DE69519753T2 - Erfassung von Spreizspektrumsignalen - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft die Erfassung von niederenergetischen Spreizspektrumsignalen, wie sie beispielsweise bei vielen modernen Radaranlagen verwendet wird, und insbesondere, wenn auch nicht ausschließlich, Ortungsgeräte, bei denen die Kreuzkorrelation von von zwei räumlich getrennten Empfängern empfangenen Signalen verwendet wird.
• Bei vielen modernen Radaranlagen werden Spektrumtechniken verwendet. Dies ermöglicht ihnen das Erzielen einer guten Bereichsauflösung mit niedrigen Energieausgängen und verleiht ihnen auch LPI-Eigenschaften (LPI, low probability of intercept, geringe Abfangwahrscheinlichkeit). Der Radarempfänger mit seinem Paßfilter kann mit einem Erzeugnis mit großer Zeitbandbreite die volle, aus einem Impuls eines CW-Signals verfügbare Verarbeitungsverstärkung nutzen. Ein ESM- Empfänger kann diese potentielle Verarbeitungsverstärkung normalerweise nicht nutzen und wird zudem dadurch behindert, daß er eine verhältnismäßig breite Bandbreite mit einem dementsprechenden Rauschabzug aufweisen muß.
• In "IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques 42" (1994) Juni, Nr. 6, New York, USA, Seiten 951-955, "A Wide Band Tracking Delay for Radio Astronomy" ist ein Interferometer für die Radioastronomie mit zwei separaten Empfängern und einem komplexen Korrelator beschrieben. In "Electronic Intelligence: The Interception of Radar Signals" von R. G. Wiley, Seiten 233-238 ist die Verwendung eines akusto-optischen Empfängers beschrieben.
• Wenn ein System, das versucht, Spreizspektrumsignale zu erfassen und zu lokalisieren, zwei räumlich getrennte Empfänger verwendet und eine Kreuzkorrelation zwischen den beiden empfangenen Signalen herstellt, kann es viel von der für den Paßfilterempfänger verfügbaren Verarbeitungsverstärkung erzielen. Die beiden Signale enthalten sowohl Antennenrauschen als auch internes Empfängerrauschen. Das interne Rauschen in den beiden Empfängern ist unabhängig und wird nicht in Korrelation gebracht. Viel von den beiden Gruppen von Antennenrauschen stammt von den gleichen Quellen. Wenn diese Quellen jedoch räumlich verteilt sind, erreichen die Signale von diesen Quellen die beiden Antennen mit einer Verteilung von zeitlichen Verzögerungen, und die Antennenrauschsignale werden effektiv nicht in Korrelation gebracht. Jede feste Signalquelle (die ein Spreizspektrumsignal emittiert) emittiert jedoch ein Signal, das mit einer einzigen festen zeitlichen Verzögerung in beiden Empfängereingängen vorhanden ist. Die Kreuzkorrelationsfunktion der beiden Empfängerausgänge enthält die Autokorrekationsfunktion des von einer festen Quelle kommenden, entsprechend der Zeitdifferenz der Ankunft an den Antennen längs der Zeitachse verschobenen Signals. Sie enthält auch zwei Kreuzkorrelationen des Signals in einem Empfänger mit dem Rauschen in der anderen und die Kreuzkorrelation der zwei Gruppen von Rauschen. Bei großen Eingangssignal- Rauschverhältnissen ist die Kreuzkorrelation zwischen Rauschen und Rauschen unerheblich, und der Korrelatorausgang enthält effizient die Signalautokorrelationsfunktion sowie die beiden Signal-Rausch-Kreuzkorrelationen.
• Es besteht jedoch generell mehr Interesse an einem Fall, in dem das Eingangssignal-Rausch-Verhältnis klein ist. Die Rausch-Rausch-Kreuzkorrelation dominiert dann, und das System liefert eine erheblich schlechtere Leistung als das Paßfilter, sofern keine andere Methode zur Zurückweisung eines erheblichen Teils des Rauschens gefunden werden kann. Dies ist möglich. Wenn die Rauschsignale in den beiden Empfängern tatsächlich nicht in Wechselbeziehung stehen, sind die Signal-Rausch- und die Rausch-Rausch-Kreuzkorrelationen einfach mehr oder weniger gleichmäßig über die gesamte Länge der Kreuzkorrelationsfunktion gespreizte Rauschsignale. Die Signalautokorrelationsfunktion ist bei einem Spreizspektrumsignal jedoch in der Mitte konzentriert. Wird nur der mittlere Abschnitt der Kreuzkorrelation genommen, kann daher der größte Teil der vorhandenen Rauschenergie zurückgewiesen werden. Dies hilft nicht, wenn Messungen, wie eine Schwellenwerterfassung, an der Zeitbereichs-Kreuzkorrelationsfunktion erfolgen sollen.
• Es wird ebenso darauf hingewiesen, daß das ESM-System, da es nicht à priori über Zeitinformationen verfügt, nicht auf die gleiche Weise wie das Radar eine Integration über mehrere Impulse vornehmen kann.
• Wenn eine feste Signalquelle geortet werden soll, kann die Zeitdifferenz der Ankunft an den Antennen durch eine direkte Messung an der Kreuzkorrelationsfunktion ermittelt werden. Die Auflösung ist hierbei jedoch durch die Breite der Hauptstrahlungskeule der Signalautokorrelationsfunktion begrenzt, die näherungsweise der Inversion der Bandbreite des Signals entspricht. Ein System, das eine Basislinie von 50 m zur Peilung an einer Signalbandbreite von 10 MHz verwendet, hätte beispielsweise eine Peilauflösung von bestenfalls 34º. Eine derartige direkte Messung der Position der Autokorrelationsfunktion unter Verwendung einer Schwellenwerterfassung ist selbstverständlich sehr grob und nutzt die in der Kreuzkorrelationsfunktion vorhandenen Phaseninformationen nicht.
• Die Aufgabe der Erfindung ist es, ein Kreuzkorrelationsempfänger- Erfassungssystem zu schaffen, das zur Bereitstellung einer verbesserten Erfassung und einer wesentlich größeren Positionsgenauigkeit als bisher möglich geeignet ist.
• Die Erfindung schafft ein Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem zum Erfassen eines verrauschten Spreizspektrumsignals mit zwei räumlich getrennten Empfängern (16, 17) zum Erfassen des Spreizspektrumsignals und einem Korrelator (18), dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelator einen ersten und einen zweiten Eingang besitzt, die mit den Ausgängen der beiden Empfänger verbunden sind, um an seinem Ausgang ein Signal zu erzeugen, das die Kreuzkorrelationsfunktion der von den beiden Empfängern empfangenen Spreizspektrumsignale repräsentiert, daß das System ferner ein Filter (27), das einen mit dem Ausgang des Korrelators (18) verbundenen Eingang besitzt und so beschaffen ist, daß es an seinem Ausgang nur den Mittelabschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion durchläßt, um die Rausch- Kreuzkorrelation zu entfernen, und einen Signalprozessor (19) umfaßt, der mit dem Ausgang des Filters verbunden ist, um eine Kreuzspektraldichte des gefilterten Signals im Zeitbereich (die im Zeitbereich gefilterte Kreuzspektraldichte) zu erzeugen und dadurch das Vorhandensein des Spreizspektrumsignals im Rauschen zu bestimmen, und daß die Richtung, in der das Spreizspektrumsignal beim Erfassungssystem ankommt, durch Messen des Winkels der Phasensteilheit der im Zeitbereich gefilterten Kreuzspektraldichte bestimmt wird.
• Bei einer bevorzugten Anordnung ist der Korrelator ein Zeitintegrationskorrelator, bei dem akusto-optische Zellen verwendet werden. Die akusto-optischen Zellen sind vorzugsweise Bragg-Zellen. Bei einer vorteilhaften Anordnung wird das Ausgangssignal eines der Empfänger an eine erste Bragg-Zelle angelegt, die derart beschaffen ist, daß sie Licht von einer Laserlichtquelle punktartig moduliert; das von der ersten Bragg-Zelle ausgegebene modulierte Licht wird dann über einen Strahlenerweiterer an eine zweite Bragg-Zelle übertragen, an die das Ausgangssignal von dem zweiten Empfänger angelegt wird, und das modulierte Ausgangslicht von der zweiten Bragg-Zelle wird dann von einer Photodetektormatrix erfaßt.
• Zum Verringern der Rechenanforderungen an das System wird das von der zweiten Bragg-Zelle ausgegebene modulierte Licht vorzugsweise durch Vorsehen einer Abbildungsoptik räumlich gefiltert, die so beschaffen ist, daß nur dem mittleren Abschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion entsprechendes Licht übertragen wird. Vorteilhafter Weise ist eine Einrichtung zum Einstellen der Abbildungsoptik vorgesehen, um sicherzustellen, daß nur das dem mittleren Abschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion entsprechende Licht über das räumliche Filter übertragen wird.
• Die Ausgangssignale von jeder Diode der Photidiodenmatrix sind vorzugsweise mit einem digitalen Signalprozessor verbunden, der derart beschaffen ist, daß er erstens die Signale demoduliert, um dem mittleren Abschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion entsprechende Daten zu erzeugen, und zweitens eine Fourier- Transformation an den Daten vornimmt, um die Kreuzspektraldichte zu erzeugen.
• Die Fourier-Transformation erfolgt günstiger Weise mittels eines schnellen Fourier-Transformators (FFT).
• Das Erfassungssystem ist vorteilhafter Weise derart beschaffen, daß eine Spitzenmessung an der Kreuzspektraldichte zu einem Ausgangssignal führt, daß das Vorhandensein eines Sollsignals angibt.
• Für Sollpeilungsinformationen ist der DSP derart aufgebaut, daß der Winkel der Phasenneigung der Kreuzspektraldaten erzeugt wird. Vorzugsweise wird zur Bestimmung der Phasenneigung ein Verfahren der kleinsten Quadrate angewendet.
• Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen anhand von Beispielen beschrieben. Es zeigen:
• Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Korrelationssignalerfassungs- und Peilvorrichtung mit zwei Empfängern;
• Fig. 2 einen praktischen Zeitbereichskorrelator, für den Bragg-Zellen verwendet werden;
• Fig. 3 eine Autokorrelationsfunktion eines Empfängerausgangs;
• Fig. 4 die Kreuzkorrelation der Ausgänge der beiden Empfänger;
• Fig. 5 und Fig. 6 jeweils die Wirkung der Vergrößerung der Mitten der in den Fig. 3 und 4 gezeigten Funktionen;
• Fig. 7 die der in Fig. 3 gezeigten Autokorrelationsfunktion entsprechende Energiespektraldichte;
• Fig. 8 die anhand der Daten gemäß Fig. 6 erhaltene im Zeitbereich gefilterte Kreuzspektraldichte; und
• Fig. 9 die Phasenneigung der Daten gemäß Fig. 8, wie sie zur Bestimmung der Richtung der Ankunft eines empfangenen Signals verwendet wird.
• Fig. 1 stellt ein Peilgerät dar, bei dem ein schwaches Spreizspektrumsignal 10 aus einem Winkel von 0 an zwei Detektoren ankommt. Die Detektoren umfassen räumlich um einen Abstand d getrennte Antennen 11, 12 und jeweilige RF- Verstärker 13, 14 mit geringem Rauschen. Die Ausgangssignale der Verstärker 13, 14 werden in Mischern 16, 17 mit dem Ausgangssignal eines stabilen Oszillators 16 mit geringem Rauschen gemischt, und die Ausgangssignale der Mischer werden in einem Kreuzkorrelator 18 in Kreuzkorrelation gebracht. Das Ausgangssignal des Kreuzkorrelators 18 wird dann in einen digitalen Signalprozessor (DSP) 19 eingegeben. Wenn die Kreuzkorrelation der Ausgänge der beiden Empfänger gebildet wird, ist die Kreuzkorrelation zwischen den Signalen bei einem Spreizsektrumsignal 10 beinahe vollständig in kleinen Bereichen in der Mitte der Kreuzkorrelationsfunktion konzentriert, wogegen Rauschterme über den vollen Bereich der gesamten Kreuzkorrelationsfunktion verteilt sind. Ist das Spreizspektrumsignal einmal erfaßt, kann der Ankunftswinkel 0 bestimmt werden, wenn die Zeitdifferenz der Ankunft an den beiden Empfängern ermittelt werden kann. Diese Zeitdifferenz manifestiert sich in der Kreuzkorrelationsfunktion als Verschiebung der Position der Korrelationsspitze von der Mitte. Unglücklicher Weise kann diese Verschiebung im allgemeinen nicht mit ausreichender Genauigkeit gemessen werden, um verwendbar zu sein.
• Eine Zeitverschiebung der Kreuzkorrelationsfunktion im Zeitbereich ist äquivalent zu einer linearen Phasenneigung der Frequenzbereichs-Kreuzspektraldichte. Wenn die komplexe Kreuzspektraldichte digital gespeichert wird, kann daher diese Phasenneigung dann extrahiert werden, um den Ankunftswinkel 0 zu liefern. Zunächst muß der das Signal enthaltende Teil der Kreuzspektraldichte festgelegt werden. Dies erfolgt durch eine Schwellenwerterfassung der Größe. Als Zweites müssen die Phasenterme mittels eines geeigneten Algorithmus ausgepackt werden, der 2 pi wie erforderlich addiert oder subtrahiert, wenn eine plötzliche Phasenänderung zwischen aufeinanderfolgenden gespeicherten Punkten erfaßt wird. Der Erfinder hat aufgezeigt, daß der Auspackalgorithmus insbesondere bei schwachen Signalen scheitern kann, wenn die Kreuzspektraldichte nicht im Zeitbereich gefiltert wird.
• Eine Abtastung der Signale von den beiden Empfängern und zum digitalen Ausführen der erforderlichen Kreuzkorrelationen in Echtzeit kann nicht verwirklichbar sein, insbesondere wenn die Konstruktion eines Systems mit großen Kanalbandbreiten und langen Abtastlängen gewünscht wird. Eine Kanalbandbreite von 1 GHz und eine Abtastdauer von 50 us würde beispielsweise eine Analog-Digital- Umwandlung mit einer Abtastfrequenz von 2 GHz und Datensätze von 50.000 Punkten erfordern.
• Akusto-optische Korrelatoren könnten die Antwort auf das Problem der Erzeugung der ursprünglichen Kreuzkorrelationsfunktion liefern. Die Tatsache, daß dann nur ein verhältnismäßig kleiner mittlerer Abschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion abgetastet werden soll, ist sehr günstig, da dies bedeutet, daß die Anzahl der zur weiteren Verarbeitung zu extrahierenden Datenpunkte sehr verringert wird.
• Fig. 2 zeigt eine die Zeit integrierende Korrelatorimplementation zur Verwendung als Kreuzkorrelator 18 gemäß Fig. 1. Dieser Aufbau eines Korrelators wird von Vanderlugt in "Optical Signal Processing", Wiley Interscience 1992, Seiten 520-526 beschrieben. Eine auf eine durch ein erstes (S&sub1;(t)) der beiden in Korrelation zu bringenden Signale angetriebene erste Bragg-Zelle 21 strahlende Laserlichtquelle 20 ist gezeigt. Dadurch wird eine punktartige Modulation des Laserlichts erzeugt, das durch einen Strahlenerweiterer 22 derart erweitert wird, daß es eine durch das zweite Signal S&sub2;(t) angetriebene zweite Bragg-Zelle 23 beleuchtet. Zu beiden Signalen S&sub1;(t) und S&sub2;(t) wird vor der Eingabe in die beiden Bragg-Zellen eine Vorspannung 24, 25 hinzugefügt. Zusätzlich wird das zweite Signal S&sub2;(t) in einem Mischer 26 durch ein Oszillatorsignal mit einer Frequenz Wc moduliert. Das modulierte Licht von der zweiten Bragg-Zelle 23 wird dann über ein zwischen Konvergenzlinsen 28, 29 angeordnetes Raumfilter 27 an eine Photodetektormatrix 210 übertragen. Die Ausgangssignale der Matrix 210 werden dann in einen DSP 211 eingegeben. In dem DSP 211 wird die durch einen schnellen Fourier-Transformations-Prozessor (FFT) erhaltene Fourier-Transformation der abgeschnittenen Kreuzkorrelationsfunktion zur Erzeugung der im Zeitbereich gefilterten Kreuzspektraldichte verwendet. Die Technik der kleinsten Quadrate oder eine andere geeignete Technik wird dann zur Bestimmung der Phasenneigung der Kreuzspektraldichte und damit der Ankunftsrichtung des erfaßten Signals verwendet.
• Vanderlugt zeigt, daß die zeitintegrierte Lichtintensität in der Ebene der Photodetektormatrix einen räumlich unveränderlichen Term enthält, der proportional zu der Integrationszeit und der Kreuzkorrelationsfunktion der beiden als doppelseitenbandunterdrückte Trägermodulation eines räumlichen Trägers aufgebrachten Eingangssignale ist. Dieser Korrelator ist ideal für den erforderlichen Prozeß der für den mittleren Abschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion angewendeten Fenstertechnik. Die räumlichen Abmessungen der Kreuzkorrelationsfunktion werden durch Einstellen der Abbildungsoptik so gesteuert, daß der erforderliche mittlere Abschnitt auf die Photodetektormatrix fällt. Die räumliche Funktion wird dann durch die Matrix abgetastet, und die gesamte weitere Verarbeitung einschließlich der Demodulation des räumlichen Signals zur Wiederbeschaffung der Korrelationsfunktion aus dem Träger wird digital ausgeführt.
• Diese Anordnung nutzt die Geschwindigkeit der optischen Signalverarbeitung für die Korrelation und die Flexibilität der digitalen Signalverarbeitung, wenn die Gruppen von Datenpunkten einmal auf eine verwaltbare Anzahl reduziert sind.
• Bei der vorgeschlagenen Implementation der Anordnung gemäß Fig. 2 wird eine Fairchild 2048 Element-Zeilenabtastkamera verwendet, die von einer auf einem TMS320C30 basierenden Rahmenaufnahmeeinrichtung und einer in einem Host-PC montierten digitalen Signalverarbeitungsplatine gesteuert wird und ihre Daten an diese leitet.
• Bei diesem Aufbau muß der begrenzte dynamische Bereich der akusto- optischen Bragg-Zellen kein Problem darstellen. Wenn das System zur Suche nach Signalen unterhalb des Rauschpegels gedacht ist, würde das System mit RF- und IF- Verstärkungen derart aufgebaut, daß die Standardabweichung des Rauschens ca. ein Drittel des Amplitudenbereichs der Korrelatoreingaben betrüge. Kurze hochenergetische Pulse werden erheblich abgeschnitten. Dies ist eine Annäherung an eine Eliminierung der Nicht-LPI-Pulse, die von einem herkömmlichen System erfaßt würden, obwohl sie durch die Verwendung von Kerbfiltern zur Blockierung bekannter Signale selbstverständlich besser ausgeschlossen würden.
• Eine Simulation dieses Systems hat gezeigt, daß es hocheffizient gegen LPI- Radargeräte sein sollte. Durch die Verwendung der im Zeitbereich gefilterten Kreuzspektraldichte sollte ein derartiges System zusätzlich zur Erfassung von Spreizspektrumsignalen mit Energieniveaus, die erheblich unter der Empfindlichkeit derzeitiger ESM-Systeme liegen, zur Peilung anhand derartiger Signale geeignet sein.
• Ein Typ von Radar mit LPI-Eigenschaften ist das FMCW-Radar, wobei ein Beispiel desselben das bei ca. 9 GHz arbeitende PILOT-Navigationsradar ist. Es ist in Beasley PDL und Stove AG: "PILOT - An Example of Advanced FMCW Techniques" und IEE Colloq, "High Time-bandwidth Product Waveforms in Radar and Sonar", IEE Digest Nr. 093, 1991 beschrieben.
• Für PILOT wird eine Sägezahnfrequenzabtastung von 50 MHz mit einer Dauer von 1 ms innerhalb einer Bandbreite von 1 GHz verwendet. Wenn ein Kreuzkorrelationserfassungssystem eine Abtastdauer von 50 us verwendet, kann es lediglich eine Frequenzabtastung von 2,5 MHz "sehen". Bei Verwendung eines Zeitbereichskorrelators, wie gemäß der Erfindung vorgeschlagen, kann gezeigt werden, daß die im Zeitbereich gefilterte Kreuzspektraldichte ein erheblich höheres Ausgangssignal-Rausch-Verhältnis als die Kreuzkorrelationsfunktion liefert. Daher erzeugt die Verwendung der Kreuzspektraldichte bei niedrigeren Energien eine gesteigerte Erfaßbarkeit des FMCW-Signals. Zudem wird die Erfassung bei einer längeren Integrationszeit verbessert.
• Der Erfinder hat gezeigt, daß die Hauptspitze der Autokorrelationsfunktion eines LPI-Radarpulses sehr schmal ist, die Zeitverschiebung zwischen den beiden Eingängen der Empfänger ebenfalls klein ist, und das Rauschen in der Kreuzkorrelationsfunktion über die gesamte Breite der Funktion gespreizt ist. Daher kann durch einfaches Zurückweisen von Allem außer dem mittleren Abschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion unter Verwendung des räumlichen Filters 27 viel von dem Rauschen eliminiert werden. Dann wird durch das Vornehmen der Fourier-Transformation an dieser durch Fenstertechnik extrahierten Funktion die im Zeitbereich gefilterte Kreuzspektraldichte erzeugt. Es wurde ferner gezeigt, daß für kurze Abtastungen oder Systeme, bei denen die Bandbreite des Rauschens wesentlich größer als die Bandbreite des Signals innerhalb der Abtastung ist, die im Zeitbereich gefilterte Kreuzspektraldichte ein erheblich höheres Signal-Rausch-Verhältnis als die Kreuzkorrelationsfunktion aufweisen kann. Durch eine Simulation wurde demonstriert, daß eine Messung der Phasenneigung des relevanten Teils der im Zeitbereich gefilterten Kreuzspektraldichte eine akkurate Peilung liefern kann. Dies Peilung ist besonders genau, wenn vor der Bildung der im Zeitbereich gefilterten Kreuzspektraldichte eine Anzahl von aufeinanderfolgenden Kreuzkorrelation kohärent summiert wird, wodurch die Wirkung einer langen Abtastdauer simuliert wird.
• Wenn ein Radar lange Spreizspektrumpulse verwendet, hat ein ESM- System ohne Verarbeitungsverstärkung keinen Reichweitenvorteil, selbst wenn ein kanalisierter Empfänger mit einer großen Anzahl an schmalen Kanälen verwendet wird. Ein Kristallvideoempfänger ist wesentlich empfindlicher, erreicht jedoch gegenüber einem LPI-Radar nach wie vor keinen nützlichen Reichweitenvorteil, selbst wenn er eine à priori Kenntnis der Pulslänge aufweist, der eine Optimierung der Videobandbreite ermöglicht. Es wurde gezeigt, daß ein ESM-Kreuzkorrelationssystem mit zwei Empfängern, das praktisch keine a priori Informationen erfordert, stets erheblich bessere Leistungen als ein Kristallvideoempfänger zeigt. Wenn die Rauschbandbreite des ESM-Systems mehr als das Zwölffache der Bandbreite des in der Abtastung enthaltenen Signals beträgt, dann kann die Verwendung der im Zeitbereich gefilterten Kreuzspektraldichte eine größere Empfindlichkeit liefern. Die Verwendung der Kreuzspektraldichte ermöglicht auch eine Unterscheidung zwischen Signalen mit unterschiedlichen Frequenzen innerhalb des gleichen RF-Kanals sowie eine extrem genaue Peilung.
• Zur Veranschaulichung der Erfindung wurde ein Simulationsmodell entwickelt.
• Die Modellparameter waren eine Empfängerrauschbandbreite von 80 MHz, eine FMCW-Signalabtastung über eine Bandbreite von 10 MHz in 0,5 ms, ein Empfängerausgangssignal-Rausch-Verhältnis von -13 dB und einen Antennenabstand von 50 m. Zehn Kreuzkorrelationen wurden an aufeinanderfolgenden Abtastungen von 50 us ausgeführt und summiert. Obwohl die resultierende Kreuzkorrelationsfunktion im Zeitbereich betrachtet ein sehr niedriges Signal-Rausch-Verhältnis aufweist, ergab eine Peilung unter Verwendung der Phasenneigung der im Zeitbereich gefilterten KSD eine Messung der Ankunftsrichtung an einer Quelle mit 30º in bezug auf die bordseitige Anordnung mit zwei Elementen mit einem Fehler von weniger als 0,5º. Die folgenden Figuren demonstrieren den Prozeß.
• Fig. 3 zeigt die Autokorrelationsfunktion eines der Empfängerausgänge zum Vergleich mit der Kreuzkorrelationsfunktion. Diese Autokorrelationsfunktion wird deutlich von der sehr großen Rauschautokorrelationsspitze 30 dominiert.
• Fig. 4 zeigt im gleichen Maßstab wie Fig. 3 die Kreuzkorrelation der beiden Empfängerausgänge. Die Komponenten 40 aufgrund des Rauschens werden nun über die volle Breite der Funktion gespreizt.
• Die Fig. 5 und 6 zeigen das Ergebnis der Vergrößerung der Zentren der in Fig. 3 gezeigten Autokorrelationsfunktion und der in Fig. 4 gezeigten Kreuzkorrelationsfunktion um den Faktor 64. 50 bezeichnet die Autokorrelationsspitze. Obwohl offensichtlich ist, daß die mittlere Strahlungskeule 60 der Kreuzkorrelationsfunktion eine gewisse Zeitverschiebung enthält, würde eine direkte Schätzung dieser Verschiebung durch eine Schwellenwerterfassung sehr mangelhafte Ergebnisse liefern.
• Fig. 7 zeigt die einfach durch Vornehmen der Fourier-Transformation an der in Fig. 3 gezeigten Autokorrelationsfunktion erhaltene Energiespektraldichte 70. Dies ist im Grunde das Gleiche wie eine direkte FFT-Analyse eines Empfängerausgangs. Dies ist deutlicher Weise nicht sehr nützlich.
• Fig. 8 zeigt die Größe der durch Vornehmen der schnellen Fourier- Transformation (FFT) an der in Fig. 6 gezeigten abgeschnittenen Kreuzkorrelationsfunktion erhaltenen im Zeitbereich gefilterten Kreuzspektraldichte. Das Signal 80 mit der Bandbreite von 10 MHz zeigt sich nun sehr deutlich.
• Fig. 9 zeigt die ausgepackte Phase 90 der im Zeitbereich gefilterten KSD, wobei eine gerade Linie 91 in den Abschnitt innerhalb des Signalbands eingepaßt ist. Anhand der Neigung dieser geraden Linie kann die Zeitverschiebung in der Kreuzkorrelationsfunktion und damit die Richtung der Ankunft des Signals berechnet werden. Die tatsächliche Zeitverzögerung zwischen den beiden Signalen in dem Modell entspricht einer Ankunftsrichtung von 30º. Die anhand der Neigung der geraden Linie gemäß Fig. 9 berechnete Ankunftsrichtung betrug 30,3º.
• Obwohl andere Typen von akusto-optischen Korrelatoren, wie ein Raumintegrationskorrelator oder ein Gemeinschaftstransformationskorrelator verwendet werden können, ist der beschriebene Zeitintegrationskorrelator für eine Echtzeit-Datenverarbeitung unter Verwendung nur des mittleren Abschnitts der Kreuzkorrelationsfunktion besonders vorteilhaft.

Claims (11)

1. Spreizspektnimsignal-Erfassungssystem zum Erfassen eines verrauschten Spreizspektrumsignals, mit zwei räumlich getrennten Empfängern (16, 17) zum Erfassen des Spreizspektrumsignals; und einem Korrelator; wobei der Korrelator einen ersten und einen zweiten Eingang besitzt, die mit den Ausgängen der beiden Empfänger verbunden sind, um an seinem Ausgang ein Signal zu erzeugen, das die Kreuzkorrelationsfunktion der von den beiden Empfängern empfangenen Spreizspektrumsignale repräsentiert; dadurch gekennzeichnet, daß das System ferner ein Filter (27), das einen mit dem Ausgang des Korrelators (18) verbundenen Eingang besitzt und so beschaffen ist, daß es an seinem Ausgang nur den Mittelabschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion durchläßt, um die Rausch-Kreuzkorrelation zu entfernen; und einen Signalprozessor (19) umfaßt, der mit dem Ausgang des Filters verbunden ist, um eine Kreuzspektraldichte des gefilterten Signals im Zeitbereich (die im Zeitbereich gefilterte Kreuzspektraldichte) zu erzeugen und dadurch das Vorhandensein des Spreizspektrumsignals im Rauschen zu bestimmen; und daß die Richtung, in der das Spreizspektrumsignals beim Erfassungssystem ankommt, durch Messen des Winkels der Phasensteilheit der im Zeitbereich gefilterten Kreuzspektraldichte bestimmt wird.

2. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach Anspruch 1, bei dem der Korrelator ein Zeitintegrationskorrelator ist, der akusto-optische Zellen verwendet.

3. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach Anspruch 2, bei dem die akusto-optischen Zellen Bragg-Zellen sind.

4. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach Anspruch 3, bei dem das Ausgangssignal von einem der Empfänger in eine erste Bragg-Zelle eingegeben wird, die so beschaffen ist, daß sie Licht von einer Laserlichtquelle punktartig moduliert, wobei das modulierte Lichtausgangssignal von der ersten Bragg-Zelle anschließend durch einen Strahlerweiterer zu einer zweiten Bragg-Zelle durchgelassen wird, in die das Ausgangssignal vom zweiten Empfänger eingegeben wird, wobei das modulierte Ausgangslicht von der zweiten Bragg-Zelle anschließend durch eine Photodetektormatrix erfaßt wird.

5. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach Anspruch 4, wobei der modulierte Lichtausgang von der zweiten Bragg-Zelle räumlich gefiltert wird, indem eine Abbildungsoptik vorgesehen ist, derart, daß nur Licht, das dem Mittelabschnitt der Kreuzkorrelationfunktion entspricht, durchgelassen wird, um die Rechenanforderungen an das System zu verringern.

6. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach Anspruch 5, bei dem eine Einrichtung vorgesehen ist, die die Abbildungsoptik so einstellt, daß sichergestellt ist, daß nur das Licht, das dem Mittelabschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion entspricht, durch das räumliche Filter durchgelassen wird.

7. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach einem der Ansprüche 4 bis 6, bei dem die Ausgangssignale von jedem Detektor der Photodetektormatrix in einen digitalen Signalprozessor (DSP) eingegeben werden, der so beschaffen ist, daß er zunächst die Signale demoduliert, um dem Mittelabschnitt der Kreuzkorrelationsfunktion entsprechende Daten zu erzeugen, und dann die Daten einer Fourier-Transformation unterwirft, um die Kreuzspektraldichte zu erzeugen.

8. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach Anspruch 7, bei dem die Fourier-Transformation durch eine Einrichtung für schnelle Fourier- Transformation (FFT-Einrichtung) ausgeführt wird.

9. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei das Erfassungssystem so beschaffen ist, daß eine Spitzenwertmessung in der Kreuzspektraldichte zu einem Ausgangssignal führt, das das Vorhandensein eines Zielsignals angibt.

10. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach einem der Ansprüche 7 bis 9, bei dem der DSP so beschaffen ist, daß er für die Zielträgerinformationen den Winkel der Phasensteilheit der Kreuzspektraldichte bestimmt.

11. Spreizspektrumsignal-Erfassungssystem nach Anspruch 10, bei dem das Verfahren der kleinsten Quadrate angewendet wird, um die Phasensteilheit zu bestimmen.