgänge 45 entsprechen der Schaltung von Fig. 3. I und IN entsprechen +VI und -VI in Fig. 3. "N" und "/" repräsentieren das entgegengesetzte Phasensignal, manchmal als Strich über dem Symbol dargestellt. Q und QN entsprechen +VQ und -VQ von Fig. 3. LO und LON entsprechen den normalen Quadratur-LO-Signalen. Diese Eingangssignale in Fig. 4 werden von einem Begrenzungsverstärker 50 verstärkt und einem herkömmlichen 90º-Phasenschieber 51 eingegeben, dessen Ausgänge, Quadratur sin und sin/, und cos und cos/-Signale, wieder in Begrenzungsverstärkern 53, 54, verstärkt werden und als Eingänge den Multiplizierern 21 und 22 wie abgebildet zugeführt werden, um den oben definierten Signalen V1-V4 zu entsprechen. Somit gilt V1 = sin - cos\= sin + cos; V2 = cos - sin\= cos + sin; V3 = sin - cos = sin - cos; V4 = cossin\= sin-cos. Die Ausgänge bei 45 werden in einem herkömmlichen Summierer 55 aufsummiert, aus dessen Ausgang die gewünschten Signale OUT und OUTN erhalten werden. Bei Verwendung als Modulator wären die von den Signalen VI und VQ modulierten Quadratur-LO-Signale der Ausgang. Bei Verwendung als Demodulator wären Quadratur-IF-Signale der Ausgang.
Es wird deutlich sein, dass die Erfindung nicht auf die spezielle Schaltungsgesamtheit von Fig. 4 beschränkt ist, und andere Weisen, die gewünschten Summen- und Differenz-, begrenzten, Quadraturdifferenzsignale zu erzeugen, die dem oben beschriebenen Paar Gilbert-Zellen-Multiplizierern zugeführt werden müssen, werden als im Rahmen der Erfindung liegend betrachtet:
Obwohl die Erfindung im Zusammenhang mit bevorzugten Ausführungsformen beschrieben worden ist, wird deutlich sein, daß für den Fachkundigen Abwandlungen davon innerhalb der oben umrissenen Prinzipien offensichtlich sind und die Erfindung somit nicht auf die bevorzugten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern auch solche Abwandlungen umfassen soll.

Claims

1. I/Q-Quadraphase-Mischer mit:

(a) ersten und zweiten Multiplizierermitteln,

(b) Mitteln zum Anlegen eines Eingangssignals I an die ersten Multiplizierermittel,

(c) Mitteln zum Anlegen eines Eingangssignals Q an die zweiten Multiplizierermittel,

dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer umfasst

(d) Mittel zum Liefern von Signalen V1 und V2, die gegenphasig sind, an die ersten Multiplizierermittel,

(e) Mittel zum Liefern von Signalen V3 und V4, die gegenphasig sind und bezüglich V1 und V2 um 90º phasenverschoben, an die zweiten Multiplizierermittel,

(f) Mittel zum Kombinieren der Ausgangssignale der ersten Multiplizierermittel und der zweiten Multiplizierermittel.

2. I/Q-Quadraphase-Mischer nach Anspruch 1, in dem das erste und zweite Multiplizierermittel ein Gilbert-Zellen-Multiplizierer ist.

3. I/Q-Quadraphase-Mischer nach Anspruch 2, in dem jeder Gilbert-Zellen- Multiplizierer erste und zweite Differenzpaare umfasst, die mit einem dritten Differenzpaar in Reihe geschaltet sind, wobei die genannten Signale jeweils dem ersten, zweiten und dritten Differenzpaar zugeführt werden.

4. I/Q-Mischer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Kombinationsmittel Summiermittel umfasst.

5. I/Q-Quadraphase-Mischer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, in dem das Mittel zum Empfangen und Verarbeiten Mittel zum Begrenzen der Amplitude der Signale des lokalen Oszillators enthält.

6. I/Q-Mischer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, in dem das Mittel zum Empfangen und Verarbeiten einen 90º-Phasenschieber enthält.

7. Sende-Empfänger mit einem Mischer nach einem der vorhergehenden Ansprüche.